CN101458536B - 外置控制模式的开关稳压器集成电路、应用该集成电路的电源系统及该集成电路的控制方法 - Google Patents

外置控制模式的开关稳压器集成电路、应用该集成电路的电源系统及该集成电路的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开关稳压器集成电路，该集成电路包括具有高位开关和低位开关的开关电路，模式选择电路，由外部电路控制来选择第一模式或第二模式，以及控制电路。根据来自于开关电路的反馈信号，当第一模式被选时，控制电路以第一定频交替闭合和断开高位开关和低位开关，当第二模式被选时，控制电路控制低位开关彻底断开，高位开关以第二变频闭合和断开。

Description

外置控制模式的开关稳压器集成电路、应用该集成电路的电源系统及该集成电路的控制方法
技术领域
本发明涉及模拟集成电路领域，尤其是一种开关稳压器。
技术背景
对便携设备的电池工作时间最长化及其性能最优化的要求可以直接表现为对高性能和低噪声的开关稳压器电路的需求。通常，便携设备中的电源系统为一耦接至开关稳压器电路和负载的单一电池源。由于便携电子设备中的电池容量有限，开关稳压器电路必须具有更高的电源效率来延长电池工作时间。在现有技术中就有很多通过改善开关稳压器电路的电源效率来延长电池工作时间的尝试。
如图1所示为一现有技术的开关稳压器电路100。在该开关稳压器电路100中，通过采用休眠模式来改善电源效率。即，在工作状态下，当输出端电压(VOUT)能基本被输出电容(COUT)152的电荷维持在稳压水平时，开关稳压器电路100产生控制信号断开一个或两个MOSFET开关晶体管141和142。尽管休眠模式可以实现相对较高的功率效率，但是闭合和断开MOSFET开关晶体管141和142产生的高纹波电压往往降低了开关稳压器电路100的性能。而且，根据负载电流(IL)随机闭合和断开MOSFET开关晶体管141和142引起的不平均的工作时间脉冲会产生寄生信号，从而恶化现有技术开关稳压器电路100的噪声性能。换句话说，采用这种休眠模式方法，在较宽的工作范围内会产生严重的输出电压变化。尤其在如今的便携设备中，作为开关稳压器100负载的微处理器往往在几纳秒之间从休眠模式切换到工作模式，从而呈现出陡涨的负载和不平均的脉冲，增加开关稳压器电路100输出端的纹波电压，恶化噪声性能。
另外，现有技术中还有各种方法调节开关稳压器电路的电源效率。第一种方法是向高位开关提供一恒定的闭合时间，从而减少输出纹波电压和噪声。第二种方法是改善开关效率。其它调节电源的方法包括同步整流、零电压开关(ZVS)、模式跳跃和变频运行。根据工作状态，通过一用户控制的引脚进行模式选择实现最高效的性能。现有技术开关稳压器电路100仅仅采用了一种方法调节功率，即简单地通过监视负载电流产生一控制信号断开两个MOSFET开关晶体管141和142来节能。然而不能由用户选择其他节能方法。
发明内容
本发明的目的是解决现有技术存在的噪声性能差及节能效果差的问题，提供一种具有更好的降噪性能和节能效果的开关稳压器集成电路。
本发明提供的开关稳压器集成电路，包括：开关电路，具有高位开关和低位开关；模式选择电路，由外部电路控制选择第一模式或第二模式；以及控制电路，电气耦合至所述模式选择电路和所述开关电路，其中，基于所述开关电路的反馈信号，当所述第一模式被选时，所述控制电路控制所述高位开关和所述低位开关以第一定频交替闭合和断开，当所述第二模式被选时，所述控制电路控制所述低位开关断开，所述高位开关以第二变频闭合和断开。
该开关稳压器集成电路在所述第二模式状态下，所述高位开关以第二变频闭合和断开，直至该第二变频大于或等于第一定频。其中所述的开关电路电气耦合至输出电路，该输出电路还包括：电感；输出电容，电气耦合至所述电感，其中所述的输出电路在其输出节点处产生经调节的输出电压。
该开关稳压器集成电路的开关电路还包括肖特基二极管，在第二模式状态下，所述高位开关和所述肖特基二极管交替导通以产生输出电流，对所述输出电容充电以保持所述经调节的输出电压。在所述的第二模式状态下，所述控制电路闭合高位开关一段固定的时间，然后断开所述高位开关，直至所述输出节点处的经调节的电压降低至参考电压，此时所述高位开关再次闭合一段固定的时间，以此所述高位开关以第二变频闭合断开。其中所述的外部电路包括微处理器、专用集成电路或存储设备。
开关稳压器集成电路的模式选择电路根据接收来自所述外部电路的指令，控制所述控制电路在第一模式和第二模式之间切换。其中所述模式选择电路还包括：频率比较电路，电气耦合至所述开关电路和所述控制电路，比较所述第一定频和第二变频从而产生一逻辑信号；以及逻辑电路，电气耦合接收所述频率比较电路输出的逻辑信号，驱动所述控制电路和所述开关电路。其中所述的控制电路还包括：脉宽调制控制器，电气耦合至所述模式选择电路，用于根据所述模式选择电路的输出信号来驱动所述开关电路；振荡电路，电气耦合提供所述第一定频至所述脉宽调制控制器；以及多个比较器电路，电气耦合接收所述开关电路输出端的所述反馈信号，用于驱动所述脉宽调制控制器。
该开关稳压器集成电路还包括自举电路，该自举电路包括：肖特基二极管，电气耦合至所述控制电路；以及自举电容，电气耦合至所述肖特基二极管的阴极和所述开关电路的输出节点。
本发明的目的还在于保护一种开关稳压器集成电路高效低噪控制方法，该集成电路包括模式选择电路、控制电路、具有高位开关和低位开关的开关电路，该方法具有以下步骤：所述模式选择电路基于接收到的来自于外部电路的指令选择第一模式或第二模式；当第一模式被选时，所述控制电路以第一定频交替断开和闭合所述开关稳压器，用于产生直流输出电压；以及每当第二模式被选时，所述控制电路断开低位开关，以第二变频闭合和断开高位开关，用于继续提供输出电流，对输出电容充电且保持所述直流输出电压。其中以第二变频闭合和断开高位开关是指：所述高位开关闭合一段固定的时间，然后断开并保持断开的状态，直到输出电压降至参考电压，然后再闭合高位开关一段固定的时间，以第二变频进行上述循环。其中所述在第二模式下以第二变频闭合和断开所述高位开关还包括：监视所述第二变频；每当所述第二变频大于或等于所述第一定频时，终止所述第二模式，切换至所述第一模式。以所述第一定频交替闭合和断开所述开关调节器的步骤还包括减少死区时间内的导通损耗。该方法进一步包括：在所述第一模式下，在死区时间内通过肖特基二极管传导电感电流；以及在所述第二模式下，在所述高位开关断开状态下通过肖特基二极管传导电感电流。
本发明的目的还在于保护一种用于便携设备的电源系统，包括：(1)单一电池源，用于提供未经调节的直流输入电压；(2)外部电路；以及(3)开关稳压器集成电路，电气耦合接收来自于所述单一电池源的未经调节的直流输入电压，用于提供经调节的输出电压给所述外部电路，其中所述开关稳压器集成电路还包括：(a)开关电路，包括高位开关和低位开关；模式选择电路，由外部电路控制选择第一模式或第二模式；以及(b)控制电路，电气耦合至所述模式选择电路和所述开关电路，其中，基于所述开关电路的反馈信号，当所述第一模式被选时，所述控制电路控制高位开关和低位开关以第一定频交替闭合和断开，当所述第二模式被选时，所述控制电路控制所述低位开关断开，以及所述高位开关以第二变频闭合和断开。在所述第二模式状态下，当所述第二变频大于或等于所述第一定频时，所述低位开关运行。其中所述的开关电路电气耦合至输出电路，该输出电路还包括：电感；输出电容，电气耦合至所述电感，其中所述的输出电路在其输出节点处产生经调节的输出电压。所述的开关电路还包括肖特基二极管，在第二模式状态下，所述高位开关和所述肖特基二极管交替导通以产生输出电流，对所述输出电容充电且保持所述经调制的输出电压。在所述的第二模式状态下，所述控制电路闭合所述高位开关一段固定的时间，然后断开所述高位开关，直至所述输出节点处的经调节的电压降低至参考电压，此时所述高位开关再次闭合一段固定的时间，因此所述高位开关以第二变频闭合断开。
本发明提供的开关稳压器集成电路、开关稳压器集成电路高效低噪控制方法和用于便携设备的电源系统解决了现有技术存在的噪声性能差及节能效果差的问题，具有较好的低噪声性能和节能效果。
附图说明
图1为休眠模式下产生高纹波电压的现有技术的开关稳压器电路的示意图。
图2为根据本发明一个实施例的具有用户模式选择的开关稳压器电路框架图。
图3为根据本发明一个实施例的包含图2中开关稳压器集成电路的电源系统框架图。
图4为根据本发明一个实施例的图2中开关稳压器集成电路的细节示意图。
图5为根据本发明一个实施例的图4中开关稳压器集成电路异步工作模式下的输出电压波形和控制波形。
图6为根据本发明一个实施例的调节电源以实现低噪声低纹波电压的方法流程图。
具体实施方式
参考图2，图2为根据本发明一个实施例的开关稳压器集成电路200框架图。在一个实施例中，开关稳压器集成电路200包括模式选择电气引脚(MODE)201，反馈电气引脚(FB)202，电源电气引脚(VCC)203，输入电压电气引脚(VIN)204，开关节点电气引脚(SW)205，自举电气引脚(BS)206和电气地引脚(GND)215。在一个实施例中，开关稳压器集成电路200可以包括参考电压(VREF)电气引脚(未图示)，从而使参考电压(VREF)可以由用户或者外部电路调整。
从电路结构上来讲，开关稳压器集成电路200包括模式选择电路210，控制电路220和开关电路230。如图2所示，模式选择电路210电气耦合至模式选择电气引脚(MODE)201用于接收来自外部电路(未图示)的模式控制指令。在一个实施例中，模式选择电路210在模式选择电气引脚(MODE)201处接收同步模式指令(MODE设为1)或异步模式指令(MODE设为0)。控制电路220电气耦合至反馈电气引脚(FB)202、电源(VCC)电气引脚203和自举电气引脚(BS)206。反馈电气引脚(FB)202接收输出电压(VOUT)的采样，因此控制电路220可以调节输出电压(VOUT)。电源(VCC)电气引脚203接收电源电压(VCC)，分配给模式选择电路210和开关电路230。自举电气引脚(BS)206通过一自举电容(未图示)将控制电路220电气耦合至开关节点电气引脚(SW)205。同样地，开关电路230电气耦合至电气地引脚(GND)215、输入电压电气引脚(VIN)204和开关节点电气引脚(SW)205。电气地引脚(GND)215接收电气地电压，分配给模式选择电路210和开关电路230。输入电压电气引脚(VIN)204接收来自单一电池源例如锂电池(未图示)的未经调节的输入电压(VIN)。开关节点电气引脚(SW)205产生开关电压信号。
参考图3，图3为采用图2中所示开关稳压器集成电路200的便携设备电源系统300。在本发明的一个实施例中，电源系统300包括开关稳压器集成电路200，输出电路320，单一电池源310和外部电路330。在本发明的一个实施例中，外部电路330包括微处理器。在本发明的另一个实施例中，外部电路330包括专用集成电路(ASIC)。在本发明的其他一个实施例中，外部电路330包括存储装置。当外部电路获知处于轻载状态或重载状态时提供模式控制信号。具体而言，外部电路330提供模式控制信号给开关稳压器集成电路200的模式选择电气引脚(MODE)201。对于重载状态下的同步运行模式该模式控制信号可以为HIGH或1。相反，对于轻载状态下的异步运行模式可以为LOW或0。单一电池源310电气耦合至开关稳压器集成电路200的输入电压电气引脚(VIN)204和电气地引脚(GND)215。在一个实施例中，单一电池源310可以为通常在笔记本电脑或者其他便携设备中使用的锂电池。开关节点电气引脚(SW)205被反馈至输出电路320，从而提供经调节的直流输出电压(VOUT)至外部电路330。反过来，输出电压(VOUT)被采样且被反馈至反馈电气引脚(FB)202来监视输出电压(VOUT)水平。
继续参考图3，在电路工作时，模式选择电路210接收来自外部电路330的模式控制信号，将该信号传送至控制电路220。作为响应，控制电路220控制开关电路230在同步模式或者异步模式下工作。具体而言，每当外部电路330选择同步模式，控制电路220可以恒定的第一频率(f0)触发开关电路230交替闭合断开，从而在输出电路320处产生所需的DC输出电压。每当外部电路330选择异步模式，控制电路220可以在整个异步模式被选周期内断开低位功率开关。然后高位功率开关和肖特基二极管进入具有固定ON时间的工作状态。异步模式持续运行直到可变的第二频率(fPWM)超过第一频率(f0)，或者用户选择了同步模式运行。
参考图4，图4为电源系统300中开关稳压器集成电路400的示意图。具体而言，控制电路220还进一步包括第一误差放大器421，第二误差放大器422，以恒定的第一频率(f0)产生一信号的振荡电路423，以及脉宽调制(PWM)控制器424。第一误差放大器421和第二误差放大器422均具有一反相输入端，一同相输入端和一输出端。第一、第二误差放大器的反相输入端均耦合至反馈电气引脚(FB)202以对输出电压(VOUT)采样。第一、第二误差放大器的同相输入端均耦合至参考电压(VREF)。第一误差放大器421和第二误差放大器422的输出端都反馈至PWM控制器424。
在开关稳压器集成电路400中，开关电路230包括高位N沟道MOSFET开关433和低位N沟道MOSFET开关434。高位N沟道MOSFET开关433的漏极电气耦合至电源电压引脚203以接收电源电压(VCC)，高位N沟道MOSFET开关433的栅极电气耦合至第一栅极驱动电路431以接收逻辑输出信号，高位N沟道MOSFET开关433的源极电气耦合至低位N沟道MOSFET开关434的漏极和开关节点电气引脚(SW)205。低位N沟道MOSFET开关434的栅极电气耦合至第二栅极驱动电路432以接收逻辑输出信号，低位N沟道MOSFET开关434的源极在电气地引脚215电气耦合至电气地451。在一个实施例中，第一栅极驱动电路431为一逻辑电路，耦接至开关节点电气引脚(SW)205，以及通过二极管425耦接至电源电压(VCC)。同样地，第二栅极驱动电路432为一逻辑电路，耦接至电源电压(VCC)和电气地451。在一个实施例中，开关稳压器集成电路400还包括一自举电路，该自举电路由二极管425和自举电容435构成。自举电容435的第一端电气耦合至二极管425的阴极端。自举电容435的第二端电气耦合至开关节点电气引脚(SW)205。在一个实施例中，开关电路230还包括肖特基二极管441。该肖特基二极管441的阴极端电气耦合至高位N沟道MOS开关433的源极。肖特基二极管441的阳极端耦接至电气地451。
继续图4的说明，模式选择电路210还包括频率比较电路411，或门逻辑电路412和与门逻辑电路414。频率比较电路411具有第一输入端、第二输入端和输出端。该第一输入端电气耦合接收恒定的第一频率(f0)，第二输入端电气耦合接收可变的第二频率(fPWM)。该输出端耦接至或门逻辑电路412的第一输入端。该或门逻辑电路412的第二输入端电气耦合至模式选择电气引脚(MODE)201，用于接收来自外部电路330的模式选择指令。该或门逻辑电路412的输出端耦合至与门逻辑电路414的第一输入端。该与门逻辑电路414的第二输入端接收PWM控制器424的第二栅极逻辑输出。该第二栅极逻辑输出与第一栅极逻辑输出互补，其中第一栅极逻辑输出同步反馈至第一栅极驱动电路431。与门逻辑电路414的输出端耦接驱动第二栅极驱动电路432。同样地，PWM控制器424的第一输出端耦接驱动第一栅极驱动电路431。
在本发明的一个实施例中，开关稳压器400电气耦合至输出电路320，该输出电路320包括电感442和输出电容443。电感442的第一端耦接至开关节点电气引脚(SW)205，电感442的第二端耦接至输出电容443和输出端444。输出端444的输出电压(VOUT)被反馈至反馈电气引脚(FB)202，用于监视输出电压(VOUT)。输出电容443的另一端电气耦合至电气地451。
如图4所述的开关稳压器集成电路400的运行方式如下。根据模式选择电气引脚(MODE)处的外部MODE信号控制两种工作模式：同步降压模式和异步降压模式。在同步降压模式中，模式选择电气引脚(MODE)201设为1，或门逻辑电路412的第二输入端设为1。因此PWM控制器424处于“使能”状态，在恒定的第一频率(f0)下互补性地闭合和断开高位N沟道MOSFET和低位N沟道MOSFET，从而作为一正常的同步降压转换器产生所需的直流输出电压(VOUT)。在一个实施例中，为避免击穿问题，PWM控制器424采用死区时间控制，在死区时间内，肖特基二极管441传导电流。跟异步降压模式相比，同步降压工作降低了导通损耗，同时肖特基二极管441降低了死区时间内的导通损耗，尽可能减少体二极管的反向恢复损耗。
在异步工作模式中，外部电路330将在控制模式电气引脚201处产生“0”或“LOW”信号。PWM控制器424将一直断开低位MOSFET开关434以减少与低位MOSFET开关434有关的开关损耗和栅极驱动损耗。在异步工作模式中，高位MOSFET开关433和肖特基二极管441构成一正常的异步降压转换器。
根据本发明的一个实施例，异步降压工作模式的运行为一接通时间固定的运行(例如TON固定)。高位N沟道MOSFET433闭合一段固定的接通时间(TON)，使得输出电压(VOUT)增加。在每个接通时间(TON)的末端，高位N沟道MOSFET开关433断开，肖特基二极管441将获得电感电流(IL)。高位N沟道MOSFET开关433保持断开直到输出电压(VOUT)降至参考电压(VREF)。然后高位N沟道MOSFET开关433再闭合一固定的接通时间开始下一个周期。由于这种固定接通时间的控制，“ON”脉冲被平均地隔开，减小了输出纹波电压。
参考图4和图5，一旦满足下列情况中的一种，开关稳压器集成电路400的异步工作模式终止：第一，当模式选择电气引脚201被外部电路330设为1时，开关稳压器集成电路400将变为如上所述的正常的同步降压模式；第二，当在固定接通时间模式下的有效频率增加至第一频率(f0)即同步降压模式的频率之上时，频率比较电路411被触发，使得PWM控制器424自动转变为正常的同步降压模式，即使模式选择电气引脚(MODE)201仍为0。这防止了与超过第一频率(f0)的开关频率有关的额外的开关损耗。
参考图5，波形501代表高位MOSFET开关433栅极处的接通时间(TON)的时序。在T0时间处，当异步降压工作模式开始时，高位N沟道MOSFET开关433断开，直到输出电压(VOUT)在T1时间处达到参考电压。在T1时间处，高位N沟道MOSFET开关433闭合一固定时间(TON)。然后该开关断开且保持断开状态直到直流输出电压(VOUT)在T3时间处降至参考电压(VREF)。高位N沟道MOSFET开关433保持断开的时间量取决于负载电流。在轻载状态下，输出电容(COUT)443的电压变化不大。因此输出电压(VOUT)衰减缓慢。这也表现为较低的可变的第二频率(fPWM)。在T3时间处，当直流输出电压(VOUT)降至参考电压(VREF)，高位N沟道MOSFET开关433在T3处闭合一段固定的接通时间(TON)(T4-T3＝TON)。在T4时间处，PWM控制器424控制高位N沟道MOSFET开关再次断开。然而，如果在T4这段时间内，外部电路330控制电感电流低于负载电流，则输出电压(VOUT)快速朝参考电压降低。因此，从T3时间开始，异步模式的可变的第二频率已经改变，可变的第二频率(fPWM)不断变化以反映负载状态，直到该频率达到第一频率(f0)。在此时间，PWM控制器424切换至同步工作模式。波形502代表了异步工作模式的输出电压(VOUT)。
参考图6，流程图600示出对开关稳压器集成电路进行高效和低噪声控制的方法。该集成电路包括模式控制电路、控制电路和开关电路。该方法包括根据接收到的用户指令选择同步模式或异步模式；每当同步模式被选时以恒定的第一频率交替闭合和断开开关电路以提供直流输出电压；每当异步模式被选时，以可变的第二频率闭合和断开高位开关以继续提供输出电流对输出电容充电以保持所述直流输出电压，同时所述低位功率开关彻底断开。
在本发明的一个实施例中，模式的选择由外部电路完成，而非开关稳压器集成电路本身。当同步工作模式被选(MODE＝1)时，高位N沟道MOSFET开关和低位N沟道MOSFET开关交替断开闭合，产生所需的电压电平。当异步工作模式被选(MODE＝0)时，低位N沟道MOSFET开关彻底断开以改进效率。与此同时，高位N沟道MOSFET开关断开直到输出电压降至参考电压(VREF)，然后再闭合一固定接通时间(TON)。在这段固定的接通时间内，输出电压通常会增加，在高位N沟道MOSFET开关断开后，肖特基二极管传导电感电流直至电流衰减至零或高位开关再次闭合。因此，异步稳压器在可变的第二频率(fPWM)下工作。当外部电路将控制电气引脚201(MODE)设置为“HIGH”或“1”电平，或者当可变的第二频率超过第一频率(f0)时，异步工作模式终止。
具体而言，参考步骤601，首先选择一种模式。在本发明的一个实施例中，有两种模式备选：同步工作模式和异步工作模式。通过设定专用的电气引脚为HIGH或1，例如模式引脚，同步工作模式被选。反之，设置集成电路的模式选择电气引脚为相反的逻辑状态，例如为LOW或0，异步工作模式被选。通过图2和图3中的模式选择电路210来实现步骤601。本发明的模式选择电路210包括模式选择电气引脚(MODE)201，用于通过如图3和图4中所述的外部电路330设定工作模式。
参考步骤602，判断同步或异步工作模式被选。如果MODE被设为HIGH或1，同步模式被选。同步模式表示正常或者重载工作状态，其中负载需要大输出电流。异步模式表示静态模式或轻载工作状态，其中负载不需要大电流。如上所述，当模式选择电气引脚201设为1或HIGH时，开关稳压器集成电路在同步模式下工作。另一方面，当模式选择电气引脚201设为0或LOW时，开关稳压器集成电路在异步模式下工作。也可以通过本发明图2和图3中所述的模式选择电路210实现步骤602。
参考步骤603，当同步模式被选(MODE设为1)时，高位N沟道MOSFET开关和低位N沟道MOSFET开关以第一频率(f0)交替闭合断开。在正常工作状态下，例如在高负载下，外部电路选择同步模式，交替切换高位N沟道MOSFET开关和低位N沟道MOSFET开关产生所需输出电压。通过图2-4中所示的开关稳压器集成电路实现步骤603，其中开关稳压器集成电路包括模式选择电路210，控制电路220和开关电路230。
参考步骤604，在本发明的一个实施例中，步骤604还包括同步模式下降低死区时间内导通损耗的步骤。在切换周期的死区时间内，高位N沟道MOSFET开关和低位N沟道MOSFET开关都断开，输出电感产生续流流经低位N沟道MOSFET开关内部的体二极管。由于体二极管较大的正向电压降，该电流将产生实质性的能量损耗，从而浪费了可观的能量，降低了开关调节器的效率。在本发明的一个实施例中，一种降低死区时间内导通损耗的方法是从开关节点耦接肖特基二极管至电气地。在本发明中，肖特基二极管441从开关节点电气引脚(SW)205处耦接至电气地451，用于降低死区时间内的导通损耗。
参考步骤605，当模式选择电气引脚是设为0时，异步工作模式被选，此时低位MOSFET开关彻底断开以改善开关调节器的效率。通过图2和图4中的控制电路220实现步骤605。具体而言，步骤605可以通过与门逻辑电路414实现。当模式选择电气引脚设为0或者LOW，且可变的第二频率(fPWM)低于第一频率法(f0)时，与门逻辑电路414的输出为0或LOW。因此第二栅极驱动电路432断开，低位MOSFET开关434也断开。
参考步骤606，607和608，在异步工作模式中，高位N沟道MOSFET以可变的第二频率(fPWM)闭合和断开。在步骤606，高位N沟道MOSFET开关断开。在步骤607，输出电压(VOUT)与参考电压(VREF)比较，如果输出电压(VOUT)没有降至参考电压(VREF)，则高位N沟道MOSFET开关保持断开。在步骤608，当输出电压降(VOUT)降至参考电压(VREF)，则高位N沟道MOSFET开关闭合一段固定的接通时间(TON是固定的)。然后以可变的第二频率(fPWM)重复上述循环，该第二频率与同步模式的第一频率(f0)不同。通过这种方法，输出电压的纹波可以由接通时间的脉宽和输出电流(IOUT)控制。
步骤606，607和608可以通过图3中所示的开关稳压器集成电路实现。具体而言，控制电路220使得第一栅极驱动431断开高位N沟道MOSFET开关433，输出端444的直流输出电压(VOUT)被反馈至反馈引脚202，用于与参考电压(VREF)比较。一旦直流输出电压(VOUT)降低至参考电压(VREF)，PWM控制器424产生一固定的接通时间(TON)的脉冲闭合高位N沟道MOSFET开关433。然后高位N沟道MOSFET开关433被再次断开直到直流输出电压(VOUT)降低至参考电压(VREF)。该周期以可变的第二频率(fPWM)重复。参考图4，可变的第二频率(fPWM)因输出电流增加而增加。
参考步骤609，持续异步工作模式直到可变的第二频率(fPWM)超过第一频率(f0)。当出现这种状态时，开关稳压器集成电路切换为正常同步工作模式。该状态表示重载工作状态，而异步工作模式代表轻载工作状态。步骤609可以通过开关稳压器集成电路400实现。具体而言，步骤609可以通过频率比较电路411实现。频率比较电路411比较第一频率(f0)和可变的第二频率(fPWM)。如果可变的第二频率(fPWM)等于或者大于第一频率(f0)，频率比较电路411产生一高逻辑信号至或门逻辑电路412。从而或门逻辑电路412的高逻辑输出使得PWM控制器424进入同步工作模式。

Claims (23)

1.开关稳压器集成电路，包括：
开关电路，具有高位开关和低位开关；
模式选择电路，由外部电路控制选择第一模式或第二模式；以及
控制电路，电气耦合至所述模式选择电路和所述开关电路，其中，基于所述开关电路的反馈信号，当所述第一模式被选时，所述控制电路控制所述高位开关和所述低位开关以第一定频交替闭合和断开，当所述第二模式被选时，所述控制电路控制所述低位开关断开，所述高位开关以第二变频闭合和断开。
2.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，在所述第二模式状态下，所述高位开关以第二变频闭合和断开，直至第二变频大于或等于第一定频。
3.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述的开关电路电气耦合至输出电路，所述输出电路还包括：
电感；
输出电容，电气耦合至所述电感，其中所述的输出电路在其输出节点处产生经调节的输出电压。
4.根据权利要求3所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述的开关电路还包括肖特基二极管，在所述第二模式被选时，所述低位开关断开，所述高位开关和所述肖特基二极管交替导通提供直流输出电压。
5.根据权利要求4所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，在所述的第二模式状态下，所述控制电路闭合所述高位开关一段固定的时间，然后断开所述高位开关，直至所述输出节点处的经调节的电压降低至参考电压，此时所述高位开关再次闭合一段固定的时间，依此循环使所述高位开关以第二变频闭合断开。
6.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述的外部电路包括微处理器。
7.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述的外部电路包括专用集成电路。
8.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述的外部电路包括存储设备。
9.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述模式选择电路根据接收来自所述外部电路的指令，控制所述控制电路在第一模式和第二模式之间切换。
10.根据权利要求9所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述模式选择电路还包括：
频率比较电路，电气耦合至所述开关电路和所述控制电路，比较所述第一定频和第二变频从而产生一逻辑信号；以及
逻辑电路，电气耦合接收所述频率比较电路输出的逻辑信号，驱动所述控制电路和所述开关电路。
11.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，其中所述的控制电路还包括：
脉宽调制控制器，电气耦合至所述模式选择电路，用于根据所述模式选择电路的输出信号来驱动所述开关电路；
振荡电路，电气耦合提供所述第一定频至所述脉宽调制控制器；以及
多个比较器电路，电气耦合接收所述开关电路输出端的所述反馈信号，用于驱动所述脉宽调制控制器。
12.根据权利要求1所述的开关稳压器集成电路，其特征在于，还包括自举电路，该自举电路包括：
肖特基二极管，电气耦合至所述控制电路；以及
自举电容，电气耦合至所述肖特基二极管的阴极和所述开关电路的输出节点。
13.一种开关稳压器集成电路高效低噪控制方法，该集成电路包括模式选择电路、控制电路和具有高位开关和低位开关的开关电路，该方法具有以下步骤：
所述模式选择电路基于接收到的来自于外部电路的指令选择第一模式或第二模式；
当第一模式被选时，所述控制电路以第一定频交替断开和闭合所述高位开关和所述低位开关，用于产生直流输出电压；以及
每当第二模式被选时，所述控制电路断开低位开关，以第二变频闭合和断开所述高位开关。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，以第二变频闭合和断开所述高位开关是指：
所述高位开关闭合一段固定的时间，然后断开并保持断开的状态，直到输出电压降至参考电压，然后再闭合所述高位开关一段固定的时间，以第二变频进行上述循环。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，其中所述在第二模式下以第二变频闭合和断开所述高位开关还包括：
监视所述第二变频；
每当所述第二变频大于或等于所述第一定频时，终止所述第二模式，切换至所述第一模式。
16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，以所述第一定频交替闭合和断开所述高位开关和所述低位开关的步骤还包括减少死区时间内的导通损耗。
17.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，进一步包括：
在所述第一模式下，在死区时间内通过肖特基二极管传导电感电流；以及
在所述第二模式下，在所述高位开关断开状态下通过肖特基二极管传导电感电流。
18.一种用于便携设备的电源系统，包括：
单一电池源，用于提供未经调节的直流输入电压；
外部电路；以及
开关稳压器集成电路，电气耦合接收来自于所述单一电池源的未经调节的直流输入电压，用于提供经调节的输出电压给所述外部电路，其中所述开关稳压器集成电路还包括：
开关电路，包括高位开关和低位开关；模式选择电路，由所述外部电路控制选择第一模式或第二模式；以及
控制电路，电气耦合至所述模式选择电路和所述开关电路，其中，基于所述开关电路的反馈信号，当所述第一模式被选时，所述控制电路控制所述高位开关和所述低位开关以第一定频交替闭合和断开，当所述第二模式被选时，所述控制电路控制所述低位开关断开，以及所述高位开关以第二变频闭合和断开。
19.根据权利要求18所述的电源系统，其特征在于所述外部电路为微处理器。
20.根据权利要求18所述的电源系统，其特征在于，在所述第二模式状态下，当所述第二变频大于或等于所述第一定频时，所述低位开关运行。
21.根据权利要求18所述的电源系统，其特征在于，其中所述的开关电路电气耦合至输出电路，该输出电路还包括：
电感；
输出电容，电气耦合至所述电感，其中所述的输出电路在其输出节点处产生经调节的输出电压。
22.根据权利要求20所述的电源系统，其特征在于，其中所述的开关电路还包括肖特基二极管，在第二模式状态下，所述高位开关和所述肖特基二极管交替导通以产生输出电流。
23.根据权利要求22所述的电源系统，其特征在于，在所述的第二模式状态下，所述控制电路闭合所述高位开关一段固定的时间，然后断开所述高位开关，直至所述输出节点处的经调节的电压降低至参考电压，此时所述高位开关再次闭合一段固定的时间，依此循环使所述高位开关以第二变频闭合断开。
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