JP2014121117A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の整流素子を並列接続した整流回路における電流分担の相違に起因する導通損失を低減する。
【解決手段】トランス２２０とグラウンド端子４０３との間に、二つの整流相回路が平行に配列されている。各整流相回路は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dまたはＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにより構成される整流相を備えている。また、各整流相には、入力側の配線部としての導体部４１１、４１３と出力側の配線部としての導体部４０１、４０３が平行に配列されている。これにより、入力側の電流分岐点と出力側の電流合流点間における入力側と出力側との合計電流経路が、各整流素子を流れる経路すべてに対してほぼ等しく形成されている。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関し、より詳細には、複数の整流素子を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。

電気自動車やプラグインハイブリッド車は、動力駆動用の高電圧蓄電池でモータ駆動するためのインバータ装置および車両のライトやラジオなどの補機を作動させるための低電圧蓄電池を備えている。このような車両には、高電圧蓄電池から低電圧蓄電池への電力変換または低電圧蓄電池から高電圧蓄電池への電力変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ装置が搭載されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、高電圧の直流電圧を交流電圧に変換する高電圧側スイッチング回路、交流高電圧を交流低電圧に変換するトランス、低電圧交流電圧を直流電圧に変換する低電圧側整流回路を備えている。

低電圧側整流回路の導通損失を低減するために整流素子を並列に接続する回路とする方式がある。この回路の実装構造として、プリント基板上に、複数の半導体素子を配列し、この半導体素子の配列の両側にバスバーを実装し、バスバーと各半導体素子とをプリント基板に形成した配線パターンにより接続する構造が知られている。この構造では、トランスの巻線引き出し部が、配線パターン、一方のバスバー、各半導体素子、配線パターン、他方のバスバーを通して出力端子に接続されている。上記において、各配線パターンは、複雑な形状を有するものである（例えば、特許文献１、段落［００２９］参照）。

特開２００６−２３０１８７号公報

上記特許文献１に記載された構造では、配線インピーダンスの影響によって、各半導体素子の電流分担に相違が生じる。つまり、複数の半導体素子を流れる電流に偏りが生じる。このため、導通損失が大きい。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、トランスと、トランスの一次側に接続された高電圧側回路部と、トランスの二次側に接続された低電圧側回路部と、トランス、高電圧側回路部および低電圧側回路部を収納するケースと、を備え、低電圧側回路部は、グラウンド端子と、複数の整流素子と、各整流素子の第１の端子がグラウンド端子に接続される第１配線部と、各整流素子の第２の端子がトランスの第１の端子に接続される第２配線部とを備える第一整流相回路と、複数の整流素子と、各整流素子の第１の端子がグラウンド端子に接続される第３配線部と、各整流素子の第２の端子がトランスの第２の端子に接続される第４配線部とを備える第二整流相回路と、を備え、第一整流相回路における、各整流素子の第１の端子からグラウンド端子までの電流経路長と、各整流素子の第２の端子からトランスの第１の端子までの電流経路長との合計電流経路長はほぼ等しく、第二整流相回路における、各整流素子の第１の端子からグラウンド端子までの電流経路長と、各整流素子の第２の端子からトランスの第２の端子までの電流経路長との合計電流経路長はほぼ等しく、第一整流相回路と第二整流相回路との合計電流経路長はほぼ等しく形成されている。

本発明によれば、各整流素子に接続される合計電流経路長がほぼ等しいので、そのインピーダンスがほぼ一致する。このため、各整流素子を流れる電流がほぼ均一となり、導通損失を小さくすることができる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一実施の形態を示す外観斜視図。 図１に図示されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路構成の一実施の形態を示す図。 図１に図示されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置を上方からみた平面図。 図３に図示された低電圧側基板ユニットの平面図。 図３におけるＶ−Ｖ線断面図。 図５に図示されたＧＮＤ接続構造の変形例１。 図５に図示されたＧＮＤ接続構造の変形例２。 図４における領域ＶＩＩＩの詳細を示す拡大斜視図。 本発明の実施形態２としての低電圧側基板ユニットの平面図。 本発明の実施形態３としての低電圧側基板ユニットの平面図。 本発明の実施形態４としての低電圧側基板ユニットの平面図。 本発明の実施形態５を示し、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路構成を示す図。 実施形態５の低電圧側基板ユニットの平面図。

--実施形態１--
［ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の外観］
以下、図面を参照して、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一実施の形態を説明する。
図１は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００の外観斜視図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００は電気自動車やプラグインハイブリッド車等に適用される。車両にはライトやラジオなどの補機を作動させるための低電圧蓄電池が搭載されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００は、高電圧蓄電池から低電圧蓄電池への電力変換または低電圧蓄電池から高電圧蓄電池への電力変換を行う。
ケース１０１の内部には、上記電力変換を行うための回路が収納されている。
ケース１０１の上部側には、上面蓋１０２がボルト等の締結部材により取付けられている。ケース１０１の下部側には底部１０１ａ（図５参照）が一体に成形されており、この底部１０１ａから所定の空間を設けて下面蓋１０３がボルト等の締結部材によりケース１０１に取付けられている。

図示はしないが、ケース１０１の底部１０１ａと下面蓋１０３との間の空間には、冷却水等の冷却媒体が流れる冷却通路が形成されている。ケース１０１と下面蓋１０３との間には不図示のＯリング等のシール部材が介装されており、冷却媒体を密封する構造とされている。
ケース１０１、上面蓋１０２および下面蓋１０３は、それぞれ、アルミダイキャスト等により形成される。
ケース１０１の一側面には、冷却媒体を上記冷却流路に流入させる案内となる入口配管１０４、冷却媒体を冷却流路から流出させる案内となる出口配管１０５が取り付けられている。

ケース１０１の上記一側面には、高電圧蓄電池からケース１０１内部の電力変換回路へ、高電圧高電圧の電力を供給するための配線を接続するための、入力コネクタ１０６が、ケース１０１に設けられた開口から導出されている。
ケース１０１の上記一側面には、ケース１０１内部の電力変換回路から直流低電圧を出力するための配線が接続された出力コネクタ１０７が設けられている。また、ケース１０１の上記一側面には、ケース１０１内部の電力変換回路と小電力の信号をやり取りするための信号配線が接続された信号コネクタ１０８が設けられている。
入力コネクタ１０６、出力コネクタ１０７、信号コネクタ１０８は、ケース１０１のそれぞれ異なる側面に設けてもよい。

［ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路構成］
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００の回路構成を説明する。
図２は、図１に図示されたＤＣ−ＤＣＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路構成の一実施の形態を示す図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００は、高電圧の直流電圧を交流電圧に変換する高電圧側スイッチング回路２１０、交流高電圧を交流低電圧に変換するトランス２２０、低電圧交流電圧を直流電圧に変換する低電圧側整流回路２３０を備えている。
図２に示された一実施の形態において、高電圧側スイッチング回路２１０にノイズを抑制するためのコモンモードチョークコイル２０１および対地コンデンサ２０２が接続されている。

高電圧側スイッチング回路２１０とトランス２２０との間には、共振チョークコイル２０３が接続されている。共振チョークコイル２０３のインダクタンスとトランス２２０の漏れインダクタンスの合成インダクタンスを用いて、高電圧側スイッチング回路２１０を構成するＭＯＳＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｈ₁〜Ｈ₄のゼロ電圧スイッチングを可能としている。
低電圧側整流回路２３０の出力側には出力電圧に重畳するノイズを除去するために、フィルタコイル２０４とフィルタコンデンサ２０５が設けられている。
なお、コモンモードチョークコイル２０１、対地コンデンサ２０２、共振チョークコイル２０３、フィルタコイル２０４およびフィルタコンデンサ２０５は必ずしも必要ではなく、これらを省略した回路構成でも、効率低下やノイズ増加してしまう可能性があるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００は電力を変換することが出来る。

（高電圧側スイッチング回路の回路構成）
高電圧側スイッチング回路２１０は、Ｈブリッジ型として接続された４つのＭＯＳＦＥ Ｈ₁〜Ｈ₄と平滑用入力コンデンサＣ_inとから構成されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄にはスナバコンデンサがそれぞれのＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄と並列に設けられている。
高電圧側スイッチング回路２１０の４つのＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄を位相シフトＰＷＭ制御することで、トランス２２０の１次側には交流電圧が発生する。

（低電圧側整流回路の回路構成）
低電圧側整流回路２３０は、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ：整流素子）で構成される二つの整流相と、チョークコイルＬ_outおよび平滑コンデンサＣ_outから構成される平滑回路と、を有している。以下では４つの並列接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dから構成される整流相を第一整流相、４つの並列接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dから構成される整流相を第二整流相と呼ぶことにする。
それぞれの整流相の高電位側（すなわち、ＭＯＳＦＥＴのドレイン側）配線は、トランス２２０の２次側へ接続されている。また、それぞれの整流相の低電位側（ＧＮＤ側）配線は、合流した後、シャント抵抗Ｒ_shを介してＧＮＤへ接続されている。トランス２２０の２次側センタタップ端子は、チョークコイルＬ_outに接続され、チョークコイルＬ_outの出力側に平滑コンデンサＣ_outが接続されている。

第一整流相および第二整流相を、それぞれ、複数のＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dまたは複数のＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dを用いて、並列に接続しているのは、各整流相における導通損失を低減するためである。なお、本一実施の形態では、各整流相において並列接続されるＭＯＳＦＥＴを４つとしているが、これに限定されるものではなく、各整流相において並列接続されるＭＯＳＦＥＴに数の２つ以上、すなわち、複数とした場合のすべてに適用が可能である。

高電圧側スイッチング回路２１０における位相シフトＰＷＭ制御によってトランス２２０の２次側に発生した交流は、上記の二つの整流相によって全波整流される。さらに、
チョークコイルＬ_outと平滑コンデンサＣ_outによって平滑化されて直流の電流・電圧出力となる。シャント抵抗Ｒ_shは、ＧＮＤから戻ってくる負荷電流を検出するために設けられており、原理的には、チョークコイルＬ_outに流れる負荷電流と同じ電流値を示す。すなわち、一実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００はチョークコイルＬ_outの電流を検出して、その値を制御回路へフィードバックすることで、出力負荷電流を制御することが可能である。また、出力電流・電圧に含まれるノイズ成分はフィルタコイル２０４、フィルタコンデンサ２０５によって、低減される。

[ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の全体構成]
図３は、図１に図示されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００を上方からみた平面図である。以下の図３に関わる説明では、上下左右は図３における紙面内における位置関係を示す意味で使用する。
ケース１０１にける左下側には、高電圧側回路部２００が配置されている。高電圧側回路部２００は、高電圧側回路基板２１１、コモンモードチョークコイル２０１、対地コンデンサ２０２、平滑用入力コンデンサＣ_inおよび高電圧側スイッチング回路２１０を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄を備えている。高電圧側回路基板２１１、コモンモードチョークコイル２０１、対地コンデンサ２０２、平滑用入力コンデンサＣ_inは_、高電圧側回路基板２１１に実装されている。

高電圧側スイッチング回路２１０を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄は、図３には図示されていないが、高電圧側回路基板の下側に配置されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄は、パッケージ構造となっており、不図示の絶縁基板あるいは絶縁シートを介してケース１０１の底部１０１ａ内面上に配置される。ＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄から発生する熱は、絶縁基板あるいは絶縁シートを介してケース１０１に伝達され、ケース１０１の底部１０１ａに外側に設けられた冷却流路を流れる冷却媒体によって冷却される。
ＭＯＳＦＥＴ Ｈ₁〜Ｈ₄のゲート、ソースおよびドレインのリード線は、その上方に配置されている高電圧側回路基板まで延出され、半田付けにより、高電圧側回路基板に接続されている。

図示はしないが、高電圧側回路基板には、コモンモードチョークコイル２０１、対地コンデンサ２０２、平滑用入力コンデンサＣ_inおよび高電圧側スイッチング回路２１０が実装されている。高電圧側回路基板には、これらの実装された電子部品を、高電圧側スイッチング回路２１０を構成するように接続する配線パターンが形成されている。配線パターンには金属導体２４１が接続され、金属導体２４１は、ケース１０１の外部に設けられた入力コネクタ１０６に接続されている。

高電圧側回路部２００の上部側の角部には、共振チョークコイル２０３が配置され、高電圧側回路部２００および共振チョークコイル２０３の上部側にトランス２２０が配置されている。高電圧側回路基板２１１と共振チョークコイル２０３、共振チョークコイル２０３とトランス２２０の１次側端子２２０ａ、トランス２２０の１次側端子２２０ｂと高電圧側回路基板２１１とは、不図示のリード線によって電気的に接続されている。

トランス２２０の右側には、低電圧側基板ユニット２５０が配置されている。低電圧側基板ユニット２５０は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dから構成される第一整流相、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dから構成される第二整流相および平滑コンデンサＣ_out、チョークコイルＬ_out、シャント抵抗Ｒ_shが実装された低電圧側回路基板２５１（図５参照）を備えている。

図５は、図３におけるＶ−Ｖ線切断図である。
低電圧側回路基板２５１は、図５に図示されるように、金属基板２５２と、この金属基板２５２の一面上に形成された絶縁膜２５３と、絶縁膜２５３上に形成された配線パターンを備えている。金属基板２５２は、熱伝導性のよいアルミニウム、アルミニウム合金等のアルミニウム系金属により形成されており、絶縁膜２５３が形成された一面と反対側の面がケース１０１の底部１０１ａ内面に接触して固定されている。このため、第一整流相および第二整流相からの発熱が、金属基板２５２からケース１０１の底部１０１ａに伝達され、ケース１０１の底部１０１ａ側に設けられた冷却流路を流れる冷却媒体によって冷却される。したがって、金属基板２５２に実装される半導体素子の温度上昇は低減できる。特に、半導体素子がＭＯＳＦＥＴである場合、温度が低ければ低いほどオン抵抗が小さくなるので、温度上昇を低減すると、導通損失を低減できることになる。

低電圧側回路基板２５１の一側面は、トランス２２０と近接して配置され、上記一側面と反対側の側面は、ケース１０１の一側壁に近接する位置に配置されている。
トランス２２０の２次側の第１の端子２２０ｃと第２の端子２２０ｅとは、それぞれ、バスバー等の金属導体３０１、３０２によって、低電圧側回路基板２５１に形成された配線パターンに電気的に接続されている。
配線パターンの引き回しを含め、低電圧側回路部２４０の詳細は後述する。

低電圧側回路基板２５１の下側には、チョークコイルＬ_outが配置されており、トランス２２０の２次側のセンタタップ端子２２０ｄと、バスバー等の金属導体３０３で接続されている。
チョークコイルＬ_outの右側には、フィルタコイル２０４が配置されており、バスバー等の金属導体３０４にて、チョークコイルＬ_outとフィルタコイル２０４が電気的に接続されている。
また、低電圧側回路基板２５１に実装されている平滑コンデンサＣ_outは配線パターン４０８に接続され、配線パターン４０８には、チョークコイルＬ_outおよびフィルタコイル２０４に接続された金属導体３０４が接続されている。

フィルタコイル２０４の下側には、フィルタコンデンサ２０５が実装されたフィルタコンデンサ基板３１０が配置され、出力線を形成するバスバー等の金属導体３０５によって、フィルタコイル２０４とフィルタコンデンサ基板３１０が接続されている。金属導体３０５は、また、ケース１０１の外部に設けられた出力コネクタ１０７に接続されている。

低電圧側回路基板２５１に実装された第一整流相、第二整流相および平滑コンデンサＣ_out、シャント抵抗Ｒ_shは、低電圧側回路基板２５１に形成された配線パターンおよび金属導体３０１、３０２、３０４により図２の低電圧側整流回路２３０を構成するように接続されている。
また、第一整流相、第二整流相および平滑コンデンサＣ_out、シャント抵抗Ｒ_shが実装された低電圧側回路基板２５１と、チョークコイルＬ_out、およびフィルタコイル２０４と、フィルタコンデンサ２０５が実装されたフィルタコンデンサ基板３１０と、金属導体３０１〜３０５と、により低電圧側回路部２４０が構成されている。

（低電圧側基板ユニット）
低電圧側基板ユニット２５０について、さらに、説明する。
図４は、図３における、低電圧側回路基板に実装された部品配置の平面図である。また、図８は、図４における領域ＶＩＩＩの詳細を示す拡大斜視図である。
低電圧側回路基板２５１の絶縁膜２５３上には、第一整流相を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよび第二整流相を構成するＭＯＳＦＥＴＳ２_a〜Ｓ２_dが実装されている。
第一整流相を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよび第二整流相を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dは、それぞれ、ほぼ等間隔に直線状に配列されており、第一整流相と第二整流相とは平行に配列されている。

低電圧側回路基板２５１の絶縁膜２５３上には、第一整流相と平行な高電位側配線パターン４０１（第２導体部）が直線状に形成されている。上述した如く、高電位側配線パターン４０１の左端側は金属導体３０１により、トランス２２０の２次側の第１の端子２２０ｃに接続されている。

低電圧側回路基板２５１の絶縁膜２５３上には、第二整流相と平行な高電位側配線パターン４０２（第４導体部）が直線状に形成されている。上述した如く、高電位側配線パターン４０２左端側は金属導体３０２により、トランス２２０の２次側の第２の端子２２０ｅに接続されている。

トランス２２０の２次側のセンタタップ端子２２０ｄは、第１の端子２２０ｃが接続された高電位側配線パターン４０１と、第２の端子２２０ｅが接続された高電位側配線パターン４０２との間に配置されている。

第一整流相を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよび第二整流相を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dは、それぞれ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、スイッチング素子部分が樹脂でパッケージされている。樹脂の一面には銅などの金属膜が形成されており、この金属膜はドレイン電極と接続されている。つまり、この金属膜はドレイン端子５０２（図８参照）である。
ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dは、それぞれ、ドレイン端子５０２が高電位側配線パターン４０１に半田付けされている。ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dは、それぞれ、ドレイン端子５０２が高電位側配線パターン４０２に半田付けされている。

高電位側配線パターン４０２における、低電圧側回路基板２５１の側面側である外側には銅または銅合金等の銅系金属等により形成されたバスバー等の金属導体４１２（第３導体部）が高電位側配線パターン４０２と平行に配設されている。
図８に図示されているように、金属導体４１２は、ほぼ同一に厚さの板状部材により形成されており、厚さ方向に、ジグザグ状に形成されている（図８参照）。

低電圧側回路基板２５１の絶縁膜２５３上には、ソース用配線４０５およびゲート用配線４０４が形成されている。
ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの各ソース端子５０３は、ソース用配線４０５に半田付けされている。また、金属導体４１２は、その突出部４１２ａがソース用配線４０５に半田付けされている。
ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの各ゲート端子５０１は、低電圧側回路基板２５１の側面側である外側に向けて配置され、ゲート用配線４０４に半田付けされている。ゲート端子５０１が接続されたゲート用配線４０４は、金属導体４１２の突出部４１２ａ間に形成されている平坦部４１２ｂの下側を、該平坦部４１２ｂとは空隙を有してほぼ直交する方向に延出されている。すなわち、各ゲート用配線４０４は、金属導体４１２とは絶縁された状態で、金属導体４１２と交差している。延出された各ゲート用配線４０４の先端は、コネクタ４３２に接続されている。このように、ゲート端子５０１を外側に向けて配置したので、コネクタ４３２に接続されるゲート用配線４０４の引き回し長さを短くすることができる。

高電位側配線パターン４０１における、低電圧側回路基板２５１の側面側である外側には銅または銅合金等の銅系金属により形成されたバスバー等の金属導体（第１導体部）４１１が高電位側配線パターン４０１と平行に配設されている。
ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dにおけるソース端子、ソース用配線、金属導体４１１との配置関係は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにおけるソース端子５０３、ソース用配線４０５、金属導体４１２の突出部４１２ａと同様である。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dにおけるゲート端子、ゲート用配線、金属導体４１１との配置関係は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにおけるゲート端子５０１、ゲート用配線４０４、金属導体４１２の平坦部４１２ｂとの関係と同様である。このため、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dにおいても、それぞれ、コネクタ４３１に接続されるゲート用配線の引き回し長さを短くすることができる。

低電圧側回路基板２５１の絶縁膜２５３上には、中間接続用配線パターン（中間導体部）４０６およびＧＮＤ用配線パターン（グラウンド端子）４０３が形成されている。
図５に図示されるように、ＧＮＤ用配線パターン４０３、絶縁膜２５３および金属基板２５２を貫通する貫通孔が形成され、ケース１０１には、この貫通孔に対応する位置にねじ孔が形成されている。
金属ねじ８０１を、貫通孔を挿通してケース１０１のねじ孔に締結することにより、低電圧側回路基板２５１がケース１０１の底部１０１ａに固定される。また、これと同時に、金属ねじ８０１によりＧＮＤ用配線パターン４０３がケース１０１に接続される。このようにして、ＧＮＤ用配線パターン４０３がケース１０１に接続するＧＮＤ接続構造が構成されている。低電圧側回路基板２５１をケース１０１に固定するのは、金属ねじ８０１以外の締結部材によるようにしてもよい。

上記における、金属導体３０１〜３０５、４１１、４１２、高電位側配線パターン４０１、４０２およびＧＮＤ用配線パターン４０３については、回路との関係を示す参考として図２に図示された回路図に図示されている。
なお、ＧＮＤ用配線パターン４０３をケース１０１に接続するＧＮＤ接続構造は上記一実施の形態を変形して適用することができる。
以下にＧＮＤ接続構造の変形例を示す。

（ＧＮＤ接続構造の変形例１）
図６は、図５に図示されたＧＮＤ用配線パターン４０３をケース１０１に接続するＧＮＤ接続構造の変形例１を示す。
図６におけるＧＮＤ接続構造が、図５と相違する点は、金属ねじ８０１が、金属リベット８０２に置換されている点である。変形例１においては、ＧＮＤ用配線パターン４０３は金属リベット８０２を介して金属基板２５２に接続されている。金属基板２５２はケース１０１に接しているために、ＧＮＤ配線パターン４３０は金属リベット８０２と金属基板２５２を介してケース１０１に導通する構造になっている。ＧＮＤ用配線パターン４０３を、バスバー等のような金属導体により形成するようにしてもよい。
図６において、上記以外の構造は、図５と同様であり、対応する部材に同一の符号を付して説明を省略する。

（ＧＮＤ接続構造の変形例２）
図７は、図５に図示されたＧＮＤ用配線パターン４０３をケース１０１に接続するＧＮＤ接続構造の変形例２を示す。
図７におけるＧＮＤ接続構造が、図５と相違する点は、バスバー８０３を用いてＧＮＤ用配線パターン４０３をケース１０１に接続するようにした点である。
変形例２においては、低電圧側回路基板２５１には、金属ねじを挿通するための貫通孔は形成されていない。ケース１０１の側部の内側に、側壁より低い段部８１１を形成し、段部８１１にねじ孔が形成されている。バスバー８０３をＧＮＤ用配線パターン４０３と段部８１１とに橋渡し、段部８１１側で金属ねじ８０４によりケース１０１に固定する。
ＧＮＤ用配線パターン４０３はバスバー８０３を介してケース１０１に接続される。
図７において、上記以外の構造は、図５と同様であり、対応する部材に同一の符号を付して説明を省略する。

図４において、中間接続用配線パターン４０６は、金属導体４１１および金属導体４１２と直交する方向に延出されており、金属導体４１１および金属導体４１２の一端部は中間接続用配線パターン４０６に半田付けされている。
中間接続用配線パターン４０６とＧＮＤ用配線パターン４０３とは、一対のシャント抵抗Ｒ_shにより接続されている。

中間接続用配線パターン４０６、一方のシャント抵抗Ｒ_sh、金属導体４１１、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dにより構成される第一整流相、高電位側配線パターン４０１および金属導体３０１は、第一整流相回路を構成する。
中間接続用配線パターン４０６、他方のシャント抵抗Ｒ_sh、金属導体４１２、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにより構成される第二整流相、高電位側配線パターン４０２および金属導体３０２は、第二整流相回路を構成する。
第一整流相回路および第二整流相回路は、高電位側配線パターン４０１と４０３の中心を通るセンタラインＣ−Ｃに対して鏡像となるように形成されている。

（低電圧側整流回路の電流経路）
図４に、第二整流相回路における電流経路を点線の矢印で示す。
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００の負荷電流は、ＧＮＤ用配線パターン４０３から、一方のシャント抵抗Ｒ_sh、中間接続用配線パターン４０６および金属導体４１２から構成される入力側配線部（第３配線部）を介して第二整流相の各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dに流れ込む。入力側配線部における一方のシャント抵抗Ｒ_shから中間接続用配線パターン４０６までの電流経路は各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dに対して共通の経路である。

金属導体４１２におけるＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_dのソース用配線４０５が接続される領域に電流分岐点が存在する。金属導体４１２における電流分岐点よりトランス２２０側の領域間では、電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dを通る４つの経路に分流して流れる。
入力側における電流経路長は、図４に図示されるように、ＭＯＳＦＥＴＳ２_d側からＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a側に向かうに従って、順次、長くなる。

ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dから出力された電流は、高電位側配線パターン４０２および金属導体３０２から構成される出力側配線部（第４配線部）を介してトランス２２０に流れる。
高電位側配線パターン４０２におけるＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のドレイン端子５０２が接続される領域からＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_dのドレイン端子５０２が接続される領域までの間に４つの電流合流点が存在する。この間においては、電流は、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dのドレイン端子５０２との合流領域において、順次、高電位側配線パターン４０２に合流される。
出力側における電流経路長は、図４に図示されるように、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_d側からＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a側に向かうに従って、順次、短くなる。

上述した如く、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにより構成される第二整流相、高電位側配線パターン４０２、金属導体４１２は、直線状で、相互に平行に形成されている。
このため、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにおける入力側の電流経路長と、出力側の電流経路長との合計電流経路長は、ほぼ等しい。つまり、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの電流経路のインピーダンスがほぼ一致する。その結果、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dに流れる電流が均一となり、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの導通損失を小さくすることができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００の整流相を流れる電流は、高周波成分を含んでいる。そのために、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dを流れる電流経路のインピーダンスは、電流経路の抵抗成分よりインダクタンス成分に大きく依存する。
上記一実施の形態では、電流経路として入力側に金属導体４１２を、出力側に高電位側配線パターン４０２を用いている。金属導体４１２と高電位側配線パターン４０２との厚さが異なる場合には、各電流経路の抵抗成分が異なるものとなる。しかし、電流の高周波分は、導体の表面を流れるために各電流経路のインダクタンス成分は、配線部材の厚さには、ほとんど依存せず、電流経路の長さに依存する割合が大きい。このため、金属導体４１２と高電位側配線パターン４０２との厚さが異なる場合であっても、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dを流れる電流をほぼ均一にすることができる。

上記第二整流回路における電流経路については、第一整流相回路においても、同様である。
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００の負荷電流は、ＧＮＤ用配線パターン４０３から、他方のシャント抵抗Ｒ_sh、中間接続用配線パターン４０６および金属導体４１２をから構成される入力側配線部（第１配線部）を介して第一整流相の各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dに流れ込む。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dから出力された電流は、高電位側配線パターン４０１および金属導体３０１から構成される出力側配線部（第２配線部）を介してトランス２２０に流れる。
ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dにより構成される第一整流相、高電位側配線パターン４０１、金属導体４１１は、直線状で、相互に平行に形成されている。
このため、各ＭＯＳＦＥＴＳ１_a〜Ｓ１_dにおける入力側の電流経路長と、出力側の電流経路長との合計電流経路長は、ほぼ等しい。

上記一実施の形態に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dにより構成される第一整流相と、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dにより構成される第二整流相とを有する低電圧側整流回路２３０を備えている。
このような低電圧側整流回路２３０では、キャリア周波数に対応する一周期の時間内に２つの整流相に交互に負荷電流が流れる。第一整流相および第二整流相のインピーダンスに差がある場合には、２つの整流相の電流が不均一となり、インピーダンスが低い整流相に電流が多く流れる。その結果、効率が低下する場合がある。

上述した如く、第一整流相回路と第二整流相回路とは、センタラインＣ−Ｃに対して鏡像となるように形成されている。つまり、第一整流回路と第二整流回路とは、センタラインＣ−Ｃに対して線対称に形成されており、第一整流回路の合計電流経路長と第二整流回路の合計電流経路長とは、ほぼ等しい。換言すれば、第一整流回路の電流経路と第二整流回路の電流経路との合成インピーダンスは、ほぼ等しい。
その結果、低電圧側整流回路２３０におけるＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよびＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの電流損失を、一層、小さくすることができる。

--実施形態２--
図９は、本発明の実施形態２としての低電圧側基板ユニット２５０Ａの平面図である。
実施形態２の低電圧側基板ユニット２５０Ａが、実施形態１の低電圧側基板ユニット２５０と相違する点は、金属導体部４１１Ａ、４１２Ａが複数の部材で構成されている点である。
以下、この相違点を主として実施形態２を説明する。
第一整流相の各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dに接続される金属導体部４１１Ａは、金属導体４４１ａと４４１ｂおよび配線パターン４５１を備える。配線パターン４５１は、低電圧側回路基板２５１に形成されている。バスバー等により形成された金属導体４１４ａと４４１ｂは、配線パターン４５１上で離間して一直線状に配置されている。金属導体４４１ａと４４１ｂは、離間された側の端部が、半田付けにより、配線パターン４５１に接続されている。

第二整流相側も同様であり、第二整流相の各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dに接続される金属導体部４１２Ａは、金属導体４４２ａと４４２ｂおよび配線パターン４５２備える。配線パターン４５２は、低電圧側回路基板２５１に形成されている。バスバー等の金属導体４４２ａと４４２ｂは、配線パターン４５２上で離間して一直線状に配置されている。金属導体４４２ａと４４２ｂは、離間された側の端部が、半田付けにより、配線パターン４５２に接続されている。

上述したように、低電圧側回路基板２５１の金属基板２５２はアルミニウム系金属により形成されている。一方、金属導体４４２ａと４４２ｂとは、銅系金属により形成されている。アルミニウム系金属と銅系金属とは線膨張係数が異なるために、両部材を半田付け等により接合すると、接合部に熱応力が発生する。熱応力は、接合部の面積が大きいほど大きくなる。
実施形態２では、金属導体部４１１Ａおよび４１２Ａを面積の小さい金属導体４４１ａと４４１ｂまたは金属導体４４２ａと４４２ｂとに分離して構成している。また、金属導体４４１ａと４４１ｂとを、および４４２ａと４４２ｂとを離間して配置している。
このため、接合部における熱応力を小さくすることができ、信頼性を向上することができる。

金属導体部４１１Ａおよび４１２Ａは、第一整流相および第二整流相と平行に配置されており、第一整流相回路と第二整流相回路とは、センタラインＣ−Ｃに対して鏡像に形成されている。
よって、実施形態２においても、実施形態１と同様な効果を奏する。
実施形態２の上記以外の構成は、実施形態１と同様であり、対応する部材に同一の符号を付して説明を省略する。

--実施形態３--
図１０は、本発明の実施形態３としての低電圧側基板ユニット２５０Ｂの平面図である。
実施形態３の低電圧側基板ユニット２５０Ｂが、実施形態１の低電圧側基板ユニット２５０と相違する点は、中間導体部４０６Ａが複数の部材で構成されている点である。
以下、この相違点を主として実施形態２を説明する。
中間導体部４０６Ａは、金属導体４１３、４１４および配線パターン４５３〜４５５により構成されている。
配線パターン４５３〜４５５は、低電圧側回路基板２５１上に、相互に分離して、一直線状に形成されている。
バスバー等の金属導体４１３は、一端および他端が、それぞれ、配線パターン４５３、４５４に半田付けされている。バスバー等の金属導体４１４は、一端および他端が、それぞれ、配線パターン４５３、４５５に半田付けされている。
配線パターン４５３〜４５５の中、中央に位置する配線パターン４５３は、一対のシャント抵抗Ｒ_shを介してＧＮＤ用配線パターン４０３に接続されている。

実施形態１における中間接続用配線パターン４０６は、低電圧側回路基板２５１に銅箔を形成し、この銅箔をエッチングして形成されるものであるため、その厚さが薄い。実施形態２における中間導体部４０６Ａは、バスバー等により形成された金属導体４１３、４１４を備えている。金属導体４１３、４１４を配線パターン４０３〜４０５より厚くすることにより、中間導体部４０６Ａにおけるこの部分の断面積を大きくすることができる。
これにより、中間導体部４０６Ａの幅を小さくし、低電圧側基板ユニット２５０Ｂの小型化が可能となる。

配線パターン４５３、金属導体４１３および配線パターン４５４と、配線パターン４５３、金属導体４１４および配線パターン４５５とはセンタラインＣ−Ｃに対して鏡像に形成されている。
よって、実施形態３においても、実施形態１と同様な効果を奏する。
実施形態３の上記以外の構成は、実施形態１と同様であり、対応する部材に同一の符号を付して説明を省略する。

図１１は、本発明の実施形態４としての低電圧側基板ユニット２５０Ｃの平面図である。
実施形態４では、実施形態１〜３と異なり、第一整流相回路と第二整流相回路とがセンタラインＣ−Ｃに対して鏡像に形成されていない構造を例示するものである。
図１１におけるトランス２２０は、２次側における第１の端子２２０ｃと第２の端子２２０ｅの間の距離が、第一整流相回路における高電位側配線パターン４０１と第二整流相回路における高電位側配線パターン４０２の間の距離よりも大きいものである。

このようなトランス２２０に対し、第二整流相回路における高電位側配線パターン４０２とトランス２２０の２次側の第２の端子２２０ｅとを接続する金属導体３０２は直線形状に形成されている。これに対し、第一整流相回路における高電位側配線パターン４０１とトランス２２０の２次側の第１の端子２２０ｃとを接続する金属導体３１１は、Ｌ字形状に形成されている。直線形状の金属導体３０２は、高電位側配線パターン４０２の延長線上に配置されている。Ｌ字形状の金属導体３１１は、一部が、高電位側配線パターン４０１と平行に、他の一部がトランス２２０の２次側の第１の端子２２０ｃ側から高電位側配線パターン４０１側に向かって、高電位側配線パターン４０１に垂直に延出されている。このため、Ｌ字形状の金属導体３１１の長さは、垂直な部分の長さ分だけ、直線形状の金属導体３０２の長さよりも長い。

中間導体部４０６Ｂは、配線パターン４５６、４５７と金属導体４１５により構成されている。配線パターン４５６と４５７は、低電圧側回路基板２５１上に、間隔をおいて、直線状に配置されている。金属導体４１５は、一端部および他端部が、それぞれ、配線パターン４５６と配線パターン４５７に半田付けされている。

配線パターン４５６と配線パターン４５７との間隔は、Ｌ字形状の金属導体３１１が直線形状の金属導体３０２の長さに対する長さの差にほぼ等しい。このため、第一整流相回路の合計電流経路長と第二整流相回路の合計電流経路長の長さは、ほぼ等しい。
なお、図１１に実施形態４として示す低電圧側基板ユニット２５０Ｃでは、ＧＮＤ用配線パターン４０３は、高電位側配線パターン４０１と高電位側配線パターン４０２のセンタラインＣ−Ｃに対して、第一整流相回路の高電位側配線パターン４０１側に配置されている。このようにセンタラインＣ−Ｃに対してずれた位置のＧＮＤ用配線パターン４０３に、一対のシャント抵抗Ｒ_shを介して配線パターン４５６が接続されている。このようにすることにより、シャント抵抗Ｒ_shを、金属導体４１５を避けた位置で、ＧＮＤ用配線パターン４０３と配線パターン４５６とを接続することが可能となっている。
しかし、ＧＮＤ用配線ターン４０３を、実施形態１〜３と同様、センタラインＣ−Ｃ上に配置してもよい。

なお、上記において、金属導体３０２を直線状ではなく、金属導体３１１と同様なＬ字形状としてもよい。金属導体３０２と金属導体３１１とを、同一サイズのＬ形状とすれば、金属導体３０２と金属導体３１１とは、電流経路長に差異が生じない。トランス２２０の２次側のセンタタップ端子２２０ｄをセンタラインＣ―Ｃ上に配置すれば、実施形態１の場合と同様に、第一整流相回路と第２整流相回路を鏡像に形成することができるので、中間導体部４０６Ｃを、分断された部材により構成する必要はない。
上記のように構成された実施形態４においても、実施形態１と同様な効果を奏する。
実施形態４における上記以外の構成は、実施形態１と同様であり、対応する部材に同一の符号を付して説明を省略する。

--実施形態５--
図１２は、本発明の実施形態５を示し、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路構成を示す図である。 図１２に図示されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置１００Ａの回路は、図２に図示されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路にアクティブクランプ回路２８０が付加されている。
図１２に図示されるように、アクティブクランプ回路２８０は、アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ3、Ｓ4、およびアクティブクランプ用コンデンサＣc1、Ｃc2により構成されている。

アクティブクランプ回路２８０を低電圧側整流回路２３０に接続することで、トランス２２０の漏れインダクタンスや配線インダクタンスに起因して、ＭＯＳ ＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよびＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dに印加されるサージ電圧を低減することができる。そのために、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよびＭＯＳ ＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの耐圧を下げることが可能になる。一般に耐圧の低いＭＯＳ ＦＥＴはオン抵抗が小さいために、損失が下がる。その結果、アクティブクランプ回路を付随した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の効率は向上する。

図１３は、実施形態５の低電圧側基板ユニット２５０Ｄの平面図である。
低電圧側基板ユニット２５０Ｄは、図１１に図示された低電圧側基板ユニット２５０Ｃに対して、アクティブクランプ回路２８０を構成するアクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ S3、Ｓ4、およびアクティブクランプ用コンデンサＣc1、がＣc2を備えている。
低電圧側回路基板２５１上における第一整流相回路側に、アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ S3およびアクティブクランプ用コンデンサＣc1が実装されている。

低電圧側回路基板２５１上には、配線パターン４６１、４６２が形成されている。アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ3のドレイン端子は、低電圧側回路基板２５１上に形成された配線パターン４６１に半田付けされている。アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ3のソース端子は、金属導体３１１によってトランス２２０の２次側の第１の端子２２０ｃに接続された高電位側配線パターン４０１に接続されている。
配線パターン４６２には、金属導体４１１の一端が半田付けされている。アクティブクランプ用コンデンサＣc1は、一方の電極および他方の電極が、それぞれ、配線パターン４６１、４６２に半田付けされている。

低電圧側回路基板２５１上における第二整流相回路側に、アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ S4およびアクティブクランプ用コンデンサＣc2が実装されている。
低電圧側回路基板２５１上には、配線パターン４６３、４６４が形成されている。アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ4のドレイン端子は、低電圧側回路基板２５１上に形成された配線パターン４６３に半田付けされている。アクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ4のソース端子は、金属導体３０２によってトランス２２０の２次側の第２の端子２２０ｅに接続された高電位側配線パターン４０２に接続されている。
配線パターン４６４には、金属導体４１２の一端が半田付けされている。アクティブクランプ用コンデンサＣc2は、一方の電極および他方の電極が、それぞれ、配線パターン４６３、４６４に半田付けされている。

上記のように構成された実施形態５においても、実施形態１と同様な効果を奏する。
さらに、アクティブクランプ回路２８０を設けたことで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の効率は、一層、向上する。
実施形態５における上記以外の構成は、実施形態１と同様であり、対応する部材に同一の符号を付して説明を省略する。

実施形態１〜４の低電圧側基板ユニット２５０、２５０Ａ〜２５０Ｃに、アクティブクランプ回路２８０を構成するアクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ3、Ｓ4およびアクティブクランプ用コンデンサＣc1、Ｃc2を実装するようにしてもよい。

本発明の各実施形態によれば、下記の効果を奏する。
（１）第一整流相を構成する各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ1_a〜Ｓ1_dにおける、入力側の電流経路長と、出力側の電流経路長との合計電流経路長を、ほぼ等しくした。このため、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dに流れる電流が均一となり、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dの導通損失を小さくすることができる。
（２）同様に、第二整流相を構成する各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ2_a〜Ｓ2_dにおける、入力側の電流経路長と、出力側の電流経路長との合計電流経路長を、ほぼ等しくした。このため、各ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dに流れる電流が均一となり、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ2_a〜Ｓ2_dの導通損失を小さくすることができる。

（３）第一整流相回路と第二整流相回路とは、センタラインＣ−Ｃに対して鏡像となるように形成されており、第一整流相回路の合計電流経路長と第二整流相回路の合計電流経路長とは、ほぼ等しい。このため、低電圧側整流回路２３０におけるＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよびＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dの電流損失を小さくして、効率を向上することができる。

（４）実施形態４のように、トランス２２０の２次側における第１の端子２２０ｃと第２の端子２２０ｅの間隔が大きい場合でも、Ｌ字形状の金属導体３１１と直線形状の金属導体３０２との電流経路長の差に対応する分を、中間導体部４０６Ｂにより補正するようにした。このため、低電圧側基板ユニット２５０Ｃの小型化を図ることができる。

（５）低電圧側回路基板２５１の一側面は、トランス２２０と近接して配置され、一側面に対向する側面は、ケース１０１の一側面に近接する位置に配置されている。
このために、トランス２２０の２次側の第１、第２の端子２２０ｃ、２２０ｅと、第一、第二整流相の高電位側配線パターン４０１、４０２を接続している金属導体３０１、３０２の長さは短くなっている。回路動作上、金属導体３０１、３０２には高周波成分を含んだ電流が流れるために、表皮効果で増加した抵抗によって損失が大きくなることが懸念される。金属導体３０１、３０２を短くすることができるので、損失を低減することができる。

（６）低電圧側回路基板２５１を金属基板２５２により形成し、この金属基板２５２の第一および第二整流相が実装された面と反対側の面を、冷却流路によって冷却されるケース１０１の底部１０１ａ面に接触する構造とした。このため、第一および第二整流相を構成するＭＯＳＦＥＴの温度上昇が抑制され、導通損失を低減することができる。

（７）ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_d、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２のゲート端子５０１を、低電圧側回路基板２５１の側面側である外側に向けて配置した。このため、コネクタ４３１、４３２に接続されるゲート用配線４０４の引き回し長さを短くすることができる。

（８）実施形態５に示すように、低電圧側基板ユニット２５０Ｄにアクティブクランプ回路２８０を構成するアクティブクランプ用ＭＯＳＦＥＴ Ｓ3、Ｓ4およびアクティブクランプ用コンデンサＣc1、Ｃc2を実装するようにした。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の効率を、一層、向上することができる。

なお、低電圧側基板ユニット２５０に実装される回路部品は、上記実施形態に限定されるものではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を構成する他の電子部品を実装してもよい。
逆に、上記実施形態において、低電圧側基板ユニット２５０に実装した回路部品の中、いずれかを低電圧側基板ユニット２５０に実装せずに、ケース１０１内に収納するようにしてもよい。

上記実施形態において、低電圧側回路基板２５１に形成した金属箔により形成される配線パターンを、バスバー等の金属導体に変更したり、逆に、バスバー等の金属導体を金属箔により形成される配線パターンに変更したりすることは、任意に行うことが可能である。

上記実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよびＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dを、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとして例示した。しかし、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１_a〜Ｓ１_dおよびＭＯＳＦＥＴ Ｓ２_a〜Ｓ２_dを、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとすることもできる。

その他、本発明は、本発明の趣旨の範囲内において、種々、変形して適用することが可能であり、要は、トランスとグラウンド端子との間に、複数の整流素子を含む第一整流素子と、複数の整流素子を含む第二整流素子とが設けられ、第一整流相回路における、各整流素子の第１の端子からグラウンド端子までの電流経路長と、各整流素子の第２の端子からトランスの第１の端子までの電流経路長との合計電流経路長はほぼ等しく、第二整流相回路における、各整流素子の第１の端子からグラウンド端子までの電流経路長と、各整流素子の第２の端子からトランスの第２の端子までの電流経路長との合計電流経路長はほぼ等しく、第一整流相回路と第二整流相回路との合計電流経路長はほぼ等しく形成されているものであればよい。

１００ ＤＣ−ＤＣコンバータ装置
１０１ ケース
２１０ 高電圧側スイッチング回路
２２０ トランス
２３０ 低電圧側整流回路
２４０ 低電圧側回路部
２５０、２５０Ａ〜２５０Ｄ 低電圧側基板ユニット
２５１ 低電圧側回路基板
２５２ 金属基板
２５３ 絶縁膜
４０１、４０２ 高電位側配線パターン
４０３ ＧＮＤ用配線パターン（グラウンド端子）
４０６ 中間接続用配線パターン（中間導体部）
４０６Ａ、４０６Ｂ 中間導体部
４１１、４１２ 金属導体
４１１Ａ、４１１Ｂ 金属導体部
Ｓ１_a〜Ｓ１_d、Ｓ２_a〜Ｓ２_d ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ：整流素子）

Claims (10)

1. トランスと、
   前記トランスの一次側に接続された高電圧側回路部と、
   前記トランスの二次側に接続された低電圧側回路部と、
   前記トランス、前記高電圧側回路部および前記低電圧側回路部を収納するケースと、を備え、
   前記低電圧側回路部は、
   グラウンド端子と、
   複数の整流素子と、前記各整流素子の第１の端子が前記グラウンド端子に接続される第１配線部と、前記各整流素子の第２の端子が前記トランスの第１の端子に接続される第２配線部とを備える第一整流相回路と、
   複数の整流素子と、前記各整流素子の第１の端子が前記グラウンド端子に接続される第３配線部と、前記各整流素子の第２の端子が前記トランスの第２の端子に接続される第４配線部とを備える第二整流相回路と、を備え、
   前記第一整流相回路における、前記各整流素子の前記第１の端子から前記グラウンド端子までの電流経路長と、前記各整流素子の前記第２の端子から前記トランスの前記第１の端子までの電流経路長との合計電流経路長はほぼ等しく、
   前記第二整流相回路における、前記各整流素子の前記第１の端子から前記グラウンド端子までの電流経路長と、前記各整流素子の前記第２の端子から前記トランスの前記第２の端子までの電流経路長との合計電流経路長はほぼ等しく、
   前記第一整流相回路と前記第二整流相回路との前記合計電流経路長はほぼ等しく形成されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記低電圧側回路部は、金属基板と、前記金属基板上に形成された絶縁膜とを有する低電圧側回路基板を備え、前記第１整流相回路における、複数の前記整流素子と、前記第１配線部と、前記第２配線部と、前記第２整流相回路における、複数の前記整流素子と、前記第３配線部と、前記第４配線部と、前記グラウンド端子とは、前記低電圧側回路基板の前記絶縁膜上に設けられている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
3. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記第一整流相回路における複数の前記整流素子は直線状の第一整流相を形成するように配列され、前記第二整流相回路における複数の前記整流素子は、前記第一整流相と平行な直線状の第二整流相を形成するように配列され、前記第２配線部は、前記第一整流相と前記二整流相の間に、前記第一整流相に平行に配置された第２導体部を有し、前記第２配線部は、前記第一整流相と前記第二整流相の間に、前記第二整流相と平行に配置された第４導体部を有し、前記第３配線部は、前記第一整流相の外側に前記第一整流相に平行に配置された第３導電部を有し、前記第４配線部は、前記第二整流相の外側に前記第二整流相に平行に配置された第３導電部を有する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
4. 請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記第一整流相回路における複数の前記整流素子および第二整流相回路における複数の前記整流素子は、それぞれ、電界効果トランジスタあり、前記第一整流相回路における前記各電界効果トランジスタはゲート端子が前記第１導体部側に向けて配置され、記第二整流相回路における前記各電界効果トランジスタはゲート端子が前記第３導体部側に向けて配置されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
5. 請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記低電圧側回路部は、さらに、前記第一整流相回路における前記各電界効果トランジスタの前記ゲート端子に接続され、前記第１導体部を絶縁された状態で交差する第１ゲート配線と、前記第二整流相回路における前記各電界効果トランジスタの前記ゲート端子に接続され、前記第３導体部を絶縁された状態で交差する第２ゲート配線とを備える、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
6. 請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記第１導体部および前記第３導体部は、前記各整流素子への電流分岐点を有し、前記第２導体部および前記第４導体部は、前記各整流素子からの電流合流点を有する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
7. 請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記低電圧側回路部は、さらに、前記第一整流相および前記第二整流相に交差する方向に延出され、前記第１導体部および前記第３導体部における前記電流分岐点と前記グラウンド端子との間に配列され、前記第１導体部および前記第３導体部に接続された中間導体部を備える、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記ケース内に、さらに、前記第２導体部の前記電流合流点と前記トランスとの間で、前記第２導体部と前記トランスの前記第１の端子とを接続する第１金属導体、および前記第４導体部の前記電流合流点と前記トランスとの間で、前記第４の導体部と前記トランスの前記第２の端子とを接続する第２金属導体が収納されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
9. 請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   前記トランスは、前記第１の端子と前記第２の端子との間にセンタタップ端子を備え、前記センタタップ端子は、前記第２導体部と前記第４導体部との間に配置されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
10. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
    前記ケース内に、さらに、電界効果トランジスタとコンデンサとから構成され、前記第一整流相回路および前記第二整流相回路に接続されたアクティブクランプ回路部が収納されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。

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