CN101459383A - 降低开关损耗的开关功率变换器 - Google Patents

Abstract

一种开关功率变换器具有至少一个电子电力开关。为了最小化开关损耗和优化效率，用于驱动电子电力开关的栅极驱动电压电平被最优化。一方面，数字控制器利用效率优化算法来产生优化栅极驱动电压，其中在一方面中该效率优化算法被编程在数字控制器中。根据本发明的一方面，开关电源具有至少两个并联连接的电子电力开关。优化算法用于确定在给定时刻正被有源切换的被切换的电子电力开关的最优数目，以便实现对于条件变化(诸如输入电压变化、负载和环境温度变化)的优化效率。一方面，该算法被编程在数字控制器芯片中。一方面，栅极驱动电压电平和在给定时刻正被有源切换的电子电力开关的数目均被优化。

Description

降低开关损耗的开关功率变换器

技术领域

本发明涉及功率变换器，具体而言，涉及具有一个或多个电子电力开关(electronic power switch)的DC-DC功率变换器。

背景技术

本节内容仅提供了与本发明有关的背景信息，而不会构成现有技术。

数字控制器能够执行复杂算法的能力使其很容易应用自适应控制算法，在这种算法中，可自适应地调整系统参数以响应系统行为，从而实现更好的性能。因此，从直观上看自适应控制器是能够在控制车间或环境中发生改变后修改其行为的控制器。转换效率是电源的最重要的一个规格。用电源中的数字控制器很容易实现自适应效率算法。

随着开关电源的开关频率的增大，与开关有关的电力损耗持续增加，导致电力转换效率变低。在那些与开关有关的电力损耗当中，开关损耗占主要部分。为了减少开关损耗，已经研发出许多种拓扑。作为与开关有关的损耗的一部分，开关装置的驱动损耗相对地取决于负载。在全负载条件下，通常驱动损耗并不起关键作用。但，在负载非常低的情况下，尤其是在高电流高开关频率的应用情况下，因为使用了低导通电阻FET从而导致总的栅极电荷Qg和驱动损耗较高，驱动损耗会在总的电力损耗中占非常高的百分比。多个并联的FET也增大了总的栅极电荷和驱动损耗。

发明内容

根据本发明的一个方面，一种开关功率变换器具有至少一个电子电力开关。为了最小化开关损耗以及优化效率，用于驱动所述电子电力开关的栅极驱动电压电平被最优化。在一种实施方式中，数字控制器利用效率优化算法来产生优化栅极驱动电压，其中在一个方面中该效率优化算法在数字控制器中进行编程。

根据本发明的一个方面，开关功率变换器具有至少两个并联耦合的电子电力开关。优化算法被用于确定在给定时刻正被有源切换的被切换的电子电力开关的最优数目，以便实现对于条件变化(诸如输入电压变化、负载和环境温度变化)的优化效率。在一个方面中，该算法被编程在数字控制器芯片中。在一个方面中，栅极驱动电压电平和在给定时刻正被有源切换的电子电力开关的数目均被优化。

根据本文提供的描述，本发明的其他方面的应用将变得很明显。应理解，描述和具体实例仅仅是为了说明的目的，而并不意欲限制本发明的范围。

附图说明

这里描述的附图仅仅是为了说明的目的，而不意欲以任何方式限制本发明的范围。

图1A是具有倍流整流器(current doubler rectifier)的隔离DC-DC变换器的拓扑；

图1B是一框图，其显示了应用到图1A中的变换器的根据本发明的控制器的一方面的最优方法；

图2是根据本发明的一方面的栅极驱动电压优化方法的简化流程图；

图3是根据本发明的一方面的栅极驱动电压优化方法的简化流程图；

图4是显示最优栅极驱动电压相对于负载电流的曲线图；

图5是将负载电流与最优栅极驱动电压关联起来的试验结果的图示；

图6是将负载电流与在给定时间处有源切换的切换的FET的最优数目关联起来的试验结果的图示；

图7是具有中心抽头整流器的隔离DC-DC变换器的拓扑；

图8是具有半波整流器的隔离DC-DC变换器的拓扑；

图9A是非隔离降压变换器的拓扑；

图9B是一框图，其显示了应用到图9A的变换器上的根据本发明的控制器的一方面的最优方法。

具体实施方式

以下描述在本质上仅仅是示例性的，而并不意欲限制本发明的公开、应用情况或使用。应理解，在各个附图中，相应的附图标记表示相似的或相应的部分和特征。

FET的驱动损耗可用以下公式来估算：

P_driver＝n*V_gs*Q_g*f

(公式1)

其中，n是并联的FET的数目，V_gs是栅极驱动电压，Q_g是FET的总的栅极电荷，f是驱动频率。应注意，Q_g相当地依赖于V_gs。这样，驱动损耗就与所有这四个因子成比例。为了减小驱动损耗，可以减小这四个参数中的任意一个参数或多个参数。然而，在任意参数发生改变的情况下，产生的其他效果，诸如相等的导通电阻、传导损耗和开关损耗，都必须要考虑。

当开关信号处于通态时施加到FET上的栅极电压电平是由驱动器的偏置供应电压确定的。在现有技术中的变换器中，FET是用恒定的电压电平驱动的。然而，从转换效率的角度来看这并不总是理想的。当变换器在轻负载的情况下运行时，传导损耗降低，并且变得与FET驱动损耗相当。这种情况下，利用传导损耗的有限增加产生的驱动损耗的减小会改善整个效率。传导损耗被估算为：

$P_{\mathrm{con}}=\left(\frac{R_{\mathrm{dson}}}{n}\right){I_{\mathrm{rms}}}^2$

(公式2)

其中，R_dson是单个FET的导通电阻值，I_rms是相应通道的r.m.s电流值，n是切换的FET的数目。

当在轻负载情况下减小驱动电压时，总的栅极电荷Q_g也减小。根据公式(1)，驱动损耗随着驱动电压的减小而减小。然而，降低驱动电压增大了FET的导通电阻，这样传导损耗就会相应地增大。在轻负载的情况下，r.m.s电流值I_rms显著减小，因此与节省的栅极驱动损耗相比，由于减小的驱动电压造成的丢失的传导损耗可以是有限的。当丢失的传导损耗少于节省的驱动损耗时，就增加了效率。

根据公式(1)和(2)，很清楚的是，除了改变驱动电压以外，还可以改变切换的FET的数目n。在现有技术中的开关电源中，多个FET被并联起来，以减少传导损耗以及处理更高的电力水平。那些并联的FET是用相同信号驱动的，因此会同时导通和关断。换言之，所有并联的FET会在相同的栅极电压电平处被启动和驱动。

图1(a)显示了在其二次侧102上具有倍流同步整流器的隔离dc-dc变换器100，其中该变换器100的一次侧104可以是任意可能的拓扑，诸如全桥式、半桥式、推挽式和有源-箝位正激式(active-clamp forward)。在每种情况下，一次侧104具有根据可适用的拓扑耦合到DC的源V_in并耦合到变压器103的一次侧的一个或多个开关FET(或其他的电子开关)。在图1所示实施例的二次侧102中，在同步整流器的每一侧中有3个并联的FET(M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃)。FET M₁₁、M₁₂、M₁₃的源极耦合到变压器103的二次侧的一侧上，FET M₂₁、M₂₂、M₂₃的源极耦合到另一侧上。M₁₁、M₁₂、M₁₃的源极和M₂₁、M₂₂、M₂₃的源极还被一起耦合到各自的电感器L₁、L₂，以向负载，指定的R_L，提供输出V_o。滤波电容器C₁被耦合到负载R_L的两端。

FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃由两个单独的驱动器106驱动，这两个驱动器106向FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极提供偏置电压，这种偏置电压在本文中有时也被称为栅极驱动电压。偏置电源108给两个驱动器106提供电压偏置，并且该偏置电压可通过数字控制器110输出的电压基准Vref来改变。例如，增加偏置电源108的电压基准Vref可导致施加到FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃栅极上的栅极驱动电压电平增加。两个驱动器106充当了功率放大器，并且来自数字控制器110的信号SR₁和SR₂被放大，并被供给FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极。在驱动器106与FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极之间，是由数字控制器110生成的信号C₁、C₂和C₃控制的六个开关S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₂₁、S₂₂和S₂₃。开关S₁₁和S₂₁由信号C₁控制，开关S₁₂和S₂₂由信号C₂控制，而开关S₁₃和S₂₃由信号C₃控制。控制器通过控制信号C₁、C₂和C₃来打开和闭合开关S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₂₁、S₂₂和S₂₃，以禁用或启动FET M11、M12、M13、M21、M22、M23。例如，如果C₁＝0，则开关S₁₁、S₂₁被打开，禁用了FET M₁₁、M₂₁，并且每一侧上切换的FET的数目从三降低到二。在图1所示实施例的上下文中，因为打开的开关S₁₁和S₂₁将来自驱动器106的驱动信号从FETM₁₁、M₂₁的栅极上去耦，使得来自驱动器106的驱动信号不被应用到FET M₁₁、M₂₁的栅极上，所以FET M₁₁、M₂₁被禁用。

应理解，六个开关可利用不同于FET的器件，诸如晶体管、IGBT等器件。

图1(b)显示了数字控制器110感测和采样变换器100的四个参数：输入电压V_in、输入电流I_in、输出电压V_out和输出电流I_out。这种采样可示意性地通过例如用模数转换器数字化这些参数来完成。该模数转换器可以是数字控制器110的一部分，或是单独的装置。基于采样的数字数据，编程在数字控制器110中的效率优化算法根据输入电压变化、负载变化和环境温度变化，来确定用于程控驱动器106的偏置电源(bias supply)108的最优偏置电压基准V_ref，以及到控制开关S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₂₁、S₂₂和S₂₃的控制信号C₁、C₂和C₃。

应理解，根据本发明的一方面，诸如一次侧104的FET的电子开关的栅极驱动电压电平可以被调节，诸如通过以上参考的优化算法来调节，如果一次侧具有多个并联的电子开关则一次侧的电子开关数目也可以被调节。

如上所述，施加到FET栅极的电压的电平对FET的驱动损耗和传导特性(R_dson)有影响，这也导致电力损耗。这两种影响趋向于起到相反的作用——栅极电压较高会导致R_dson较低，但也会导致栅极电荷和驱动损耗较高。因为这两种影响具有相反的倾向，因此存在FET栅极驱动电压的最优值和FET的最优切换数目来使得切换FET中的净电力损耗最小化。

图2示出了根据本发明的一方面的方法的流程图，用于最优化被切换的FET的栅极驱动电压电平，诸如图1所示变换器100的二次测102的FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃以及/或一次侧104的电子开关。图2中的方法将通过参考图1中的变换器100来讨论，但应理解该方法可应用于具有其他拓扑的变换器。在200，变换器100的输入电压V_in、输入电流I_in、输出电压V_out和输出电流I_out被采样并被转换成数字数据。接着在202，计算变换器100的当前效率(Eff(n))，并在204，将该当前效率(Eff(n))与在之前的采样和调节循环中计算出的变换器的之前的效率(Eff(n-1))相比较以确定效率的改变(⊿Eff(n))，并将当前的电压基准(Vref(n))与之前的电压基准(Vref(n-1))相比较以确定电压基准的(正的或负的)变化(⊿Vref(n))。在206，根据变换器100的效率的变化(⊿Eff(n))和电压基准的变化(⊿Vref(n))的符号，确定改变偏置电源108输出的偏置电压的方向(以及由此确定施加到开关FET的栅极上的栅极驱动电压的电平)。然后，根据确定出的电压偏置改变的方向来在208处向上调节电压基准(Vref(n))或在210处向下调节电压基准然后该方法在212处等待时间延迟T_D，以便允许变换器100进入到新的稳定状态，并在214处，返回200以开始下一个采样和调节循环。通过利用图2所示实施例的方法，依据开关FET的栅极驱动电压的电平动态地跟踪变换器100的峰值效率。

图3示出了根据本发明一方面的方法的简化流程图，该方法用于最优化开关FET的栅极处的栅极驱动电压电平，诸如如图1所示的变换器100的二次侧102的FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃。假设在采样和调节循环中输入电压和负载相对恒定，则理所应当的是输出电压被调整成恒定的并且被认为是恒定的，向最高效率跟踪的方法可简化为最小的输入电流跟踪。换言之，该方法通过调节施加到开关FET上的驱动电压的电平来向实现最低输入电流的方向努力。这个方法的操作原理类似于图2的方法。现在参考图3来做更具体的描述，在300处，输入电流I_in被采样并被转换成数字数据。在302，将当前的输入电流I_in(n)与之前的输入电流I_in(n-1)相比较以确定输入电流的(正的或负的)变化(⊿I_in)，并将当前的电压基准(Vref(n))与之前的电压基准(Vref(n-1))相比较以确定电压基准的(正的或负的)变化(⊿Vref(n))。在304，根据变换器100的输入电流的变化(⊿I_in)和电压基准的变化(⊿Vref(n))的符号，确定改变偏置电源108输出的偏置电压的方向(以及因此确定施加到开关FET的栅极上的栅极驱动电压的电平)。然后，根据输入电流改变和电压偏置改变的方向的确定的相等方向，来在306处向上调节电压基准(Vref(n))或在308处向下调节电压基准(Vref(n))。然后该方法在310处等待时间延迟T_D时间延迟，以便允许变换器100进入到新的稳定状态，然后允许M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃进入到新的稳定状态，并在312处，返回300以开始下一个采样和调节循环。

以上讨论的对开关FET栅极驱动电压进行动态优化的方法仅仅是用于最大化变换器效率的方法中的一些方法。假设负载变化对变换器效率具有主要影响，以下描述了用于根据负载最优化FET栅极驱动电压的方法。基本上，可以任何所需的方式预先编程栅极驱动电压，并且根据负载电流，该方法动态地找到与该特定负载电流处的最优效率相对对应的电压值。

在图4中，绘制了准最优栅极驱动电压相对于负载电流的曲线图。根据曲线，可以为驱动电源基准选择合适的栅极驱动电压，以便降低功率变换器损耗。根据负载电流处于曲线的那一段，驱动电压电平可以被选择作为偏置电源基准V_ref。如果负载电流大于上阈值I_out2，则选择最大电压基准V_ref2；如果负载电流小于下阈值I_out1，则选择最小电压基准V_ref1。否则，如果负载电流落在I_out1<I_out<I_out2的范围内，则驱动电压可这样计算：

$V_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{ref}1}+\frac{V_{\mathrm{ref}2}-V_{\mathrm{ref}1}}{I_{\mathrm{out}2}-I_{\mathrm{out}1}}(I_{\mathrm{out}}-I_{\mathrm{out}1})$

(公式3)

调节栅极驱动电压电平以最优化变换器效率的另一种方法是根据相对于负载电流I_out的最优化基准电压V_ref的试验结果产生查找表。图5显示了这种查找表的曲线图的示例，其中，仅仅绘制了6对数据。应理解，可基于试验性的测试生成所需的那么多对的数据。查找表预先存储在诸如数字控制器110(图1)这样的数字控制器的存储器中，并且变换器上的负载电流被监测。一旦发现了负载变化，由于负载电流的改变，最近监测到的负载电流位于查找表中，以查找与那个负载电流相对应的最优基准电压。该最优基准电压被数字控制器110发送到偏置电源108作为电压基准Vref，以便编程控制偏置电源108。由于热冲击(thermal impact)相对较慢并且不同驱动电压处的效率差异并不显著，负载监测周期的长度可能与开关周期相当。例如，可以每秒仅对负载电流采样一次，使对数字控制器110的资源的负担最小化。当采样速率为每秒一次时，与数字控制器110的其他功能消耗的资源相比，采样和调节循环消耗的数字控制器110的资源是可忽略的。

根据本发明的另一方面，用于最优化开关DC-DC变换器的效率的方法控制在任何给定时间处被有源切换的被切换的FET的数目。该变换器可示意性地为隔离变换器或非隔离变换器。在隔离变换器中，FET包括一次侧FET、二次侧FET或两者；在非隔离变换器中，FET包括上侧开关和下侧开关。

这种方法对轻负载情况最有效，因为在轻负载的情况下驱动损耗几乎与负载电流无关，因此驱动损耗在总的电力损耗中占更大的百分比。在用于改变诸如被切换的FET这样的开关数目的示例方法中，查找表被预先存储在数字控制器(例如数字控制器110(图1))的存储器中，其中开关在变换器中在给定时间处被有源切换。查找表可示意性地用试验结果来产生，并且例如，查找表将负载电流与将被有源切换的开关的相对最优的数目相互关联起来。为负载电流的某个范围，选择开关的相对最优数目。

图6中示出了对于诸如在其二次侧中有四个开关的变换器的这种查找表的示例。依赖于负载电流的范围，可根据该表确定被有源切换的开关的数目。如果负载电流大于I_out4，则所有4个开关被来自数字控制器的控制信号所启动。如果负载电流在I_out3<I_out<I_out4的范围内，则禁用四个开关中的其中一个开关。如果负载电流在I_out2<I_out<I_out3的范围内，则禁用四个开关中的其中两个开关。如果负载电流在I_out1<I_out<I_out2的范围内，则仅仅一个开关被启动。在负载非常轻和负载断开的情况下，所有开关都被禁用。在开关是切换的FET的情况下，电流仅仅流过被切换的FET的体二极管(body diode)。

应理解，可利用与通过参考图2和图3描述的那些方法相类似的方法来最优化在给定时间处被有源切换的开关(例如被切换的FET)的数目。

应理解，调节栅极驱动电压以优化变换器效率和优化在任何给定时间处被切换的被切换FET的数目可用在同一个功率变换器系统中。

优化栅极驱动电压的方法和优化在给定时间处被有源切换的开关的数目的方法，可用在将FET用作开关器件的任何开关电源中。例如，图7示出了具有中心抽头整流器的普遍适用的隔离dc-dc变换器700。与图1中的dc-dc变换器一样的元件用相同的附图标记来标识，而讨论集中在差异上。变换器700具有一次侧104和二次侧702。一次侧104，如变换器100中的情况一样，可具有多种拓扑，诸如全桥式、半桥式、推挽式和有源-箝位正激式。二次侧702具有耦合到变压器703的副边(为中心抽头的副边)的一侧上的FETM₁₁、M₁₂和M₁₃的源极，以及耦合到变压器703的副边的另一侧上的FET M₂₁、M₂₂和M₂₃的源极。中心抽头706与电感器L的一侧相耦合。在电感器L的另一侧上提供变换器700的输出电压V_out，而滤波电容器C1耦合在电感器L的另一侧与公共端之间。上述的相同的优化方法可应用于变换器700。

类似地，通过将图7所示的副边702的中心抽头整流器改变成半波正向整流器，获得了具有半波整流器拓扑的dc-dc变换器800，如图800所示。同样地，与图1中的变换器100共用的元件用类似的附图标记来标识，并且讨论集中在差异上。变换器800具有一次侧104和二次侧802。在二次侧802中，其为半波整流器拓扑，FET M₁₁、M₁₂和M₁₃的源极耦合到变压器103的二次侧的一侧上，并耦合到电感器L的一侧上。在电感器L的另一侧上提供变换器700的输出电压V_out，并且滤波电容器C1耦合在电感器L的另一侧与公共端之间。FET M₂₁、M₂₂和M₂₃的源极耦合到变压器103的副边的另一侧上。与上述的相同的优化方法可应用于变换器800。

上述的优化方法也可应用于非隔离dc-dc变换器，诸如降压、升压和降压-升压等。作为非隔离dc-dc变换器的实例，图9示出了受数字控制器902控制的降压变换器900。变换器900包括高侧开关(high-side switch)904和低侧开关(low-side switch)906。其中高侧开关904包括两个并联的FET M₁₁和M₁₂，低侧开关906包括三个并联的FET M₂₁、M₂₂和M₂₃。FET M₁₁和M₁₂的源极耦合到V_in，而它们的漏极耦合到电感器L1的第一侧上，在电感器L1的另一侧处提供变换器900的输出(Vout)。滤波电容器C耦合在电感器L1的另一侧与地之间。FET M₂₁、M₂₂和M₂₃的源极也耦合到电感器L1的第一侧上，并且它们的漏极耦合到公共端。

FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃由向FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极提供偏置电压的驱动器908驱动。偏置电源910提供对驱动器908偏置的电压，并且偏置电压可通过数字控制器902输出的电压基准V_ref来改变。例如，偏置电源910的增大的电压基准V_ref会导致到FET M₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极的驱动电压电平增大。在驱动器908与FETM₁₁、M₁₂、M₁₃、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极之间，是由数字控制器902生成的信号C₁、C₂、C₃、C₄、C₅和C₆控制的五个开关S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂和S₂₃。控制器通过控制信号C₁—C₅打开和闭合开关S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂和S₂₃，以禁用或启动FET M₁₁、M₁₂、M₂₁、M₂₂和M₂₃。应理解的是，五个开关可利用不同于FET的器件，诸如晶体管、IGBT等类似器件。

上述的相同优化方法可应用于变换器900，以及其他的非隔离变换器。参考图10，基于输入电压V_in、输入电流I_in、输出电压V_out，和输出电流I_out的采样数据，该方法确定为了实现变换器900的最优效率需要启动多少个FET M₁₁、M₁₂、M₂₁、M₂₂和M₂₃，和/或基准电压V_ref是多少，而基准电压V_ref确定了FET M₁₁、M₁₂、M₂₁、M₂₂和M₂₃的栅极驱动电压。

与具有固定驱动电压电平的开关并且其中所有的开关FET均被有源切换的功率变换器相比，上述的优化方法改善了变换器的总体效率，尤其是在轻负载的情况下，因为驱动损耗得以降低。

Claims (31)

1.一种对开关功率变换器进行控制以降低开关损耗和优化效率的方法，所述开关功率变换器具有至少一个电子电力开关，该方法包括：

基于所述开关功率变换器的至少一个操作参数，改变应用到所述电子电力开关的栅极上的栅极驱动电压的电平。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述参数包括与所述开关功率变换器正在工作时的效率有关的参数，所述方法包括：

a.在改变了所述栅极驱动电压电平之后，确定所述开关功率变换器的效率的改变方向；

b.将所述开关功率变换器的效率的改变方向与所述栅极驱动电压电平的改变方向相比较；

c.当所述栅极驱动电压电平的改变方向与所述效率的改变方向相反时，降低所述栅极驱动电压电平，并且在所述栅极驱动电压电平的改变方向与所述效率的改变方向相同时，增加所述栅极驱动电压电平。

3.如权利要求4所述的方法，其中，所述参数包括输入电流，并且确定效率的改变方向包括确定所述输入电流的改变方向。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述参数包括实际负载电流，并且改变所述栅极驱动电压电平包括改变所述栅极驱动电压电平，以在所述实际负载电流为高于第二电平的第一电平时应用第一栅极驱动电压电平，而在所述实际负载电流为所述第二电平时应用低于所述第一栅极驱动电压电平的第二栅极驱动电压电平。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述参数包括实际负载电流，并且改变所述栅极驱动电压电平包括改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流在上阈值以上时应用最大栅极驱动电压电平，改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流在下阈值以下时应用最小栅极驱动电压电平，以及改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流在所述上阈值和所述下阈值之间时应用最大栅极驱动电压电平与最小栅极驱动电压电平之间的栅极驱动电压电平。

6.如权利要求5所述的方法，包括根据以下公式确定在所述实际负载电流处于所述上阈值和所述下阈值之间时应用的栅极驱动电压电平：

$V_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{ref}1}+\frac{V_{\mathrm{ref}2}-V_{\mathrm{ref}1}}{I_{\mathrm{out}2}-I_{\mathrm{out}1}}(I_{\mathrm{out}}-I_{\mathrm{out}1})$

其中，V_ref是栅极驱动电压电平，V_ref1是最小栅极驱动电压电平，V_ref2是最大栅极驱动电压电平，I_out2是最大负载电流阈值，并且I_out1是最小负载电流。

7.如权利要求5所述的方法，包括：通过在具有用于不同负载电流电平的最优栅极驱动电压电平的查找表中查找与实际负载电流相对应的栅极驱动电压电平，来确定在所述实际负载电流处于所述上阈值和所述下阈值之间时应用的栅极驱动电压电平。

8.如权利要求1所述的方法，其中，所述功率变换器包括多个并联连接的电子电力开关，并且所述参数包括实际负载电流，所述方法进一步包括：随着所述功率变换器上的实际负载电流增大而增加正被有源切换的电子开关的数目，以及随着所述实际负载电流减小而减少正被有源切换的电子开关的数目。

9.如权利要求8所述的方法，包括：通过在具有对于不同负载电流电平的要被有源切换的电子开关的最优数目的查找表中查找与实际负载电流相对应的要被有源切换的电子开关的数目，来确定要被有源切换的电子开关的数目。

10.如权利要求1所述的方法，其中，所述功率变换器包括多个并联连接的电子电力开关，所述方法包括：

a.在改变了正被有源切换的电子开关的数目后，确定开关功率变换器的效率的改变方向；

b.将所述开关功率变换器的效率的改变方向与正被有源切换的电子开关的数目的改变方向相比较；以及

c.当所述正被有源切换的电子开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相反时，减少正被有源切换的电子开关的数目，并当所述电子开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相同时，增加正被有源切换的电子开关的数目。

11.如权利要求10所述的方法，其中，确定所述效率的改变方向包括确定输入电流的改变方向。

12.一种开关功率变换器，包括：

由控制器接通和断开的至少一个电子电力开关，该控制器控制被提供到所述电子电力开关的栅极的栅极驱动电压以切换所述电子电力开关；以及

所述控制器，基于所述开关功率变换器的至少一个参数改变所述栅极驱动电压的电平以减少与切换相关的功率损耗。

13.如权利要求12所述的设备，其中所述控制器在与偏置电源的输入端相耦合的输出端处产生切换信号，所述偏置电源的输出端与所述电子电力开关的栅极相耦合，栅极驱动电压在所述偏置电源的所述输出端处产生，所述控制器控制偏置电源以改变所述栅极驱动电压。

14.如权利要求12所述的设备，其中所述参数包括与所述开关功率变换器工作时的效率有关的参数，所述控制器执行以下步骤：

a.在改变了所述栅极驱动电压电平之后，确定所述开关功率变换器的效率的改变方向；

b.将所述开关功率变换器的效率的改变方向与所述栅极驱动电压电平的改变方向相比较；

c.当所述栅极驱动电压电平的改变方向与所述效率的改变方向相反时，降低所述栅极驱动电压电平，并在所述栅极驱动电压电平的改变方向与所述效率的改变方向相同时，增高所述栅极驱动电压电平。

15.如权利要求14所述的设备，其中，所述参数包括输入电流，并且所述控制器通过所述输入电流的改变方向来确定所述效率的改变方向。

16.如权利要求12所述的设备，其中，所述参数包括实际负载电流，并且所述控制器通过改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流为高于第二电平的第一电平时应用第一栅极驱动电压电平，而在所述实际负载电流为所述第二电平时应用低于所述第一栅极驱动电压电平的第二栅极驱动电压电平，来改变所述栅极驱动电压电平。

17.如权利要求12所述的设备，其中，所述参数包括实际负载电流，并且所述控制器改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流在上阈值以上时应用最大栅极驱动电压电平，改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流在下阈值以下时应用最小栅极驱动电压电平，以及改变所述栅极驱动电压电平以在所述实际负载电流在所述上阈值和所述下阈值之间时应用所述最大栅极驱动电压电平与所述最小栅极驱动电压电平之间的栅极驱动电压电平。

18.如权利要求17所述的设备，其中所述控制器根据以下公式确定在所述实际负载电流处于所述上阈值和所述下阈值之间时应用的栅极驱动电压电平：

$V_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{ref}1}+\frac{V_{\mathrm{ref}2}-V_{\mathrm{ref}1}}{I_{\mathrm{out}2}-I_{\mathrm{out}1}}(I_{\mathrm{out}}-I_{\mathrm{out}1})$

其中，V_ref是栅极驱动电压电平，V_ref1是最小栅极驱动电压电平，V_ref2是最大栅极驱动电压电平，I_out2是最大负载电流阈值，并且I_out1是最小负载电流。

19.如权利要求17所述的设备，其中所述控制器通过在具有用于不同负载电流电平的最优栅极驱动电压电平的查找表中查找与实际负载电流相对应的栅极驱动电压电平，来确定在所述实际负载电流处于所述上阈值和所述下阈值之间时应用的栅极驱动电压电平。

20.如权利要求12所述的设备，其中，所述功率变换器包括多个并联连接的电子电力开关，并且所述参数包括实际负载电流，并且所述控制器在所述功率变换器上的实际负载电流增大时增加正被有源切换的电子开关的数目，并在所述实际负载电流减小时减少正被有源切换的电子开关的数目。

21.如权利要求20所述的设备，其中所述控制器通过在具有用于不同负载电流电平的要被有源切换的电子开关的最优数目的查找表中查找与实际负载电流相对应的要被有源切换的电子开关的数目，来确定要被有源切换的电子开关的数目。

22.如权利要求12所述的设备，其中，所述功率变换器包括多个并联连接的电子电力开关，所述控制器执行以下步骤：

a.在改变了正被有源切换的电子开关的数目后，确定所述开关功率变换器的效率的改变方向；

b.将所述开关功率变换器的效率的改变方向与正被有源切换的电子开关的数目的改变方向相比较；以及

c.当所述正被有源切换的电子开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相反时，减少正被有源切换的电子开关的数目，并当所述电子开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相同时，增加正被有源切换的电子开关的数目。

23.如权利要求22所述的设备，其中，所述控制器通过确定输入电流的改变方向来确定所述效率的改变方向。

24.一种控制开关功率变换器以减少开关损耗和优化效率的方法，其中所述开关功率变换器具有多个并联连接的电子电力开关，所述方法包括：

在所述功率变换器上的实际负载电流增大时增加正被有源切换的电子电力开关的数目，并在所述实际负载电流减小时减少正被有源切换的电子电力开关的数目。

25.如权利要求24所述的方法，包括通过在具有对于不同负载电流电平的要被有源切换的电子电力开关的最优数目的查找表中查找与实际负载电流相对应的要被有源切换的电子电力开关的数目，来确定将被有源切换的电子电力开关的数目。

26.一种控制开关功率变换器以减少开关损耗和优化效率的方法，其中所述开关功率变换器具有多个并联连接的电子电力开关，所述方法包括：

a.在改变了正被有源切换的电子电力开关的数目后，确定所述开关功率变换器的效率的改变方向；

b.将所述开关功率变换器的效率的改变方向与正被有源切换的电子电力开关的数目的改变方向相比较；以及

c.当所述正被有源切换的电子电力开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相反时，减少正被有源切换的电子电力开关的数目，并当所述电子电力开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相同时，增加正被有源切换的电子电力开关的数目。

27.如权利要求26所述的方法，其中，确定所述效率的改变方向包括确定输入电流的改变方向。

28.一种开关功率变换器，包括：

多个并联连接的电子电力开关，其由控制器接通和断开，所述控制器控制提供给所述电子电力开关的栅极的栅极驱动电压以切换电子开关；以及

所述控制器，其在所述功率变换器上的实际负载电流增加时增加正被有源切换的电子电力开关的数目，并在所述实际负载电流减小时减少正被有源切换的电子电力开关的数目。

29.如权利要求28所述的设备，其中所述控制器通过在具有用于不同负载电流电平的要被有源切换的电子电力开关的最优数目的查找表中查找与实际负载电流相对应的要被有源切换的电子电力开关的数目，来确定要被有源切换的电子电力开关的数目。

30.一种开关功率变换器，包括：

多个并联连接的电子电力开关，其由控制器接通和断开，所述控制器控制提供给所述电子电力开关的栅极的栅极驱动电压以切换所述电子电力开关，所述控制器执行以下步骤：

a.在改变了正被有源切换的电子电力开关的数目后，确定所述开关功率变换器的效率的改变方向；

b.将所述开关功率变换器的效率的改变方向与正被有源切换的电子电力开关的数目的改变方向相比较；以及

c.当所述正被有源切换的电子电力开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相反时，减少正被有源切换的电子电力开关的数目，并当所述电子电力开关的数目的改变方向与所述效率的改变方向相同时，增加正被有源切换的电子电力开关的数目。

31.如权利要求30所述的方法，其中，所述控制器通过输入电流的改变方向来确定效率的改变方向。

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