CN107306080A - 直流转直流电压转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例一种直流转直流电压转换器及其控制方法。其中，该直流转电流电压转换器电性连接至输入端和输出端，用来将该输入端处的输入电压转换为该输出端处的输出电压，并且该直流转直流电压转换器操作在脉冲频率调制模式；其中，该直流转直流电压转换器包括：电感，其中电感电流流过该电感；以及转换电路，电性连接至该电感，用于根据设置信号调整该电感电流，使得该电感电流小于或等于该电感电流的上限。本发明实施例能够动态地调整电感电流的上限。

Description

直流转直流电压转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种直流转直流(Direct Current-Direct Current，DC-DC)电压转换器及其控制方法，例如一种能够动态地调整电感电流上限的DC-DC电压转换器及其控制方法。
背景技术
在电子产品中，集成电路(Integrated Circuit，IC)芯片配合着其他元件使用。一般地，DC-DC电压转换器用来将输入电压Vin转换为输出电压Vout，该输出电压Vout进一步用来供IC芯片操作时使用。
第1图为DC-DC电压转换器的示意图。在接收输入电压Vin之后，DC-DC电压转换器相应地转换该输入电压Vin并在输出端Nout产生输出电压Vout。负载电路13(例如，IC芯片)接收该输出电压Vout，并且将流至负载电路13的电流定义为输出电流Iout。
DC-DC电压转换器11可以响应于负载电路13的负载变化而提供双模式功能。通过该双模式功能，DC-DC电压转换器11能够自动地在PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)模式和PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)模式之间切换。一般地，PWM模式和PFM模式分别比较适合于重负载应用和轻负载应用。PFM模式中的输出电流(IoutPFM)低于PWM模式中的输出电流(IoutPWM)。
在PWM模式与PFM模式之间切换的决定与许多因素有关，诸如输入电压Vin，输出电压Vout，电感L和输出电容Cout，等等。因此，DC-DC电压转换器11的模式切换的定时(timing)和阈值是复杂的，并且输出电压Vout的稳定性和转换效率在模式切换持续时间内会受到影响。或者说，当负载电路13的负载接近于PFM模式和PWM模式之间的转换值时，模式切换会降低DC-DC电压转换器11的性能。
因此，对于DC-DC电压转换器11，期望其无需改变操作模式，而能够容忍一定的负载变化并且同时最大化性能。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供了一种直流转直流电压转换器及其控制方法，能够动态地调整电感电流的上限。
本发明实施例提供了一种直流转直流电压转换器，该直流转电流电压转换器电性连接至输入端和输出端，用来将该输入端处的输入电压转换为该输出端处的输出电压，并且该直流转直流电压转换器操作在脉冲频率调制模式；其中，该直流转直流电压转换器包括：电感，其中电感电流流过该电感；以及转换电路，电性连接至该电感，用于根据设置信号调整该电感电流，使得该电感电流小于或等于该电感电流的上限。
其中，该设置信号由该转换电路产生，或者，该设置信号由该转换电路从负载电路、控制器或自适应电路处接收；其中，该设置信号表示该电感电流的该上限。
其中，进一包括：自适应电路，电性连接至该转换电路，用来侦测该电感电流，并且根据侦测到的该电感电流和预定规则，动态地决定该电感电流的该上限。
其中，该自适应电路电性连接至控制器，并且从该控制器接收自适应控制信号。
其中，该预定规则与以下至少一个因子有关：流过负载电路的输出电流，其中该负载电路电性连接至该输出端；边限电感电流；该负载电路的操作模式；输入电压；以及该输出电压。
其中，该转换电路根据该电感电流，产生状态信号；其中，当该电感电流处于活动持续时间内时，该状态信号处于第一电平状态，并且该活动持续时间的长度与该电感电流的该上限有关；其中，当该电感电流处于睡眠持续时间内时，该状态信号处于第二电平状态。
其中，该自适应电路包括：斜坡模块，其中该斜坡模块包括：斜坡产生器，电性连接至该转换电路，用于接收该状态信号并相应地生成斜坡电压；以及比较电路，电性连接至该斜坡产生器，用于根据该斜坡电压和至少一个设定阈值，生成至少一个比较信号。
其中，该自适应电路进一步包括：移位驱动器，电性连接至该斜坡模块，用于从该斜坡模块接收该至少一个比较信号并相应地生成方向移动信号和时钟移动信号；移位器，电性连接至该移位驱动器，用于接收该方向移动信号和该时钟移动信号并相应地生成该上限的数字设定；以及
电流型数字至模拟转换器，电性连接至该移位器，用于将该上限的该数字设定转换为该上限的模拟设定。
其中，该斜坡产生器包括：开关电路，通过斜坡节点电性连接至该比较电路，并且包括：上部电路和下部电路，该上部电路用于产生充电电流以增大该斜坡电压，该下部电路用于产生放电电流以降低该斜坡电压；以及积分电路，电性连接至该斜坡节点，用来将该斜坡电压改变为第一设定阈值。
其中，该上部电路、该下部电路和该积分电路分别受第一使能信号、第二使能信号和第三使能信号的控制，其中该上部电路、该下部电路和该积分电路交替地使能。
其中，当该控制信号为重置信号时，该自适应电路将该电感电流的该上限改变为第一默认值；及/或，当该控制信号为下垂信号时，该自适应电路将该电感电流的该上限改变为第二默认值，其中当该输出电压小于下垂阈值时，生成该下垂信号。
其中，如果该转换电路电性连接至该输入端且该电感电性连接至该输出端，则该输入电压大于该输出电压；或者，如果该电感电性连接至该输入端且该转换电路电性连接至该输出端，则该输入电压小于该输出电压；或者，如果该电感不连接至该输入端和该输出端，且该转换电路电性连接至该输入端和该输出端，则该输入电压大于或小于该输出电压。
其中，当该直流转直流电压转换器处于平衡状态时，该输出电压介于下限阈值或上限阈值之间。
本发明实施例提供了一种控制方法，应用于直流转直流电压转换器，该直流转直流电压转换器操作在脉冲频率调制模式，并且该直流转直流电压转换器包括：电感和转换电路，其中该控制方法包括以下步骤：从输入端接收输入电压；将该输入电压转换为输出端处的输出电压，其中电感电流流过该电感；以及根据设置信号，调整该电感电流，使得该电感电流小于或等于该电感电流的上限。
其中，进一步包括：产生或接收该设置信号，并且该设置信号表示该电感电流的该上限。
本发明实施例的有益效果是：
本发明实施例，能够动态地调整电感电流的上限。
附图说明
图1为DC-DC电压转换器的示意图；
图2为降压转换器的示意图；
图3为波形示意图，用来示意处于PFM模式中的DC-DC电压转换器的操作；
图4A为波形示意图，用来示意降压转换器的电感电流的变化，并且该降压转换器处于具有相对短的突发持续时间的PFM模式中；
图4B为波形示意图，用来示意降压转换器的电感电流的变化，并且该降压转换器处于具有相对长的突发持续时间的PFM模式中；
图5A为根据本发明实施例的能够自适应地调整峰值电感电流的DC-DC电压转换器的示意图；
图5B为应用至图5A所示的DC-DC电压转换器的控制方法的流程示意图；
图6A，6B，6C和图6D为根据本发明实施例的降压转换器的示意图，该降转换器能够动态地调整电感电流的上限；
图7为应用至图6D所示的降压转换器的控制方法的流程示意图；
图8A，8B和图8C为波形示意图，用来示意不同应用场景下的自适应电路的操作；
图9A为根据本发明实施例的自适应电路的模拟实现的示意图；
图9B为根据本发明实施例的自适应电路的数字实现的示意图；
图10为根据本发明实施例的斜坡模块的示意图；
图11为根据本发明实施例的斜坡产生器的示意图；
图12A为与图11所示的斜坡产生器有关的控制信号的示意图；
图12B为状态示意图，用来示意斜坡产生器的状态转移；
图12C为流程示意图，用来示意斜坡产生器的操作；
图13A和图13B为根据本发明实施例的比较电路的实现的示意图；
图14为根据本发明实施例的波形示意图，用来示意下垂信号的产生；
图15为根据本发明实施例的下垂电路的示意图；
图16为流程示意图，用来示意响应于下垂信号而改变电感电流的上限设置；
图17为根据本发明实施例的波形示意图，用来示意降压转换器响应于下垂信号的操作；
图18A和图18B为根据本发明实施例的升降压转换器的示意图；
图19A和图19B为根据本发明实施例的升压转换器的示意图。
具体实施方式
在下面的详细描述中，出于解释的目的，阐述了许多具体细节，以便提供对公开的实施例的透彻理解。然而，显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践一个或多个实施例。在其他情况下，为了简化附图，示意性地示出了众所周知的结构和装置。
如上所述，如果负载电路的负载增加，那么处于PFM模式中的传统DC-DC电压转换器的输出电流Iout受到限制，使得DC-DC电压转换器需要从PFM模式向PWM模式转换。但是，DC-DC电压转换器的模式转换降低了DC-DC电压转换器的性能。
这了解决这个问题，本发明提供了一种应用于DC-DC电压转换器的控制方法。通过该控制方法，DC-DC电压转换器的输出电流Iout可以动态地改变以响应负载电路的负载，同时DC-DC电压转换器处于PFM模式中。
降压转换器(buck converter)是一种将电压从其输入至其输出降低的DC-DC电压转换器。示出降压转换器来作为如何应用控制方法的示例。该控制方法可以应用至不同类型的操作于PFM模式中的DC-DC电压转换器。
请一并参考第2图和第3图。第2图为降压转换器的示意图。该降压转换器21包括：转换电路211和电感L。该降压转换器21从输入端Nin接收输入电压Vin，并且在输出端Nout产生输出电压Vout。电感电流IL流过电感L以及输出电流Iout流过负载电路23。
在PFM模式中，一系列的电感电流脉冲被应用至负载电路23和输出电容Cout，以维持输出电压Vout。理论上而言，降压转换器21的效率与电感电流IL的峰值(也就是峰值电感电流IL,pk)有关。处于PFM模式中的不同类型的DC-DC电压转换器的操作在许多方面类似，并且出于说明的目的，可以参考降压转换器21的操作。
第3图为波形示意图，用来示意PFM模式中的DC-DC电压转换器的操作。其中第一波形和第二波形分别表示输出电压Vout和电感电流IL。
请一并参考第2图和第3图。根据第3图，当输出电压Vout下降且变得小于下限阈值Vout_thl时，突发持续时间(burst duration)Tbrst开始并且电荷被传送至电感L。接着，输出电压Vout开始增加。一旦输出电压Vout变得大于或等于上限阈值Vout_thh，则降压转换器21停止产生电感电流IL并且转换为睡眠状态。
当降压转换器21处于睡眠状态时，电感电流IL保持为0。利用睡眠持续时间Tsl可以降低PFM模式中的降压转换器的切换损失Psw。
如第3图所示，降压转换器21的操作基于突发持续时间Tbrst做周期性重复。每个突发持续时间Tbrst包括：活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl，并且该活动持续时间Tsw包括：电感电流IL的一个或多个(N个)脉冲，N表示在活动持续时间Tsw内的脉冲数目。
在第3图中，Tpl表示电感电流IL的脉冲持续的时间(也就是，脉冲持续时间)，以及脉冲频率fpl可以定义为fpl＝1/Tpl。
在睡眠持续时间Tsl，降压转换器21保持在睡眠状态并且输出电压Vout下降。突发持续时间Tbrst等于N*Tpl+Tsl，并且突发频率可以定义为fb＝1/Tbrst。
在电感电流IL的每个脉冲中，对于第一子脉冲持续时间dt1，电感电流IL增加，而对于第二子脉冲持续时间dt2，电感电流IL降低。在第一子脉冲持续时间dt1内，电感电流IL增加直至其峰值(以下简称峰值电感电流IL,pk)，该峰值等于电感电流的上限IL,ub。也就是，IL,pk＝IL,ub。在第二子脉冲持续时间dt2中，电感电流IL降低直至其值等于0。也就是说，电感电流IL在第一子脉冲持续时间dt1内倾斜上升，而在第二子脉冲持续时间dt2内耗尽至0。
一般地，电感电流的上限IL,ub与活动持续时间Tsw内所包含的脉冲数目有关。另外，活动持续时间Tsw内所包含的脉冲数目改变突发持续时间Tbrst的长度。电感电流的上限IL,ub、活动持续时间Tsw内所包含的脉冲数目以及突发持续时间Tbrst的长度之间的关系示意如下。
第4A图为波形示意图，用来示意降压转换器的电感电流的变化，并且该降压转换器处于具有相对短的突发持续时间的PFM模式中。在第4A图中，电感电流的上限IL,ub较高，并且假定活动持续时间Tsw包含一个脉冲持续时间，也就是N＝1。
第4B图为波形示意图，用来示意降压转换器的电感电流的变化，并且该降压转换器处于具有相对长的突发持续时间的PFM模式中。在第4B图中，电感电流的上限IL,ub比较低，并且假定活动持续时间Tsw包含8个脉冲持续时间，也就是N＝8。
请一并参考第4A和4B图。第4B图的电感电流的上限IL,ub(即最大电感电流IL_max)低于第4A图的电感电流的上限IL,ub。另外，第4B图的活动持续时间Tsw比第4A图的活动持续时间Tsw包含更多的脉冲数。因此，第4B图中的活动持续时间Tsw的长度大于第4A图中的活动持续时间Tsw的长度。
与第4A和4B图的不同活动持续时间Tsw相反，睡眠持续时间Tsl仅与输出电容Cout和负载电路23相关。换言之，降压转换器21在睡眠持续时间Tsl内暂停其操作而无视电感电流的上限IL,ub。其结果是，输出电压Vout下降的持续时间是一个恒定值，并且第4A图中的睡眠时间Tsl等于第4B图中的睡眠时间Tsl。
由于电感电流IL的脉冲为三角形，因此平均脉冲电感电流IL,avg,pl可以表示为峰值电感电流IL,pk的一半，也就是IL,avg,pl＝IL,pk/2。另外，活动持续时间Tsw内的平均电感电流IL,avg可以表示为偏移电流IL,offset和平均脉冲电感电流IL,avg,pl之和，也就是，
出于说明的目的，偏移电流IL,offset可以假定为0。另外，由于负载电路23通过输出电容Cout放电，因此输出电容Cout的波动(也就是Cout·Vr)可以表示负载电路23的放电操作。变量Vr为表示输出电压Vout变化的纹波电压(ripple voltage)。平均电感电流和输出电流Iout之间的差可以表示输出电容Cout在活动持续时间Tsw内的充电速度。因此，活动持续时间Tsw可以由方程式(1)表示。
另一方面，方程式(2)显示：负载电路23在睡眠持续时间Tsl内放掉的电荷可以表示为输出电流Iout乘以睡眠持续时间Tsl。
Cout·Vr＝Iout·Tsl 方程式(2)
对于降压转换器21，在活动持续时间Tsw充电的电荷等于由负载电路放电的电荷。因此，方程式(1)和(2)可以进一步表示为方程式(3)。
根据方程式(3)，峰值电感电流IL,pk和输出电流Iout的变化与活动持续时间Tsw＝N*Tpl和睡眠持续时间Tsl之间的关系有关。换句话说，基于电感电流的上限IL,ub和输出电流Iout的预定规则可以用来调整活动持续时间Tsw＝N*Tpl与睡眠持续时间Tsl之间的关系。
IL,ub,opt≈2·(Iout+ΔIL) 方程式(4)
方程式(4)显示：电感电流的优化上限IL,ub,opt假定等于输出电流Iout与边限(margin)电感电流ΔIL之和的两倍。取决于不同的预定规则，边限电感电流ΔI的值可以自由地确定。在实际应用中，预定规则可以与以下至少一个参数有关：流过电性连接至输出端Nout的负载电路的输出电流Iout，边限电感电流ΔIL，负载电路的操作模式，输入电压Vin以及输出电压Vout。
根据预定规则的第一示例，边限电感电流ΔI可以定义为等于输出电流Iout的比率，也就是ΔIL＝α*Iout。无论输出电流Iout如何变化，比值α为恒定的。因此，方程式(4)可以进一步表示为方程式(5)。
IL，ub，opt＝2·(Iout+ΔIL)＝2·(Iout+α·Iout) 方程式(5)
一旦根据方程式(5)设置了电感电流的优化上限IL,ub,opt，那么方程式(3)可以重新表示为如下。另外，可以得到脉冲持续时间Tpl和睡眠持续时间Tsl之间的关系。
N·Tpl·((Iout+α·Iout)-Iout)＝N·Tpl·α·Iout＝Iout·Tsl
方程式(6)显示：可以根据变量α的设置来调整活动持续时间Tsw＝N*Tpl与睡眠持续时间Tsl之间的关系。当根据方程式(5)设置了电感电流的优化上限IL,ub,opt，以及活动持续时间Tsw＝N*Tpl与睡眠持续时间Tsl之间的关系满足方程式(6)时，降压转换器21可以保持在平衡状态。当降压转换器21在平衡状态时，输出电压Vout在下限阈值Vout_thl和上限阈值Vout_thh之间变化。
根据预定规则的第二示例，边限电感电流ΔIL可以定为恒定的电流Iconst，也就是，ΔIL＝Iconst。因此，方程式(4)中的电感电流的优化上限IL,ub,opt可以由方程式(7)来表示。
IL,ub,opt＝2·(Iout+ΔIL)＝2·(Iout+Iconst) 方程式(7)
一旦根据方程式(7)设置了电感电流的优化上限IL,ub,opt，那么可以重写方程式(3)以得到活动持续时间Tsw＝N*Tpl与睡眠持续时间Tsl之间的关系。
当根据方程式(7)设置了电感电流的优化上限IL,ub,opt，以及活动持续时间Tsw＝N*Tpl与睡眠持续时间Tsl之间的关系满足方程式(8)时，则降压转换器21可以保持在平衡状态。
第5A图为根据本发明实施例的能够自适应地调整峰值电感电流的DC-DC电压转换器的示意图。该DC-DC电压转换器31包括：电感L，转换电路311以及输出电容Cout。该输出电容Cout通过输出端Nout电性连接至负载电路33。该电感L电性连接至转换电路311，并且该转换电路311接收表示电感电流的上限IL,ub的设置信号。
取决于DC-DC电压转换器31的类型，输入端Nin，输出端Nout，转换电路311和电感L之间的连接可以改变。例如，降压转换器，升降压(buck-boost)转换器，以及升压(boost)转换器可以在DC-DC电压转换器31内广泛地使用，并且他们内部的连接不同。
在DC-DC电压转换器31为降压转换器的情形中，转换电路311电性连接至输入端Nin，并且电感L电性连接至输出端Nout。在DC-DC电压转换器31为升降压转换器时，电感L的两个端均连接至转换电路311，并且转换电路311电性连接至输入端Nin和输出端Nout。也就是说，在升降压转换器中，电感L不连接至输入端和输出端。在DC-DC电压转换器31为升压转换器的情形中，电感L电性连接至输入端Nin和转换电路311，并且转换电路311电性连接至输出端Nout。
第5B图为应用至第5A图所示的DC-DC电压转换器31的控制方法的流程示意图。首先，转换电路311在输入端Nin接收输入电压Vin(步骤S31)，并且将输入电压Vin转换为输出端Nout处的输出电压Vout(步骤S33)。接着，转换电路311接收或者产生表示电感电流的上限IL,ub的设置信号(步骤S35)。接着，转换电路311根据该电感电流的上限IL,ub动态地调整电感电流IL(步骤S37)。重复地执行该流程。
在实际应用中，起始的设置信号不受限制，并且一些关于设置信号的生成的示例如第6A～6D图所示。尽管本发明实施例主要基于降压转换器，但是存在许多类型的DC-DC电压转换器，并且本发明实施例的概念可以应用至其他类型的DC-DC电压转换器。
第6A、6B、6C和6D图为根据本发明实施例的降压转换器的示意图，该降压转换器能够动态地调整电感电流的上限IL,ub。该降压转换器41包括：电容Cout，电感L和转换电路411。可选地，该降压转换器41可以进一步包括：自适应电路413。
在第6A图中，转换电路411从控制器44接收设置信号。控制器44可以为微控制器(microcontroller，以下简称MCU)，中央处理单元(Central Processing Unit，以下简称CPU)或者数字信号处理器(Digital Signal Processor，以下简称DSP)。该控制器44一般为整个系统的核心并且该控制器44负责系统的操作模式切换。因此，控制器44可以通过设置信号来通知转换电路411关于操作模式切换的信息。例如，如果控制器44意识到系统即将进入倾向于具有重负载的操作模式，那么控制器44发送设置信号来通知降压转换器41增加电感电流的上限IL,ub。在第6B图中，转换电路411从负载电路45接收该设置信号，其中该负载电路45可以为控制器。
在第6C图中，降压转换器41进一步包括：自适应电路(adaptive circuit)413，并且该自适应电路413从控制器46接收自适应控制信号CTLapt。使用该自适应控制信号CTLapt，自适应电路413相应地产生该设置信号并且传送该设置信号至转换电路411。
在第6D图中，转换电路411进一步包括：DC-DC调制器411a和DC-DC功率级411b。该DC-DC调制器411a接收电感电流IL并发送状态信号ST至自适应电路413。自适应电路413决定电感电流的上限IL,ub并发送至DC-DC调制器411a。关于自适应电路413的更多细节在下面示意。
第7图为应用至第6D图所示的降压转换器的控制方法的流程示意图。首先，转换电路411侦测电感电流IL(步骤S301)。接着，转换电路411发送状态信号ST至自适应电路413(步骤S303)。根据本发明实施例，状态信号ST用来表示活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl。当降压转换器41处于活动持续时间Tsw中时，状态信号ST被设置为第一电平状态(例如高电平状态)，反之亦然。
基于状态信号ST和预定规则，自适应电路413决定电感电流的上限IL,ub。并且电感电流的上限IL,ub进一步被传送至转换电路411(步骤S305)。转换电路411根据电感电流的上限IL,ub和预定规则产生电感电流IL(步骤S307)。重复地执行该流程。
第8A，8B和8C图为波形示意图，用来示意自适应电路在不同场景下的操作。在这些附图中，从上至下，垂直轴上的信号依次为电感电流IL，状态信号ST，电感电流的上限IL,ub和斜坡电压(ramping voltage)VRAMP。斜坡电压VRAMP与自适应电路413的内部设计有关并且将在稍后说明。
第8A图的波形示意图如下所示。第8A图示出了6个突发持续时间Tbrst1～Tbrst6。在第8A图中，在突发持续时间Tbrst1～Tbrst4的开始处调节电感电流的上限IL,ub，并且降压转换器41从突发持续时间Tbrst5开始处于平衡状态。
突发持续时间Tbrst1介于时间点t0和t2之间并且包括：时间点t0和t1之间的活动持续时间Tsw和时间点t1和t2之间的睡眠持续时间。类似地，每个突发持续时间Tbrst2～Tbrst6均包括：其自身的活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl，并且此中不再赘述。
第8A图中的第一波形显示：峰值电感电流IL,pk在突发持续时间Tbrst1、Tbrst2、Tbrst3和Tbrst4中逐步地降低。
第8A图的第二波形显示：状态信号ST的状态是对应突发持续时间Tbrst1～Tbrst6的活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl之间的变化。在突发持续时间Tbrst1～Tbrst6内的电感电流IL的脉冲对应具有高电平状态的状态信号ST。
根据第8A图中的第一和第二波形，可以观察到：峰值电感电流IL,pk越大，活动持续时间Tsw越短。根据定义，突发持续时间等于活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl之和，并且每个突发持续时间Tbrst1～Tbrst6的睡眠时间Tsl相等。因此，第8A图中的突发持续时间Tbrst1～Tbrst6的长度可以表示为：Tbrst1<Tbrst2<Tbrst3<Tbrst4＝Tbrst5＝Tbrst6。
第三波形显示了电感电流的上限IL,ub。在第8A图中，电感电流的上限IL,ub在每个单独的突发持续时间Tbrst1～Tbrst6内维持不变。电感电流的上限IL,ub的调整与斜坡电压VRAMP有关。在第8A图中，电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst1～Tbrst3的开始处降低，并且电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst4～Tbrst6之间维持不变。
第8B图中的波形如下所示。第8B图示出了6个突发持续时间Tbrst1～Tbrst6。在第8B图中，在突发持续时间Tbrst1～Tbrst4以及Tbrst6的开始处调节电感电流的上限IL,ub，并且降压转换器41在突发持续时间Tbrst5内处于平衡状态。
第8B图中的第一波形显示：峰值电感电流IL,pk在突发持续时间Tbrst1、Tbrst2和Tbrst3内逐步地降低。在突发持续时间Tbrst4内，峰值电感电流IL,pk等于时间点t6和t7之间的第一值，以及等于时间点t7和t8之间的第二值。
在突发持续时间Tbrst5的开始处，降压转换器41处于平衡状态并且峰值电感电流IL,pk维持不变，为突发持续时间Tbrst4内的一个峰值电感电流IL,pk。在突发持续时间Tbrst5之后，峰值电感电流IL,pk在时间点t12和t13之间降低。在突发持续时间Tbrst6的活动持续时间内，峰值电感电流IL,pk在时间点t13和t14之间增长。突发持续时间Tbrst6的睡眠持续时间Tsl介于时间点t14和t15之间。
第8B图的第二波形显示：状态信号ST的状态对应突发持续时间Tbrst1～Tbrst6内的活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl之间的变化。在突发持续时间Tbrst1～Tbrst6内的电感电流IL的脉冲对应具有高电平状态的状态信号ST。
第三波形显示电感电流的上限IL,ub。在第8B图中，电感电流的上限IL,ub在每个突发持续时间Tbrst1～Tbrst3内维持不变。电感电流的上限IL,ub的调整与斜坡电压VRAMP有关。在第8B图中，电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst1～Tbrst3，Tbrst4和Tbrst6的开始处降低，并且电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst5内维持不变。在突发持续时间Tbrst4和Tbrst6中，电感电流的上限IL,ub在活动持续时间Tsw内是可调节的。
第8C图中的波形示意图如下所示。第8C图示出了6个突发持续时间Tbrst1～Tbrst6。在第8C图中，在突发持续时间Tbrst1～Tbrst6的开始处调节电感电流的上限IL,ub，并且降压转换器41在突发持续时间Tbrst5和Tbrst6内处于平衡状态。
第8C图中的第一波形显示：峰值电感电流IL,pk在突发持续时间Tbrst1、Tbrst2和Tbrst3内逐步地降低。在突发持续时间Tbrst4内，峰值电感电流IL,pk等于时间点t6和t7之间的第一值以及等于时间点t7和t8之间的第二值。峰值电感电流IL,pk在突发持续时间Tbrst5和Tbrst6中的图案类似于峰值电感电流IL,pk在突发持续时间Tbrst4中的图案。
第8C图的第二波形显示：状态信号ST的状态对应突发持续时间Tbrst1～Tbrst6的活动持续时间Tsw和睡眠持续时间Tsl之间的变化。在突发持续时间Tbrst1～Tbrst6内的电感电流IL的脉冲对应具有高电平状态的状态信号ST。
第三波形显示电感电流的上限IL,ub。在第8C图中，电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst1～Tbrst3中的每一个内均维持不变。电感电流的上限IL,ub的调整与斜坡电压VRAMP有关。在第8C图中，电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst1～Tbrst6的开始处降低，并且电感电流的上限IL,ub在突发持续时间Tbrst1～Tbrst3内维持不变。在突发持续时间Tbrst4、Tbrst5和Tbrst6中，电感电流的上限IL,ub在活动持续时间Tsw内是可调节的。
上述控制方法的实现以及降压转换器41的设计是可以变化的。例如，转换电路411和自适应电路413可以采用模拟或数字的方式来实现。
第9A图为根据本发明实施例的自适应电路的模拟实现的示意图。该自适应电路511包括：充电泵电路5111，补偿器5113和最大/最小箝位电路(clamping circuit)5115。
该充电泵5111包括：上部和下部。该上部包括：第一电流源CS1和开关sw1。该下部包括：第二电流源CS2和开关sw2。开关sw1和sw2的开关状态与状态信号ST的电压电平有关。
补偿器5113补偿充电泵电路5111的输出。最大/最小箝位电路5115使用DC电压来移动充电泵电路5111的输出，以便于产生设置信号。
第9B图为根据本发明实施例的自适应电路的示意图。该自适应电路60包括：斜坡模块(ramp module)61，移位驱动器63，移位器65和电流型DAC(Digital-to-AnalogConverter，数字至模拟转换器)67。斜坡模块61，移位驱动器63，移位器65和电流型DAC均从其他电路(如负载电路或控制器)接收重置信号RST和下垂信号(droop signal)Droop。
斜坡模块61从转换电路411接收状态信号ST并且相应地产生控制信号。该控制信号进一步传送至移位驱动器63。
该移位驱动器63产生方向移动信号SFTdir和时钟移动信号SFT clk并传送至移位器65。该方向移动信号SFTdir表示需要增加或降低电感电流的上限IL,ub。如果该方向移动信号SFTdir处于第一电平状态(如高电压电平)，那么增加该电感电流的上限IL,ub，以及如果该方向移动信号SFTdir处于第二电平状态(如低电压电平)，那么降低该电感电流的上限IL,ub。另外，时钟移动信号SFTclk表示需要移动电感电流IL的脉冲。换句话说，方向移动信号SFTdir和时钟移动信号SFTclk分别对应如何在量和定时(timing)方面调整电感电流的上限IL,ub。
移位器65产生电感电流的上限IL,ub的数字设置(Q[n:1])，并传送至电流型DAC67。电流型DAC67将电感电流的上限IL,ub的数字设置转换为电感电流的上限IL,ub的模拟设置(IL,ub,set)，并传送至转换电路411。
第10图为根据本发明实施例的斜坡模块的示意图。该斜坡模块61包括：斜坡产生器611和比较电路613。该斜坡产生器61接收状态信号ST，重置信号RST和下垂信号Droop。另一方面，比较电路613接收第一设定阈值VRAMP_TH1和第二设定阈值VRAMP_TH2。
斜坡产生器611产生至比较电路613的斜坡电压VRAMP。参考斜坡电压VRAMP来调整电感电流的上限IL,ub的设定。
在接收到斜坡电压VRAMP之后，比较电路613产生第一比较信号CMP1和第二比较信号CMP2。第一比较信号CMP1基于斜坡电压VRAMP和第一设定阈值VRAMP_TH1之间的比较结果而生成。第二比较信号CMP2基于斜坡电压VRAMP和第二设定阈值VRAMP_TH2之间的比较结果而生成。
第11图为根据本发明实施例的斜坡产生器的示意图。该斜坡产生器611包括两个部分：开关电路6111和积分电路6113。该开关电路6111具体包括：彼此连接的上部电路6111a和下部电路6111b。该上部电路6111a，下部分电路6111b和积分电路6113交替地使能。上部电路6111a电性连接至电源电压端(Vsrc)，以及下部电路电性连接至接地端(Gnd)。
上部电路6111a包括：晶体管P1，P2和Mp。晶体管P2和Mp共同形成上部电流镜，以及晶体管P1受使能信号EN1的控制。使能信号EN1的电压电平决定充电电流是否通过斜坡节点NRAMP。充电电流等于基极电流(IB)。下部电路6111b包括：晶体管N1，N2和Mn。晶体管N2和Mn共同形成下部电流镜，并且晶体管N1受另一使能信号EN2的控制。使能信号EN2的电压电平决定放电电流是否从斜坡节点NRAMP传导致接地端Gnd。放电电流等于多个基极电流(M*IB)。
斜坡产生器611的输出，也就是，斜坡节点NRAMP的电压被定义为斜坡电压VRAMP。相比于第一设定阈值VRAMP_TH1和第二设定阈值VRAMP_TH2，斜坡电压VRAMP成为用来显示如何调整电感电流的上限IL,up的指示。
积分电路6113具体包括：晶体管N3，共模电容Ccm以及斜坡电容Crmp。晶体管N3和斜坡电容Crmp均电性连接至斜坡节点NRAMP和共模节点Ncm。共模电容Ccm电性连接至共模节点Ncm和接地端Gnd。晶体管N3受另一使能信号EN3的控制。
当使能信号EN3处于低电平状态时，起源于斜坡节点NRAMP的电流流过斜坡电容Crmp和共模电容Ccm而至接地端Gnd。另外，第二设定阈值VRAMP_TH2被设置为等于：当共模电容Ccm和斜坡电容Crmp均完全充电时，斜坡节点NRAMP的电压。
当使能信号EN3处于高电压电平状态时，起源于斜坡节点NRAMP的电流流过共模电容Ccm，而不流过斜坡电容Crmp。因此，共模节点Ncm的电压保持为大于0V。另外，第一设定阈值VRAMP_TH1被设置为等于：当共模电容Ccm完全充电时，共模节点Ncm处的电压。
对于转换电路411，方程式(6)显示：睡眠持续时间Tsl和活动持续时间Tsw＝N*Tpl之间的关系可以表示为分子和分母分别表示转换电路411传导放电电流的持续时间和转换电路411传导充电电流的持续时间。一般地，转换电路411中的充电电流和放电电流分别在开关电路6111的上部电路和下部电路被模拟，其中开关电路6111为自适应电路的一部分。因此，可以将本来表示转换电路411的操作的方程式当作开关电路6111的控制操作的基础。其结果是，可以参考睡眠持续时间Tsl和活动持续时间Tsw＝N*Tpl之间的比值来控制开关电路6111中的放电电流和充电电流。也就是，
第12A图为与第11图所示的斜坡产生器有关的控制信号的示意图。在第12A图中，从上至下，垂直轴中的信号依次为状态信号ST，斜坡电压VRAMP，和使能信号EN1、EN2、EN3。虚线矩形R12,R22和R32分别对应第8A图中的虚线矩形R11，第8B图的虚线矩形R21和第8C图中的虚线矩形R31。
介于时间点t0和t3之间的虚线矩形R12如下所示。在时间点t0和t1之间(也就是，第一时间间隔T1)，状态信号ST处于高电平状态。与此同时，使能信号EN1,EN2和EN3处于低电平状态。因此，晶体管P1导通，而晶体管N1和N3断开。其结果是，上部电路6111a导通，使得斜坡电压在第一时间间隔T1内逐渐增长。
在时间点t1，斜坡电压VRAMP达到峰值，并且该峰值小于第二设定阈值VRAMP_TH2。
在时间点t1和t2之间(也就是，第二时间间隔T2)，状态信号ST处于低电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN2处于高电平状态，而使能信号EN3处于低电平状态。因此，晶体管P1断开，晶体管N1导通，晶体管N3断开。其结果是，下部电路6111b导通，使得斜坡电压VRAMP在时间点t1和t2之间逐渐降低。
在时间点t2和t3之间(也就是，第三时间间隔T3)，状态信号ST处于高电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN3处于高电平状态，以及使能信号EN2处于低电平状态。因此，晶体管P1和N1断开，而晶体管N3导通。其结果是，斜坡节点NRAMP直接连接至共模节点Ncm，使得斜坡电压VRAMP在时间点t3变为等于第一设定阈值VRAMP_TH1。
在虚线矩形R12内的波形可以总结如下。在第一情形中(其中，第一情形是指：在突发持续时间的结束处(例如，第12A图中的时间点t2)，斜坡电压VRAMP大于第一设定阈值VRAMP_TH1)，降压转换器41处于平衡状态并且无需调整接着的突发持续时间Tbrst对应的电感电流的上限IL,up。
介于时间点t3和t6之间的虚线矩形R22示意如下。在时间点t3和t4之间(也就是，第四时间间隔T4)，状态信号ST为高电平状态。与此同时，使能信号EN1、EN2和EN3均处于低电平状态。因此，晶体管P1导通，而晶体管N1和N3断开。其结果是，上部电路6111a导通，使得斜坡电压VRAMP在第四时间间隔内逐渐增加。
在时间点t4，斜坡电压VRAMP达到峰值，并且峰值小于第二设定阈值VRAMP_TH2。
在时间点t4和t5之间(也就是，第五时间间隔T5)，状态信号ST处于低电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN2处于高电平状态，而使能信号EN3处于低电平状态。因此，晶体管P1和N3断开，而晶体管N1导通。其结果是，下部电路6111b导通，使得斜坡电压VRAMP在第五时间间隔内逐渐降低。
在时间点t5和t6之间(也就是，第六时间间隔T6)，状态信号ST仍然处于低电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN3处于高电平状态，而使能信号EN2处于低电平状态。因此，晶体管P1和N1断开，而晶体管N3导通。其结果是，斜坡节点NRAMP直接连接至共模节点Ncm，使得斜坡电压在时间点t6变得等于第一设定阈值VRAMP_TH1。
在虚线矩形R22内的波形可以总结如下。在第二情形中(其中，第二情形是指：斜坡电压VRAMP在突发持续时间的结束处(例如，第12A图中的时间点t6)变得等于第一设定阈值VRAMP_TH1)，负载电路在睡眠持续时间Tsl内的放电速度被确定为慢于转换电路411在活动持续时间Tsw内的充电速度。由于不能够调整负载电路的放电速度，因此需要将转换电路411的充电速度调得更低。为了降低转换电路411的充电速度，峰值电感电流IL,pk需要更低，并且基于预定规则降低下个突发持续时间Tbrst对应的电感电流的上限IL,ub。
介于时间点t6和t10之间的虚线矩形R32说明如下。在时间点t6和t7之间(也就是，第七时间间隔T7)，状态信号ST处于高电平状态。与此同时，使能信号EN1、EN2和EN3均处于低电平状态。因此，晶体管P1导通，而晶体管N1和N3断开。其结果是，上部电路6111a导通，使得斜坡电压VRAMP在时间点t6和t7之间逐渐增加。
在时间点t7，斜坡电压VRAMP达到峰值，并且该峰值等于第二设定阈值VRAMP_TH2。在这样的环境下，斜坡电压VRAMP超过了其限制并且需要被降低。
在时间点t7和t8之间(也就是，第八时间间隔T8)，状态信号ST处于高电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN3处于高电平状态，而使能信号EN2处于低电平状态。因此，晶体管P1和N1断开，而晶体管N3导通。其结果是，斜坡节点NRAMP直接连接至共模节点Ncm，使得斜坡电压VRAMP在时间点t7变得等于第一设定阈值VRAMP_TH1。
在时间点t8和t9之间(也就是，第九时间间隔T9)，状态信号ST仍为高电平状态。与此同时，使能信号EN1、EN2和EN3均处于低电平状态。因此，晶体管P1导通，而晶体管N1和N3断开。其结果是，上部电路6111a导通，使得斜坡电压VRAMP在时间点t8和t9之间逐渐增加。
在时间点t9，斜坡电压VRAMP达到另一峰值，并且该峰值小于第二设定阈值VRAMP_TH2。
在时间点t9和t10之间(也就是，第十时间间隔T10)，状态信号ST为低电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN2处于高电平状态，而使能信号EN3处于低电平状态。因此，晶体管P1和N3断开，而晶体管N1导通。其结果是，下部电路6111b导通，使得斜坡电压VRAMP在时间点t9和t10之间逐渐降低。
在时间点t10，斜坡电压VRAMP变得等于第一设定阈值VRAMP_TH1。
在时间点t10之后，状态信号ST仍处于低电平状态。与此同时，使能信号EN1和EN3处于高电平状态，而使能信号EN2处于低电平状态。因此，晶体管P1和N1断开，而晶体管N3导通。其结果是，斜坡节点NRAMP直接连接至共模节点Ncm，使得斜坡电压VRAMP在时间点t10之后，等于第一设定阈值VRAMP_TH1。
在虚线矩形R32内的波形可以总结如下。在第三情形中(其中，第二情形是指：斜坡电压VRAMP在突发持续时间内(例如，第8C图中的时间点t7,t10，以及第12A图中的时间点t7)，变得大于或等于第二设定阈值VRAMP_TH2)，负载电路43在睡眠持续时间Tsl内的放电速度被确定为相对快于转换电路411在活动持续时间Tsw内的充电速度。由于不能够调整负载电路43的放电速度，因此需要调高转换电路411的充电速度。为了提高转换电路411的充电速度，需要更高的峰值电感电流IL,pk，并且基于预定规则增加下个突发持续时间Tbrst对应的电感电流的上限IL,ub。
根据以上说明，虚线矩形R12对应降压转换器41处于平衡状态的情形，虚线矩形R22对应负载电路43的放电速度相对快于转换电路411的充电速度的情形，以及虚线矩形R32对应负载电路43的放电速度相对慢于转换电路411的充电速度的情形。参考每个突发持续时间Tbrst的未端的斜坡电压VRAMP来确定是否调整电感电流的上限IL,ub，以及如果需要调整，那么如何调整电感电流的上限IL,ub。第8A，8B和8C图中所示的斜坡电压VRAMP的变化类似于虚线矩形R11，R22和R32中所示的情形之一，在此不再赘述。
基于第12A图所示的波形，斜坡产生器611的操作可分为多个状态，分别对应晶体管P1，N1和N3的不同操作状态。
在第一时间间隔T1，第四时间间隔T4，第七时间间隔T7和第九时间间隔T9中，当状态信号ST处于高电平状态时，晶体管P1由于使能信号EN1处于低电平状态而导通，晶体管N1由于使能信号EN2处于低电平状态而断开，以及晶体管N3由于使能信号EN3处于低电平状态而断开。出于说明目的，在以下文本中，将晶体管P1导通、晶体管N1断开、晶体管N3断开和状态信号ST处于高电平状态的操作状态定义为状态A。
在第二时间间隔T2，第五时间间隔T5和第十时间间隔T10中，当状态信号ST处于低电平状态时，晶体管P1由于使能信号EN1处于高电平状态而断开，晶体管N1由于使能信号EN2处于高电平状态而导通，以及晶体管N3由于使能信号EN3处于低电平状态而断开。出于说明目的，在以下文本中，将晶体管P1断开、晶体管N1导通、晶体管N3断开和状态信号ST处于低电平状态的操作状态定义为状态B。
在第三时间间隔T3和第八时间间隔T8中，当状态信号ST处于高电平状态时，晶体管P1由于使能信号EN1处于高电平状态而断开，晶体管N1由于使能信号EN2处于低电平状态而断开，以及晶体管N3由于使能信号EN3处于高电平状态而导通。出于说明目的，在以下文本中，将晶体管P1断开、晶体管N1断开、晶体管N3导通和状态信号ST处于高电平状态的操作状态定义为状态C。
另外，在第六时间间隔T6中，当状态信号ST处于低电平状态时，晶体管P1由于使能信号EN1处于高电平状态而断开，晶体管N1由于使能信号EN2处于低电平状态而断开，以及晶体管N3由于使能信号EN3处于高电平状态而导通。出于说明目的，在以下文本中，将晶体管P1断开、晶体管N1断开、晶体管N3导通和状态信号ST处于低电平状态的操作状态定义为状态D。
第12B图示出了状态图以及第12C图示出了流程图。在第12B和12C图中，详细示出了状态A～D之间的状态转移以及斜坡产生器在状态A～D下的操作。
第12B图为状态图，用来示意斜坡产生器的行为。椭圆形表示斜坡产生器611的不同操作状态，并且虚线箭头表示操作状态之间的转换。
当斜坡产生器611操作在状态A时，下部电路6111b和积分电路6113暂停，仅上部电路611a将充电电流传导至斜坡节点NRAMP。当斜坡产生器611操作在状态B时，上部电路6111a和积分电路6113暂停，仅下部电路6111b将放电电流传导至斜坡节点NRAMP。当斜坡产生器611操作在状态C时，上部电路6111a和积分电路6113暂停，仅下部电路611b将放电电流传导至斜坡节点NRAMP。当斜坡产生器611操作在状态D时，开关电路6111被禁用，并且上部电路和下部电路都不影响斜坡电压VRAMP。
第12C图为斜坡产生器的操作的流程示意图。首先，斜坡产生器确定状态信号ST是否处于高电平状态(步骤S601)。
如果步骤S601的判断结果为肯定的，那么晶体管P1导通，晶体管N1断开以及晶体管N3断开(步骤S603)。其结果是，斜坡电压VRAMP增加。当对斜坡电压VRAMP进行充电时，斜坡产生器611需要检查斜坡电压VRAMP是否变得大于或等于第二设定阈值VRAMP_TH2(步骤S605)。
请一并参考第12B图所示的状态A和第12C图所示的步骤S605。在第12B图中，始于状态A的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为高电平状态并且斜坡电压VRAMP仍然小于第二设定阈值VRAMP_TH2，则斜坡产生器611停留在状态A中操作。如步骤605的否定支路所示，在斜坡电压VRAMP仍然小于第二设定阈值VRAMP_TH2的情形中，重复地执行步骤S603。
另一方面，另一始于状态A的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为高电平状态并且斜坡电压VRAMP变得大于或等于第二设定阈值VRAMP_TH2，则斜坡产生器611从状态A变为状态C。如步骤605的肯定支路所示，斜坡产生器611转变为状态C并且执行步骤S607。
当斜坡产生器611在状态C时，晶体管P1断开，晶体管N1断开，并且晶体管N3导通(步骤S607)。其结果是，斜坡电压VRAMP增加。在对斜坡电压VRAMP放电时，斜坡产生器611需要检查斜坡电压VRAMP是否仍然大于第一设定阈值VRAMP_TH2(步骤S609)。
请一并参考第12B图的状态C和第12C图的步骤S609。在第12B图中，始于状态C的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为高电平状态并且斜坡电压VRAMP仍然大于第一设定阈值VRAMP_TH1，则斜坡产生器611停留在状态C中操作。如步骤S609的肯定支路所示，在斜坡电压VRAMP仍然大于或等于第一设定阈值VRAMP_TH1的情形中，重复地执行步骤S607。
另一方面，另一始于状态C的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为高电平状态并且斜坡电压VRAMP变得等于第一设定阈值VRAMP_TH1，则斜坡产生器611从状态C变为状态A。如步骤S609的否定支路所示，斜坡产生器611转变为状态A并且执行步骤S603。
如果步骤S601的判断结果为否定的，那么晶体管P1断开，晶体管N1导通，晶体管N3断开(步骤S611)。其结果是，斜坡电压VRAMP降低。在对斜坡电压VRAMP放电时，斜坡产生器611需要检查状态信号ST是否变为高电平状态(步骤S613)。
请一并参考第12B图中的状态B和第12C图中的步骤S613和S615。在第12B图中，始于状态B的虚线箭头显示：如果状态信号ST从低电平状态变为高电平状态并且斜坡电压VRAMP仍然大于第一设定阈值VRAMP_TH1，那么斜坡产生器611从状态B变为在状态C。如步骤S613的肯定支路所示，斜坡产生器611变换至状态C并且执行步骤S607。
在第12B图中，另一始于状态B的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为低电平状态并且斜坡电压VRAMP仍然大于第一设定阈值VRAMP_TH1，那么斜坡产生器611停留于在状态B中操作。如第12C图所示，如果步骤S613的判断结果为否定的且步骤S615的判断结果为肯定的，那么重复地执行步骤S611。
在第12B图中，又另一始于状态B的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为低电平状态并且斜坡电压VRAMP等于第一设定阈值VRAMP_TH1，那么斜坡产生器611从状态B变换至状态D。如第12C图所示，如果步骤S613的判断结果为否定的，那么斜坡产生器611进一步检查斜坡电压VRAMP是否变得大于第一设定阈值VRAMP_TH1(步骤S615)。如果步骤S615的判断结果为否定的，则确认斜坡电压VRAMP等于第一设定阈值VRAMP_TH1同时执行步骤S617，并且斜坡产生器611处于状态D。
在状态D，晶体管P1断开，晶体管N1断开，而晶体管N3导通。与此同时，共模电容Ccm完全充电并且斜坡电压VRAMP维持为与第一设定阈值VRAMP_TH1相等(步骤S617)。接着，斜坡产生器611需要检查状态信号ST是否变为高电平状态(步骤S619)。
请一并参考第12B图中的状态D和第12C图中的步骤S619。在第12B图中，始于状态D的虚线箭头显示：如果状态信号ST维持为低电平状态，那么斜坡产生器611停留在状态D。如步骤S619的否定支路所示，斜坡产生器611停留在状态D并且重复执行步骤S617。
在第12B图中，另一始于状态D的虚线箭头显示：如果状态信号ST从低电平状态变为高电平状态，那么斜坡产生器611从状态D变为状态A。如步骤S619的肯定支路所示，斜坡产生器611切换至状态A并且执行步骤S603。
需要注意的是，由于积分电路6113，斜坡电压VRAMP总是大于或等于第一设定阈值VRAMP_TH1。因此，步骤S609和步骤S615的否定判断结果意味着斜坡电压等于第一设定阈值VRAMP_TH1。
第13A和13B图为根据本发明实施例的比较电路的示意图。
在第13A图中，使用了两个比较器623a和623b。比较器623b比较斜坡电压VRAMP和第一设定阈值VRAMP_TH1，以产生比较信号CMP1，而另一比较器623a比较斜坡电压VRAMP和第二设定阈值VRAMP_TH1，以产生另一比较信号CMP2。比较信号CMP1和CMP2可以用来产生传送至移位驱动器63的控制信号。
第13B图标了比较电路643的另一实现。通过使用传输门，仅需要一个比较器643a。在第13B图中的比较器643a的操作类似于比较器623a和623b，并且于此中不再赘述。
如第9和10图所提及，除了状态信号ST之外，斜坡模块61也接收重置信号RST和下垂信号Droop。当斜坡模块61初始化时，斜坡模块61接收重置信号RST。另一方面，当斜坡模块61处于操作中时，其接收下垂信号Droop。下垂信号Droop由下垂电路产生，并且下垂电路基于输出电压Vout和下垂阈值Vdroop_th的比较来产生下垂信号Droop。
根据本发明实施例，当斜坡模块61接收到重置信号RST的脉冲时，将电感电流的上限IL,ub设置为第一默认(default)值，并且当斜坡模块61接收到下垂信号Droop的脉冲时，将电感电流的上限IL,ub设置为第二默认值。第一默认值和第二默认值可以相同或不同。第二默认值例如可以为电感电流的上限IL,ub的最大值。
第14图为波形示意图，用来示意下垂信号Droop的产生。在时间点t0和t1之间，输出电压Vout在下限阈值Vout_thl和上限阈值Vout_thh之间变化。
在时间点t1，输出电流Iout突然增加，使得侦测到的输出电压Vout显著下降并且变得小于下限阈值Vout_thl。
在时间点t2，输出电压Vout变得小于下垂阈值Vdroop_th。因此，下垂信号在时间点t2被设置为高电平状态。
根据本发明实施例，如果下垂信号Droop变为高电平状态，那么接着将电感电流的上限IL,ub设置为第二默认值。因此，峰值电感电流IL,pk可以变为更大的值以恢复输出电流Iout的变化。因此，可以维持峰值电感电流IL,pk和输出电流Iout的稳定性。
第15图为根据本发明实施例的下垂电路的示意图。其中，比较器70由运算放大器来实现。运算放大器的反向输入端接收输出电压Vout，非反向输入端接收下垂阈值Vdroop_th。运算算大器的输出端为下垂信号Droop。
利用比较器70，侦测输出电压Vout以及如果输出电压Vout显著下降则快速地将电感电流的上限IL,ub恢复为第二默认值。借助此种机制，降压转换器41可以立即对输出电压Vout的显著下降起反应。
第16图为流程示意图，用来示意根据下垂信号来改变电感电流的上限IL,ub设定。首先，侦测输出电压Vout(步骤S71)。接着，将输出电压Vout与下垂阈值Vdroop_th比较(步骤S73)。如果输出电压Vout大于下垂阈值Vdroop_th，流程结束。如果输出电压Vout小于或等于下垂阈值Vdroop_th，则将电感电流的上限IL,ub设置为第二默认值。
第17图根据本发明实施例的波形示意图，用来示意降压转换器响应下垂信号的操作。下垂信号Droop在时间点t0和t1之间处于低电平状态，并且在时间点t1和t2之间为高电平状态。
在时间点t1之前，峰值电感电流IL,pk和电感电流的上限IL,ub均逐渐降低。与此同时，斜坡电压VRAMP的峰值在时间点t1之前的突发持续时间内增加。
在时间点t1，峰值电感电流IL,pk和电感电流的上限IL,ub动态地增加至第二默认值。斜坡电压VRAMP的峰值在时间点t2后的突发持续时间内增加。
如上所述，提供的控制方法允许降压转换器41能够操作在某些PFM模式的负载范围内。升压转换器在PFM模式中的操作具有与降压转换器41相似的问题，因此基于本发明实施例的控制方法可以对升降压转换器和升压转换器提供相同的益处。
第18A和18B图为根据本发明实施例的升降压转换器的原理示意图。该升降压转换器81包括：转换电路811，电感L和输出电容Cout。电感L的两端电性连接至转换电路811。转换电路811电性连接至输入端Nin。转换电路811，输出电容Cout和负载电路83共同电性连接至输出端Nout。
在第18A图中，升降压转换器81从外部接收设置信号，使得转换电路811可以控制电感电流IL。在第18B图中，降压转换器81包括：自适应电路813，用来产生该设置信号。
请一并参考第3和18B图。脉冲持续时间Tpl包括：第一子脉冲持续时间dt1和第二子脉冲持续时间dt2。在第一子脉冲持续时间dt1内的电感电流IL可以表示为Vin/L，并且在第二子脉冲持续时间dt2内的电感电流IL可以表示为Vout/L。另外，第一子脉冲持续时间dt1的电感电流IL乘上第一子脉冲持续时间dt1等于第二子脉冲持续时间dt2内的电感电流IL乘上第二子脉冲持续时间dt2，见方程式(9)。
第一子脉冲持续时间dt1和第二子脉冲持续时间dt2之间的关系可以表示为方程式(10)。
平均输出电流Iout,avg可以表示为方程式(11)。
相应地，根据平均输出电流Iout,avg和活动持续时间内的脉冲数目N可以得到活动持续时间Tsw。变量Vr为表示输出电压Vout的变化的纹波电压。
另一方面，睡眠持续时间Tsl可以表示为方程式(13)。
根据方程式(12)和(13)，关于确定电感电流的优化上限IL,ub,opt的规则可以表示为方程式(14)。
类似于降压转换器41，升降压转换器81可以利用预定规则来调整活动持续时间N*Tpl和睡眠持续时间Tsl之间的关系。
根据预定规则的第一示例，边限电感电流ΔI可以定义为等于输出电流Iout的比率，也就是ΔIL＝α*Iout。无论输出电流Iout如何变化，比值α为恒定的。因此，根据方程式(14)和边限电感电流ΔIL＝α*Iout，可以导出与方程式(6)类似的关系。
根据预定规则的第二示例，边限电感电流ΔIL可以定义为恒定的电流Iconst，也就是，ΔIL＝Iconst。因此，根据方程式(14)和ΔIL＝Iconst，可以导出与方程式(8)类似的关系。
因此，上面关于降压转换器41的说明可以容易地相似于升降压转换器81，并且用于升降压转换器81的自适应电路的实现细节在此中不再赘述。
第19A和19B图为根据本发明的实施例的升压转换器的示意图。该升压转换器91包括：转换电路911，电感L和输出电容Cout。该电感L电性连接至输入端Nin和转换电路911。转换电路911，输出电容Cout和负载电路93共同电性连接至输出端Nout。
在第19A图中，升压转换器91从外部接收设置信号。在第19B图中，升压转换器91包括：自适应电路913，用来产生该设置信号。
请一并参考第3和19B图。脉冲持续时间Tpl包括：第一子脉冲持续时间dt1和第二子脉冲持续时间dt2。在第一子期脉冲持续时间dt1所充电的电荷等于在第二子脉冲持续时间dt2所放电的电荷，并且可以表示为方程式(15)。
因此，第一脉冲持续时间dt1可以由第二脉冲持续时间dt2来表示，如方程式(16)所示。
基于第一子脉冲持续时间dt1和第二子脉冲持续时间dt2的关系，平均输出电流Iout,avg可以表示为方程式(17)。
相应地，根据平均输出电流Iout,avg和活动持续时间内的脉冲数目N可以得到活动持续时间Tsw。变量Vr为表示输出电压Vout的变化的纹波电压。
另一方面，睡眠持续时间Tsl可以表示为方程式(19)。
根据方程式(18)和(19)，关于确定电感电流的优化上限IL,ub,opt的预定规则可以表示为方程式(20)。
根据预定规则的第一示例，边限电感电流ΔI可以定义为等于输出电流Iout的比率，也就是ΔIL＝α*Iout。无论输出电流Iout如何变化，比值α为恒定的。因此，根据方程式(20)和边限电感电流ΔIL＝α*Iout，可以导出类似于方程式(6)的关系。
根据预定规则的第二示例，边限电感电流ΔIL可以定义为恒定电流Iconst，也就是，ΔIL＝Iconst。因此，根据方程式(20)和ΔIL＝Iconst，可以导出类似于方程式(8)的关系。
因此，上面关于降压转换器41的说明可以容易地相似于升压转换器91，并且用于升压转换器91的自适应电路913的实现细节在此中不再赘述。
如上所述，既使输出电流Iout轻微地变化，也可以动态地调整电感电流的上限IL,ub。初始的设置信号表示该上限不受限制，并且此种控制方法可以容易地应用至不同类型的DC-DC电压转换器。进一步示意了设置信号源的内部实现，即自适应电路。自适应电路的实现也不受限制。通过提供各种输出电流Iout的容差(tolerance)，DC-DC电压转换器无需频繁地在PFM模式与PWM模式之间切换。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种直流转直流电压转换器，其特征在于，该直流转电流电压转换器电性连接至输入端和输出端，用来将该输入端处的输入电压转换为该输出端处的输出电压，并且该直流转直流电压转换器操作在脉冲频率调制模式；
其中，该直流转直流电压转换器包括：
电感，其中电感电流流过该电感；以及
转换电路，电性连接至该电感，用于根据设置信号调整该电感电流，使得该电感电流小于或等于该电感电流的上限。
2.如权利要求1所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该设置信号由该转换电路产生，或者，该设置信号由该转换电路从负载电路、控制器或自适应电路处接收；其中，该设置信号表示该电感电流的该上限。
3.如权利要求1所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，进一包括：
自适应电路，电性连接至该转换电路，其中该转换电路侦测该电感电流，该自适应电路根据侦测到的该电感电流和预定规则，动态地决定该电感电流的该上限。
4.如权利要求1所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，进一包括：
控制器；
自适应电路，电性连接至该控制器与该转换电路，用于从该控制器接收自适应控制信号，并根据该自适应控制信号生成传送至该转换电路的该设置信号。
5.如权利要求3所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该预定规则与以下至少一个因子有关：流过负载电路的输出电流，其中该负载电路电性连接至该输出端；边限电感电流；该负载电路的操作模式；输入电压；以及该输出电压。
6.如权利要求3所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该转换电路根据该电感电流，产生状态信号；
其中，当该电感电流处于活动持续时间内时，该状态信号处于第一电平状态，并且该活动持续时间的长度与该电感电流的该上限有关；
其中，当该电感电流处于睡眠持续时间内时，该状态信号处于第二电平状态。
7.如权利要求6所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该自适应电路包括：斜坡模块，其中该斜坡模块包括：
斜坡产生器，电性连接至该转换电路，用于接收该状态信号并相应地生成斜坡电压；以及
比较电路，电性连接至该斜坡产生器，用于根据该斜坡电压和至少一个设定阈值，生成至少一个比较信号。
8.如权利要求7所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该自适应电路进一步包括：
移位驱动器，电性连接至该斜坡模块，用于从该斜坡模块接收该至少一个比较信号并相应地生成方向移动信号和时钟移动信号；
移位器，电性连接至该移位驱动器，用于接收该方向移动信号和该时钟移动信号并相应地生成该上限的数字设定；以及
电流型数字至模拟转换器，电性连接至该移位器，用于将该上限的该数字设定转换为该上限的模拟设定。
9.如权利要求7所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该斜坡产生器包括：
开关电路，通过斜坡节点电性连接至该比较电路，并且包括：上部电路和下部电路，该上部电路用于产生充电电流以增大该斜坡电压，该下部电路用于产生放电电流以降低该斜坡电压；以及
积分电路，电性连接至该斜坡节点，用来将该斜坡电压改变为第一设定阈值。
10.如权利要求9所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，该上部电路、该下部电路和该积分电路分别受第一使能信号、第二使能信号和第三使能信号的控制，其中该上部电路、该下部电路和该积分电路交替地使能。
11.如权利要求3所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，当该控制信号为重置信号时，该自适应电路将该电感电流的该上限改变为第一默认值；
及/或，当该控制信号为下垂信号时，该自适应电路将该电感电流的该上限改变为第二默认值，其中当该输出电压小于下垂阈值时，生成该下垂信号。
12.如权利要求1所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，如果该转换电路电性连接至该输入端且该电感电性连接至该输出端，则该输入电压大于该输出电压；
或者，如果该电感电性连接至该输入端且该转换电路电性连接至该输出端，则该输入电压小于该输出电压；
或者，如果该电感不连接至该输入端和该输出端，且该转换电路电性连接至该输入端和该输出端，则该输入电压大于或小于该输出电压。
13.如权利要求1所述的直流转直流电压转换器，其特征在于，当该直流转直流电压转换器处于平衡状态时，该输出电压介于下限阈值或上限阈值之间。
14.一种控制方法，应用于直流转直流电压转换器，其特征在于，该直流转直流电压转换器操作在脉冲频率调制模式，并且该直流转直流电压转换器包括：电感和转换电路，其中该控制方法包括以下步骤：
从输入端接收输入电压；
将该输入电压转换为输出端处的输出电压，其中电感电流流过该电感；以及
根据设置信号，调整该电感电流，使得该电感电流小于或等于该电感电流的上限。
15.如权利要求14项所述的控制方法，其特征在于，进一步包括：产生或接收该设置信号，并且该设置信号表示该电感电流的该上限。
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