CN106856376A - 功率变换器拓扑中的非对称并联同步整流器的控制 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及功率变换器拓扑中的非对称并联同步整流器的控制。一种功率变换器包括输入电源、同步整流器和控制器。同步整流器包括多个主动控制开关，多个主动控制开关并联耦合并且被配置为对从输入电源向负载递送的电流进行整流。控制器可操作用于发出用于驱动主动控制开关中的第一主动控制开关的第一控制信号，以及发出用于驱动主动控制开关中的第二主动控制开关的第二控制信号。第一控制信号是与第二控制信号不同的控制信号，使得第一主动控制开关与第二主动控制开关是单独地可控的。第一主动控制开关比第二主动控制开关具有更高的电流承载能力。

Description

功率变换器拓扑中的非对称并联同步整流器的控制
技术领域
本申请涉及功率变换器，特别是功率变换器中的并联同步整流器的控制。
背景技术
为了在全负载下实现高整流效率，在单个同步整流器(SR)位置并联连接多个功率晶体管，以将SR电阻以并联的晶体管的数目为因子有效地降低。例如，并联的三个晶体管具有等于单个器件的1/3的等效导通电阻。然而，与并联多个器件相关联的权衡是轻负载效率的代价，因为栅极损耗以并联的器件的数目为因子增加。在前面的示例中，并联的三个器件的栅极损耗是单个器件的三倍。在轻负载(低功率)下，栅极损耗占主导地位，而在满负载(高功率)下，导通损耗占主导地位，因此不可避免地存在权衡。在具有中心抽头次级绕组的功率变换器的情况下，电压应力大于所反映的输入电压。因此，与具有等效导通电阻的低压器件相比，SR需要具有较高栅极电荷的高压额定值。
实际上，高压部分具有较高的栅极电荷和较高的导通电阻，因而加剧了对并联的器件的需求并增加了轻负载效率损失。使用并联晶体管代替单个器件是增加功率变换器的电流处理能力的通常做法。然而，器件通常是对称的并且由相同的信号驱动。一种方法使用FET调制，其中FET的尺寸和栅极驱动电压根据负载来调制，以便提高非隔离DC/DC变换器在负载范围上的效率。在轻负载下，使用具有低栅极驱动的小FET以减少在该负载范围占主导地位的电容相关的损耗。随着负载增加，FET尺寸连同栅极驱动电压增加，以最小化导通损耗，导通损耗在中高电流下形成主要损耗机制。这个概念被扩展到其中并联地使用对称同步整流器的隔离拓扑。当负载减小时，并联同步整流器关断，并且被施加到其余SR的栅极驱动电压减小。这种方法有几个缺点。首先，栅极电压调节通常为变换器而不是系统提供功率节省。由栅极电压供应引起的损耗通常等于功率变换器所经历的节省。所以在实际系统中，这是不值得的努力。第二，对称FET的使用限制了可实现的轻负载效率，因为SR通常是大的管芯(芯片)。
现有的解决方案根据负载来调节同步整流器的导通时间。在一种情况下，同步整流器在高负载状况下在开关周期的能量传送间隔和续流间隔二者期间导通，在高负载状况下能量传送电流是与一个或多个初级侧器件相关联的电流，该一个或多个初级侧器件将输入电压连接到变压器初级以便将能量从源传送到负载。续流电流是在所有初级侧器件关断时由滤波电感器拉取通过同步整流器的电流。当负载减小时，同步整流器仅传导能量传送电流，而体二极管传导续流电流。在更轻的负载下，同步整流器保持关断，并且体二极管传导所有电流。每个周期存在两个能量传送间隔(正和负)，它们的和根据表示占空比，其中ton是适当的初级侧器件的导通时间，以针对分别由+符号和-符号表示的正半周期和负半周期在变压器初级上产生电压输入VAB，并且Tsw是开关周期。续流间隔发生在VAB为零而SR中的电流为非零时。每个开关周期的续流时间的总和表示1-D。如果并联器件与上述第二常规解决方案一起使用，则与上述第一常规解决方案相比，变换器将具有更差的轻负载性能，因为第二解决方案不能关断各个器件。
发明内容
根据同步整流器电路的实施例，同步整流器电路包括多个栅极驱动器和并联耦合的多个主动控制开关，每个栅极驱动器具有用于接收控制信号的输入端子和耦合到主动控制开关之一的栅极的输出端子。每个栅极驱动器被配置为响应于在其输入端子处接收的控制信号来驱动耦合到其输出端子的主动控制开关。同步整流器电路还包括控制器，控制器可操作用于向栅极驱动器中的第一栅极驱动器提供第一控制信号以及向栅极驱动器中的第二栅极驱动器提供第二控制信号，第一控制信号是与第二控制信号不同的控制信号，使得由第一栅极驱动器驱动的主动控制开关与由第二栅极驱动器驱动的主动控制开关是单独地或独立地可控的。
根据功率变换器的实施例，功率变换器包括输入电源、同步整流器和控制器。同步整流器包括多个主动控制开关，多个主动控制开关并联耦合并且被配置为对从输入电源向负载递送的电流整流。控制器可操作用于发出用于驱动主动控制开关中的第一主动控制开关的第一控制信号，以及发出用于驱动主动控制开关中的第二主动控制开关的第二控制信号。第一控制信号是与第二控制信号不同的控制信号，使得第一主动控制开关与第二主动控制开关是单独地或独立地可控的。第一主动控制开关比第二主动控制开关具有更高的电流承载能力。功率变换器可以是谐振或非谐振变换器，并且可以具有隔离或非隔离拓扑。
本领域技术人员在阅读下面的详细描述以及在查看附图时将认识到附加的特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此成正比。相同的附图标记表示对应的类似部件。各种所示实施例的特征可以组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施例并且在下面的描述中详细描述实施例。
图1示出了具有非对称同步整流器设计的功率变换器的实施例的框图。
图2示出了根据第一控制实施例的在负载处的全功率状况期间与图1所示的功率变换器的操作相关联的各种波形；
图3示出了根据第一控制实施例的在负载处的低功率状况期间与图1所示的功率变换器的操作相关联的各种波形；
图4示出了在负载处的全功率状况期间与图1所示的功率变换器的操作相关联的各种波形；
图5示出了在临界导通状况下与图1所示的功率变换器的操作相关联的各种波形；
图6示出了在临界导通状况以下与图1所示的功率变换器的操作相关联的各种波形；
图7示出了一个实施例，其中图1所示的功率变换器的控制器针对负载处的高、中和低功率状况不同地激活同步整流器控制信号；
图8示出了实施例，其中图1所示的功率变换器的控制器根据负载状况调制同步整流器主动控制开关的导通时间；
图9示出了具有非对称同步整流器设计的谐振LLC变换器的实施例的框图；
图10示出了与图9所示的谐振LLC变换器的操作相关联的各种波形；
图11示出了具有非对称同步整流器设计的电压型谐振变换器的实施例的框图；
图12示出了与图11所示的电压型谐振变换器的操作相关联的各种波形；
图13示出了具有非对称同步整流器设计的降压变换器的实施例的框图；以及
图14示出了与图13所示的降压变换器的操作相关联的各种波形。
具体实施方式
本文中描述的实施例通过向同步整流器电路中并联连接的主动控制开关提供单独的控制信号来增加隔离或非隔离电源的整流效率。通过发出单独的控制信号，可以安全地并联使用非对称器件。例如，可以使用与大功率晶体管并联的小功率晶体管，而不损坏小晶体管。具有这样的配置的同步整流器电路实现了比标准的同步整流器实现更高的低到中负载效率。
图1示出了用于通过输出电感器LO和输出电容器CO为负载供电的功率变换器的实施例。负载在图1中一般性地示出为电阻器RL。功率变换器包括输入电源和同步整流器电路102，输入电源示出为耦合到DC源Vin的半桥或全桥电路100，同步整流器电路102用于对从输入电源递送到负载的电流整流。图1所示的示例性功率变换器具有隔离拓扑，其中变换器包括用于将输入电源与负载隔离的变压器104。半桥或全桥电路100耦合到变压器104的初级绕组WP，并且同步整流器电路102耦合到变压器104的次级绕组WS。
同步整流器电路102包括用于功率变换器的每个正支路和负支路的同步整流器106、108。第一同步整流器106被配置为对变压器104的次级侧的正周期电流进行整流，并且第二同步整流器108被配置为对负周期电流进行整流。每个同步整流器106、108具有并联耦合的多个主动控制开关SRN/M。完全出于说明的目的，第一(正周期)同步整流器106被示出为具有并联耦合的两个主动控制开关SR1A/SR1B，并且第二(负周期)同步整流器108类似地被示出为具有并联耦合的两个主动控制开关SR2A/SR2B。
同步整流器电路102还包括控制器112和多个栅极驱动器110。每个栅极驱动器110具有用于从控制器112接收控制信号CtrlSRN/M的输入端子以及耦合到主动控制开关SRN/M之一的栅极的输出端子，其中N表示同步整流器分支(在本示例中的正或负周期)，并且M表示分支N中的特定主动控制开关。每个栅极驱动器110被配置为经由栅极驱动信号VgsSRN/M来驱动耦合到其输出端子的主动控制开关SRN/M，栅极驱动信号VgsSRN/M对应于在其输入端子处接收的控制信号。
对于每个同步整流器106、108，控制器112可操作用于向与用于同步整流器106、108的主动控制开关SRN/M之一相关联的每个栅极驱动器110提供不同的控制信号CtrlSRN/M。由控制器112提供的控制信号CtrlSRN/M是不同的，使得由栅极驱动器110之一驱动的每个主动控制开关SRN/M与其它主动控制开关SRN/M是单独地或独立地可控的。在图1所示的示例中，这意味着第一(正周期)同步整流器106的主动控制开关SR1A与同一同步整流器106的主动控制开关SR1B是单独地或独立地可控的，即使这两个主动控制开关SR1A/1B并联耦合。类似地，第二(负周期)同步整流器108的主动控制开关SR2A与主动控制开关SR2B是单独地或独立地可控的。每个同步整流器106、108的主动控制开关SRN/M也具有不同的电流承载能力，使得一些开关可以比其他开关处理更多的输出电流。
电流承载非对称性可以以不同的方式实现。在一个实施例中，一个同步整流器106/108的每个主动控制开关SRN/M包括功率晶体管管芯，并且功率晶体管管芯具有不同的电流额定值。这样，一个功率晶体管管芯可以比同一同步整流器106/108的另一功率晶体管管芯处理更多的输出电流，即使晶体管管芯并联耦合。备选地，同一同步整流器106/108的较大的主动控制开关SRN/A和较小的主动控制开关SRN/B可以集成到同一(单个)半导体管芯中，以实现用于该整流器106/108的集成功率级。
在另一实施例中，一个同步整流器106/108的每个主动控制开关SRN/M包括并联的一个或多个晶体管。该同步整流器106/108的主动控制开关SRN/M之一比该同步整流器106/108的其他主动控制开关SRN/M具有更少的并联耦合的晶体管。例如，在图1中，第一(正周期)同步整流器106的主动控制开关SR1A被示出为具有并联耦合并由相同的栅极驱动信号VgsSR1A控制的至少三个晶体管SR1A_1、SR1A_2、SR1A_3，并且第一同步整流器106的主动控制开关SR1B被示出为具有由栅极驱动信号VgsSR1B控制的单个晶体管SR1B_1。其它晶体管布置可以为每个同步整流器106、108产生非对称的电流承载能力。通常，用“A”标记的主动控制开关SRN/A是具有较低导通状态电阻Rds、较高电流承载能力和较高栅极电荷Qg的较大器件。用“B”标记的主动控制开关SRN/B是具有较高导通状态电阻Rds、较低电流承载能力和较低栅极电荷Qg的较小器件。尽管在图1中在每个同步整流器(SR)位置处只有两个主动控制开关SRN/M并联，但是非对称设计方法容易扩展到每个SR位置有多于两个主动控制开关SRN/M并联。具有这样的非对称特性的同步整流器电路实现了比标准的同步整流器实现更高的低到中负载效率。
图2和图3示出了与图1所示的功率变换器的操作相关联的各种波形。图2示出了在负载处的全功率状况期间的波形，图3示出了在负载处的低功率状况或所谓的轻负载状况期间的相同波形。功率变换器具有并联使用的非对称主动控制开关SRN/M，以实现如上所述的相应同步整流器106、108。在轻负载状况下，每个同步整流器106、108的较小的主动控制开关SRN/B导通以提供比具有并联耦合的对称主动控制开关的标准变换器更低的整流损耗。由控制器112提供的控制信号CtrlSRN/M对于每个同步整流器106、108的并联耦合的开关SRN/M是不相同的。图2和图3示出了施加到主动控制开关SRN/M的栅极的对应的栅极驱动信号VgsSRN/M、变压器104的次级绕组两端的电压VAB以及由相应的同步整流器106、108整流的电流iSR1、iSR2。
每个同步整流器106、108的每个开关周期包括能量传送间隔(D)和续流间隔(1-D)，在能量传送间隔期间，能量从变压器104的初级绕组传送到次级绕组，在续流间隔期间，输入电源与次级侧断开。这发生在正被整流的电流的正(+)和负(-)周期二者期间。在负载处的全功率状况期间，控制器112针对对应的正/负周期的能量传送间隔和续流间隔二者激活相应同步整流器106、108的每个较大的主动控制开关SRN/A的控制信号CtrlSR1/2A。这样，每个较大的主动控制开关SRN/A在开关周期的整个正半周或负半周导通。在负载处的全功率状况期间，控制器112针对对应的正/负周期期间的部分或整个能量传送间隔而非续流间隔激活相应同步整流器106、108的每个较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B。
在一个实施例中，在负载处的全功率状况期间，控制器112在能量传送间隔开始时激活CtrlSR1/2B并且在能量传送间隔结束时去激活CtrlSR1/2B。这种全功率控制技术导致较大的主动控制开关SRN/A在重负载状况下在能量传送间隔(D，+/-)和续流间隔(1-D，+/-)二者期间导通，如图2所示。在重负载状况下，较小的主动控制开关SRN/B仅在能量传送间隔(D，+/-)期间导通，也如图2所示。
在轻负载状况下，较大的主动控制开关SRN/A可以根据哪种配置提供更高的效率而导通或关断。在图3中，较大的主动控制开关SRN/A被示出为在轻负载状况下在对应的能量传送间隔(D，+/-)和续流间隔(1-D，+/-)期间都关断。较小的主动控制开关SRN/B在轻负载状况下在能量传送间隔(D，+/-)期间导通，也如图3所示。与标准方法相比，这种轻负载控制技术导致栅极损耗节省，尤其是在较大的主动控制开关SRN/A关断的情况下。
在全功率状况和轻负载状况期间，用于较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B的导通点和关断点都可以由控制器112确定为正常PWM(脉宽调制)操作的部分。例如，控制器112可以基于由控制器112生成的PMW信号发出控制信号CtrlSRN/M作为标准控制过程的部分。PWM信号的占空比对应于能量传送间隔(D)，并且1-D对应于正被整流的电流的每个正/负周期的续流间隔。
在PWM变换器中，能量传送间隔(D，+/-)以及对应地续流间隔(1-D，+/-)取决于输入电压Vin。在低压线路(低Vin)处，占空比最大，这导致最宽的能量传送间隔和最短的续流间隔。在高压线路(高Vin)处，占空比最小，这导致最短的能量传送间隔和最宽的续流间隔。在每种情况下，控制器112可以将较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B的中点与PWM信号的中点对准，以实现图2和图3所示的栅极驱动波形。控制器112可以基于存储在由控制器112可访问的存储器中的用户输入来设置CtrlSR1/2B的宽度，即占空比。
在另一实施例中，控制器112可以在全功率状况和轻负载状况期间将用于每个较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B的导通点与由控制器112生成的PWM信号对准。控制器112可以基于RMS(均方根)方法确定每个较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B的关断点。在一个实施例中，控制器112计算由功率变换器递送给负载的电流的RMS测量值。例如，用于每个小的主动控制开关SRN/B的分流器具有以下公式：
其中Rds,sm是小的主动控制开关SRN/B的导通状态电阻，Rds,lrg是大的主动控制开关SRN/A的导通状态电阻，大的主动控制开关SRN/A与小的主动控制开关并联耦合。用于每个大的主动控制开关SRN/A的分流器具有由以下给出的类似的公式：
每个小的主动控制开关SRN/B的RMS电流因此由下式给出：
并且与该小的主动控制开关SRN/B并联耦合的大的主动控制开关SRN/A的RMS电流由下式给出：
其中IO是直流输出电流，ΔI是输出电感器LO的纹波电流。
控制器112在对应的(+/-)能量传送间隔开始时激活每个较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B。控制器112响应于由功率变换器递送给负载的电流的RMS测量值达到针对该小的主动控制开关SRN/B定义的RMS极限而去激活控制信号。
在另一实施例中，控制器112在负载处的全功率和/或轻负载状况期间在对应的(+/-)能量传送间隔开始之前激活每个较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B并且在该能量传送间隔结束之后去激活CtrlSR1/2B。图4和图5示出了该实施例，其包括与图2和图3所示的相同的波形。
图4示出了在负载处的全功率状况期间的波形，并且图5示出了在负载处的低功率状况或所谓的轻负载状况期间的相同波形。根据本实施例，在负载处的低功率状况期间，控制器112针对对应的(+/-)能量传送间隔和续流间隔激活或去激活每个较大的主动控制开关SRN/A的控制信号CtrlSR1/2A，如图5所示。控制器112还在负载处的低功率状况期间在对应的(+/-)能量传送间隔开始之前激活每个相应的较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B并且在能量传送间隔结束之后去激活CtrlSR1/2B。也就是说，在负载处的全功率状况和轻负载状况二者下，每个较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B可以具有比对应的(+/-)能量传送间隔更大的宽度(即，占空比)，如图4(全功率)和图5(轻负载)所示。在一个实施例中，如果不期望超过被定义用于相应的较小的主动控制开关SRN/B的RMS极限，则控制器112在负载处的低功率状况期间针对对应的(+/-)续流间隔的至少部分激活该较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B，如本文中之前描述的那样。
根据本实施例，较大的主动控制开关SRN/A在负载处的满功率状况下在能量传送(D，+/-)间隔和续流(1-D，+/-)间隔期间导通。较小的主动控制开关SRN/B在全功率状况期间在某个固定的时间量内导通，如图4中所示大于对应的(+/-)能量传送间隔D。图5示出了临界导通电流状况和最低电流，在临界导通电流状况下电感器LO电流达到零，在最低电流下同步整流器106、108可以连续地导通比能量传送间隔D(+/-)更长而不影响输出电压纹波。在这些状况下，较大的主动控制开关SRN/A关断，并且通常在大于临界电流的电流下被禁用。较小的主动控制开关SRN/B在由控制器112确定的固定时间量期间导通。
图6示出了其中功率变换器在临界导通状况以下操作的情况。这里，控制器112降低开关频率Fsw以便实现突发模式。在突发模式下，较大的主动控制开关SRN/A关断，并且控制器112至少针对对应的(+/-)能量传送间隔D切换较小的主动控制开关SRN/B。或者，如图6所示，主动控制开关SR1B可以针对D/2(它的能量传送间隔)切换，并且主动控制开关SR2B针对固定导通时间切换，如前所述。一些常规方法在这一点上使用二极管来导通，因为栅极电荷损失掩盖了导通节省。然而，利用本文中所述的其中较小和较大的主动控制开关SRN/M在同一同步整流器106/108内并联耦合的非对称设计方法，提高了轻负载效率。
再次返回到图1所示的示例性功率变换器实施例，每个同步整流器106、108具有两个主动控制开关SRN/M，两个主动控制开关SRN/M并联耦合并且具有不同的电流承载能力。控制器112可以利用非对称同步整流器设计来适应负载处的中间功率状况，中间功率状况在全功率状况与轻负载状况之间。
图7示出了一个实施例，其中控制器112在负载处的中间功率状况(“半负载”)期间针对对应的电流(+/-)周期的能量传送间隔和续流间隔二者激活相应的较大的主动控制开关SRN/A的控制信号CtrlSR1/2A。控制器112在负载处的中间功率状况期间针对对应的电流(+/-)周期的能量传送间隔和续流间隔二者去激活相应的较小的主动控制开关SRN/B的控制信号CtrlSR1/2B。这样，在重负载(“满负载”)下，大的和小的主动控制开关SRN/M都导通。当负载减小时，只有较大的主动控制开关SRN/A导通。在某个负载点以下，只有较小的主动控制开关SRN/B导通。控制器112可以根据本文中之前描述的任何实施例来确定较小的主动控制开关SRN/B的导通时间。控制器112可以实现比图7所示的3级控制更精细的功率水平控制。
图8示出了实施例，其中控制器112根据负载状况调制大的和小的主动控制开关SRN/M的导通时间以实现比3级控制更精细的功率水平控制。当负载减小时，较大的主动控制开关SRN/A从全功率状况下的每个相应半周期(+/-)期间的完全导通(Full)变为最低功率状况下的非导通(Off)。较小的主动控制开关SRN/B从仅在每个相应半周期(+/-)的能量传送间隔(D/2)期间的导通变为较低功率状态下的较大导通(D/2+X％)，变为甚至更低的功率状况下的每个相应的半周期(+/-)期间的完全导通(Full)。在最低功率状况下，较小的主动控制开关SRN/B可以仅在每个相应半周期(+/-)的能量传送间隔(D/2)期间被设置回到导通。
本文中先前描述的非对称同步整流器设计方法可以扩展到谐振变换器。谐振变换器的工作原理与本文中先前描述的PWM变换器的工作原理不同。例如，可变频率控制适用于谐振变换器。当输入电压Vin变化时，开关频率(Fsw)变化以保持调节(成正比)。类似地，当负载变化时，Fsw变化以保持调节(成反比)。同样，在谐振变换器中，没有续流间隔。相反，谐振电流被整流，并且平均值被提供给负载，同时AC分量由输出电容器CO滤波。因此，谐振变换器的每个同步整流器在一半周期期间整流，并且在另一半周期期间保持关断。在这种情况下，每个同步整流器仅在其能量传送间隔(等于半个周期)期间操作，然后由于没有续流间隔而关断。
为了将本文中先前针对PWM变换器描述的非对称设计方法用于谐振变换器，控制同步整流器的较小的主动控制开关以便在半周期的部分(例如，开始、中间或结束)期间导通，并且控制较大的主动控制开关以便在负载处的重负载或全功率状况期间导通，其中导通时间基于安全操作。本文中先前针对PWM变换器描述的相同的原理适用于谐振变换器：当负载减小时，主动控制开关之间的负载共享改变，直到仅较小开关在轻负载状况下导通。
图9示出了具有如本文中先前所描述的非对称同步整流器设计的谐振变换器的实施例。根据该实施例，谐振变换器是LLC变换器。LLC变换器包括电容器Cr以及耦合在半桥或全桥电路100与变压器104的初级绕组WP之间的两个电感器Llk、Lm。
图10示出了与图9所示的谐振LLC变换器的操作相关联的各种波形。图10包括如图2和图3所示的相同的同步整流器栅极驱动波形VgsSRN/M。图10还示出了谐振电流(ires)(即电感器L1k中的电流)、在正半周期期间由第一同步整流器106整流的谐振电流的正周期部分(ipos)、和在负半周期期间由第二同步整流器108整流的谐振电流的负周期部分(ineg)。控制器112针对整个对应的一半(正或负)周期激活较大的主动控制开关SRN/A的栅极驱动信号VgsSRN/A。控制器112使较小的主动控制开关SRN/B的栅极驱动信号VgsSRN/B在对应的谐振电流(ipos或ineg)上居中。
每个同步整流器106、108的每个开关周期具有由控制器112基于输入电源处的变化和负载处的变化确定的可变开关频率(Fsw)。控制器112在负载处的全功率状况期间减小Fsw，在负载处的全功率状况期间针对开关周期的相应的一半(正或负)激活控制信号CtrlSR1/2A，并且在负载处的全功率状况期间针对少于开关周期的相应的一半(正或负)激活控制信号CtrlSR1/2B，以实现图10所示的栅极驱动信号波形。
用于主动控制开关SRN/M的控制信号CtrlSRN/M的定时和占空比可以由控制器112根据本文中之前描述的任何实施例来确定。例如，控制器112可以在负载处的全功率状况期间在开关周期的对应的一半(正或负)开始时激活CtrlSR1/2B并且在小于开关周期的一半时去激活CtrlSR1/2B。控制器112可以计算由谐振LLC变换器递送的电流的RMS测量值，在开关周期的对应的一半(正或负)开始时激活CtrlSR1/2B，并且响应于电流的RMS测量值达到针对对应的主动控制开关SRN/B定义的RMS极限而去激活CtrlSR1/2B。
控制器112可以在负载处的低功率状况期间增加与同步整流器106、108的开关频率相对应的驱动桥接电路的可变开关频率(Fsw)，在负载处的低功率状况期间针对整个开关周期去激活CtrlSR1/2A，并且在负载的低功率状况期间针对高达开关周期的相应的一半(正或负)激活CtrlSR1/2B。控制器112可以在负载处的中间功率状况期间针对开关周期的对应的一半(正或负)激活CtrlSR1/2A，并且在负载处的中间功率状况期间针对整个开关周期去激活CtrlSR1/2B。
图11示出了具有如本文中先前所描述的非对称同步整流器设计的谐振变换器的另一实施例。图11中所示的实施例类似于图9中所示的实施例。然而，不同的是，变换器是电压型谐振变换器，其中图9中的电感器Lm被替换为与变压器104的初级绕组WP并联的电容器Cp。
图12示出了与图11所示的电压型谐振变换器的操作相关联的各种波形。图12包括图10所示的相同波形。电压型谐振变换器是串并谐振变换器，电容器Cp两端的谐振电压(VCp)在串并谐振变换器中被整流和滤波。整流电流因此是方波，如图12中通过由相应的同步整流器106、108整流的谐振电流的正周期部分(ipos)和负周期部分(ineg)所示。用于较小的主动控制开关SRN/B的栅极驱动信号VgsSRN/B仍然被示出为居中。然而，由于电流是恒定的，所以RMS值由开关SRN/B的导通时间确定，而与其位于一半(正或负)周期中的哪里无关。用于主动控制开关SRN/A的对应的控制信号CtrlSRN/M的定时和占空比可由根据本文中之前描述的任何实施例的控制器112确定。
本文中先前描述的非对称设计方法还可以扩展到具有非隔离拓扑的降压变换器，即没有变压器将输入电源耦合到负载。在降压变换器的情况下，同步整流器形成降压变换器的低压侧开关，并且仅在续流间隔期间导通。高压侧开关在能量传送间隔期间导通。
图13示出了具有如本文中先前所描述的非对称同步整流器设计的降压变换器的实施例。降压变换器包括高压侧开关Q1，其用于在高压侧开关Q1导通时通过电感器L将输入电源Vin耦合到负载RL。具有如本文中先前所描述的非对称设计的同步整流器200被配置为降压变换器的低压侧开关Q1，其用于在低压侧开关Q1导通时通过电感器将负载耦合到地(GND)。图13中的同步整流器200被示出为具有至少三个晶体管LSA_1、LSA_2、LSA_3以及单个晶体管LSB_1，三个晶体管LSA_1、LSA_2、LSA_3并联耦合以形成同步整流器200的第一(较大的)主动控制开关SRLSA并且由相同的栅极驱动信号VgsLSA控制，单个晶体管LSB_1由栅极驱动信号VgsLSB控制并且形成同步整流器200的第二(较小的)主动控制开关SRLSB。因此，同步整流器200的主动控制开关SRLSA/B具有不同的电流承载能力。这种非对称性可以根据本文中所述的任何非对称同步整流器设计实施例来实现。
图14示出了与图13所示的降压变换器的操作相关联的各种波形。这些波形包括高压侧电流(iHS)、被施加到高压侧开关Q1的栅极的栅极信号(VgsHS)、低压侧电流(iLS)、被施加到同步整流器200的较大的主动控制开关SRLSA的栅极的栅极信号(VgsLSA)和被施加到较小的主动控制开关SRLSB的栅极的栅极信号(VgsLSB)。降压变换器的每个开关周期具有能量传送周期和续流周期，在能量传送周期期间，高压侧开关Q1导通并且低压侧开关Q2关断，在续流周期期间，高压侧开关Q1关断并且低压侧开关Q2导通。在每个续流周期期间，控制器112针对整个续流周期激活VgsLSA，并且仅针对续流周期的部分激活VgsLSB。这样，同步整流器200的较大的主动控制开关SRLSA针对整个续流周期导通，而较小的主动控制开关SRLSB仅针对整个续流周期的部分导通。
用于较小的主动控制开关SRLSB的控制信号VgsLSB的定时和占空比可以由控制器112根据本文中先前描述的任何实施例来确定。例如，控制器112可以在每个续流周期开始时激活VgsLSB，并且在每个续流周期结束之前去激活VgsLSB，如图14所示。控制器112可以计算由降压变换器向负载递送的电流的RMS测量值，并且在每个续流周期开始时激活VgsLSB，并且响应于由降压变换器向负载递送的电流的RMS测量值达到针对同步整流器200的较小的主动控制开关SRLSB定义的RMS极限而去激活VgsLSB。
诸如“第一”、“第二”等术语用于描述各种元件、区域、部分等，而非旨在限制。在整个描述中，类似的术语指代相同的元件。
如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除附加元件或特征。除非上下文另有明确说明，否则冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数以及单数。
应当理解，除非另有特别说明，否则本文中所述的各种实施例的特征可以彼此组合。
虽然本文已经图示和描述了具体实施例，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种备选和/或等同实现可以替代所示出和描述的具体实施例。本申请旨在覆盖本文中所讨论的具体实施例的任何修改或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同方案来限制。

Claims (23)

1.一种同步整流器电路，包括：
并联耦合的多个主动控制开关；
多个栅极驱动器，每个栅极驱动器具有用于接收控制信号的输入端子和耦合到所述主动控制开关之一的栅极的输出端子，每个栅极驱动器被配置为响应于在所述栅极驱动器的输入端子处接收的所述控制信号来驱动耦合到所述栅极驱动器的输出端子的主动控制开关；以及
控制器，可操作用于向所述栅极驱动器中的第一栅极驱动器提供第一控制信号以及向所述栅极驱动器中的第二栅极驱动器提供第二控制信号，所述第一控制信号是与所述第二控制信号不同的控制信号，使得由所述第一栅极驱动器驱动的主动控制开关与由所述第二栅极驱动器驱动的主动控制开关是单独地可控的。
2.根据权利要求1所述的同步整流器电路，其中由所述第一栅极驱动器驱动的主动控制开关包括第一功率晶体管管芯，其中由所述第二栅极驱动器驱动的主动控制开关包括第二功率晶体管管芯，并且其中所述第一功率晶体管管芯具有比所述第二功率晶体管管芯高的电流额定值。
3.根据权利要求1所述的同步整流器电路，其中每个主动控制开关包括并联的一个或多个晶体管，并且其中由所述第二栅极驱动器驱动的主动控制开关包括比由所述第一栅极驱动器驱动的主动控制开关少的并联的晶体管，使得由所述第一栅极驱动器驱动的主动控制开关具有比由所述第二栅极驱动器驱动的主动控制开关高的电流额定值。
4.一种功率变换器，包括：
输入电源；
同步整流器，包括多个主动控制开关，所述多个主动控制开关并联耦合并且被配置为对从所述输入电源向负载递送的电流整流；以及
控制器，可操作用于发出用于驱动所述主动控制开关中的第一主动控制开关的第一控制信号以及发出用于驱动所述主动控制开关中的第二主动控制开关的第二控制信号，所述第一控制信号是与所述第二控制信号不同的控制信号，使得所述第一主动控制开关与所述第二主动控制开关是单独地可控的，
其中所述第一主动控制开关具有比所述第二主动控制开关高的电流承载能力。
5.根据权利要求4所述的功率变换器，其中所述第一主动控制开关包括第一功率晶体管管芯，其中所述第二主动控制开关包括第二功率晶体管管芯，并且其中所述第一功率晶体管管芯具有比所述第二功率晶体管管芯高的电流额定值。
6.根据权利要求4所述的功率变换器，其中每个主动控制开关包括并联的一个或多个晶体管，并且其中所述第二主动控制开关包括比所述第一主动控制开关少的并联的晶体管，使得所述第一主动控制开关具有比所述第二主动控制开关高的电流额定值。
7.根据权利要求4所述的功率变换器，还包括：
用于将所述输入电源与所述负载隔离的变压器，
其中所述同步整流器耦合到所述变压器的绕组，
其中所述同步整流器的每个开关周期包括能量传送间隔和续流间隔，在所述能量传送间隔期间所述输入电源通过所述同步整流器连接至所述绕组，在所述续流间隔期间所述输入电源通过所述同步整流器从所述绕组断开，
其中所述控制器可操作用于在所述负载处的全功率状况期间针对所述能量传送间隔和所述续流间隔二者激活所述第一控制信号，
其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述全功率状况期间针对所述能量传送间隔的部分或全部以及针对所述续流间隔的大部分激活所述第二控制信号。
8.根据权利要求7所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述全功率状况期间，在所述能量传送间隔开始时激活所述第二控制信号，并且在所述能量传送间隔结束时去激活所述第二控制信号。
9.根据权利要求7所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述全功率状况期间，在所述能量传送间隔开始之前激活所述第二控制信号，并且在所述能量传送间隔结束之后去激活所述第二控制信号。
10.根据权利要求9所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于基于由所述控制器生成的脉冲宽度调制(PMW)信号发出所述第一控制信号和所述第二控制信号，并且其中所述第二控制信号的中点与所述PWM信号的中点对准。
11.根据权利要求10所述的功率变换器，其中所述第二控制信号的宽度由所述控制器基于用户输入来设置，所述用户输入被存储在所述控制器可访问的存储器中。
12.根据权利要求7所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于计算由所述功率变换器递送的电流的均方根(RMS)测量值，并且其中所述控制器可操作用于在所述能量传送间隔开始时激活所述第二控制信号，并且响应于由所述功率变换器向所述负载递送的电流的所述RMS测量值达到针对所述第二主动控制开关定义的RMS极限，来去激活所述第二控制信号。
13.根据权利要求7所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的低功率状况期间针对所述能量传送间隔和所述续流间隔二者去激活所述第一控制信号，并且其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述低功率状况期间针对至少所述能量传送间隔激活所述第二控制信号。
14.根据权利要求13所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在不期望超过针对所述第二主动控制开关定义的RMS极限的情况下，在所述负载处的所述低功率状况期间针对所述续流间隔的至少部分激活所述第二控制信号。
15.根据权利要求13所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的中间功率状况期间针对所述能量传送间隔和所述续流间隔二者激活所述第一控制信号，并且其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述中间功率状况期间针对所述能量传送间隔和所述续流间隔二者去激活所述第二控制信号。
16.根据权利要求4所述的功率变换器，还包括：
用于将所述输入电源与所述负载隔离的变压器，
其中所述同步整流器耦合到所述变压器的绕组，
其中所述功率变换器是谐振变换器，
其中所述同步整流器的每个开关周期具有可变开关频率，所述可变开关频率由所述控制器基于所述输入电源处的变化以及所述负载处的变化确定，
其中所述控制器可操作用于在所述负载处的全功率状况期间减小所述同步整流器的所述可变开关频率，
其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述全功率状况期间针对所述开关周期的一半激活所述第一控制信号，
其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述全功率状况期间针对小于所述开关周期的一半激活所述第二控制信号。
17.根据权利要求16所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述全功率状况期间，在所述开关周期开始时激活所述第二控制信号，并且在小于所述开关周期的一半时去激活所述第二控制信号。
18.根据权利要求16所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于计算由所述功率变换器递送的电流的均方根(RMS)测量值，并且其中所述控制器可操作用于在所述开关周期开始时激活所述第二控制信号，并且响应于由所述功率变换器向所述负载递送的电流的所述RMS测量值达到针对所述第二主动控制开关定义的RMS极限，来去激活所述第二控制信号。
19.根据权利要求16所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的低功率状况期间增加所述同步整流器的所述可变开关频率，并且其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述低功率状况期间针对整个所述开关周期去激活所述第一控制信号，并且其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述低功率状况期间针对高达所述开关周期的一半激活所述第二控制信号。
20.根据权利要求19所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在所述负载处的中间功率状况期间针对所述开关周期的一半激活所述第一控制信号，并且其中所述控制器可操作用于在所述负载处的所述中间功率状况期间针对整个所述开关周期去激活所述第二控制信号。
21.根据权利要求4所述的功率变换器，
其中所述功率变换器是包括高压侧开关的降压变换器，所述高压侧开关被配置为当所述高压侧开关导通时将所述输入电源通过电感器耦合到所述负载，
其中所述同步整流器被配置作为所述降压变换器的低压侧开关，所述低压侧开关用于当所述低压侧开关导通时将所述负载通过所述电感器耦合到接地，
其中所述降压变换器的每个开关周期具有能量传送周期和续流周期，在所述能量传送周期期间所述高压侧开关导通并且所述低压侧开关关断，在所述续流周期期间所述高压侧开关关断并且所述低压侧开关导通，
其中在每个续流周期期间，所述控制器可操作用于针对整个所述续流周期激活所述第一控制信号，并且针对所述续流周期的仅部分激活所述第二控制信号。
22.根据权利要求21所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于在每个续流周期开始时激活所述第二控制信号并且在每个续流周期结束之前去激活所述第二控制信号。
23.根据权利要求21所述的功率变换器，其中所述控制器可操作用于计算由所述降压变换器递送的电流的均方根(RMS)测量值，并且其中所述控制器可操作用于在每个续流周期开始时激活所述第二控制信号，并且响应于由所述降压变换器向所述负载递送的电流的所述RMS测量值达到针对所述第二主动控制开关定义的RMS极限，来去激活所述第二控制信号。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10141923B2 (en) * 2016-08-25 2018-11-27 Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. System and method for eliminating gate voltage oscillation in paralleled power semiconductor switches
US10554138B2 (en) 2016-10-25 2020-02-04 Infineon Technologies Austria Ag Flux limited fast transient response in isolated DC-DC converters
US10439500B2 (en) * 2017-02-01 2019-10-08 Infineon Technologies Austria Ag Control of isolated power converters during transient load conditions
US20190341841A1 (en) * 2018-05-01 2019-11-07 Hamilton Sundstrand Corporation Reduced power dissipation power converter configuration
CN113346748B (zh) * 2021-06-08 2022-08-19 广州金升阳科技有限公司 一种同步整流buck变换器的控制电路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1568568A (zh) * 2001-08-23 2005-01-19 费查尔德半导体有限公司 用于降低dc－dc转换器中损耗的方法和电路
JP2007135287A (ja) * 2005-11-09 2007-05-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN101459383A (zh) * 2007-12-14 2009-06-17 雅达电子国际有限公司 降低开关损耗的开关功率变换器
CN102751852A (zh) * 2011-04-19 2012-10-24 富士通半导体股份有限公司 切换电路装置以及具有该切换电路装置的电源装置
JP2014121117A (ja) * 2012-12-13 2014-06-30 Hitachi Automotive Systems Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5239255A (en) * 1991-02-20 1993-08-24 Bayview Technology Group Phase-controlled power modulation system
US5616945A (en) 1995-10-13 1997-04-01 Siliconix Incorporated Multiple gated MOSFET for use in DC-DC converter
US9350262B1 (en) * 2015-05-06 2016-05-24 Chicony Power Technology Co., Ltd. Synchronous rectifier controlling module and method for controlling a synchronous rectifier

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1568568A (zh) * 2001-08-23 2005-01-19 费查尔德半导体有限公司 用于降低dc－dc转换器中损耗的方法和电路
JP2007135287A (ja) * 2005-11-09 2007-05-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN101459383A (zh) * 2007-12-14 2009-06-17 雅达电子国际有限公司 降低开关损耗的开关功率变换器
CN102751852A (zh) * 2011-04-19 2012-10-24 富士通半导体股份有限公司 切换电路装置以及具有该切换电路装置的电源装置
JP2014121117A (ja) * 2012-12-13 2014-06-30 Hitachi Automotive Systems Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置

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