CN101711081B

CN101711081B - Led驱动电路

Info

Publication number: CN101711081B
Application number: CN2009102605879A
Authority: CN
Inventors: 杜红越; 刘新峰; 张炜; 章久生; 张洪波
Original assignee: BCD Semiconductor Manufacturing Ltd
Current assignee: BCD Shanghai Micro Electronics Ltd
Priority date: 2009-12-21
Filing date: 2009-12-21
Publication date: 2013-04-03
Anticipated expiration: 2029-12-21
Also published as: US8344656B2; CN101711081A; US20110148324A1

Abstract

本发明公开了一种LED驱动电路，在所述驱动电路的输入端以及负载电容端均增加通过两个接地电阻接地的支路，在所述驱动电路中串联电流乘除法器，其中，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路输入端两个接地电阻之间，还连接在所述驱动电路负载电容两个接地电阻之间，并且，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路的跨导放大器和电流加法器之间。所述电流乘除法器，通过改变所述LED驱动电路的跨导放大器输出电流与输入电流的线性关系，进而解决负载LED的驱动电流会根据输入、输出电压的波动而波动对负载LED造成损坏的问题。

Description

LED驱动电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种LED驱动电路。

背景技术

现有的LED驱动电路为电流模或电压模控制环的升降压电路，需要对其进行补偿。假若进行对其实施内部补偿，当所述LED驱动电路在环境恶劣的情况下工作，内部补偿这种方式非常容易不稳定；假若采用外部补偿方案，会极大的增加工作难度。

为避免现有的LED驱动电路出现上述的问题，一般采用开关架构的降压电路替代电流模或电压模控制环的升降压电路，作为LED驱动电路。其结构如图1所示，包括采样电阻101、储能电感102、二极管103、负载LED 104、跨导放大器105、电流调整(DIM)线性放大器106、电流加法器107、加法电阻108、开关比较器及驱动109、功率MOS管110和负载电容111。其中，由采样电阻101、跨导放大器105、加法电阻108、电流加法器107、开关比较器及驱动109、功率MOS管110、储能电感102、二极管103、负载LED 104和负载电容111构成回路，完成对负载LED104的持续供电。

在充电周期内，输入电流经采样电阻101进入所述开关架构的降压电路，经过采样电阻101后的电压经跨导放大器105后被线性放大，与DIM线性调整放大器106产生的电流在电流加法器107处相加，并流过加法电阻108。此时，加法电阻108上的电压降与内部参考源相比较低，开关比较器及驱动109的输出高信号，功率MOS管110导通。输入电流流过采样电阻101、储能电感102，功率MOS管110后到地，储能电感102储蓄电能。

当电流加法器107的电压高于内部参考源的电压，就进入放电周期。此时，开关比较器及驱动109输出为低电平信号，功率MOS管110不导通。储能电感102上储蓄的电能经过二极管103、负载LED 104、负载电容111和采样电阻101放电。在放电周期内，负载电容111上存储电荷，负载LED 104被储能电感102续流。由于电感电流不能突变，所以采样电阻101上电压降逐渐降低，直至电流加法器107上电压高于内部参考源的电压值，又重新进入充电周期。在充电周期，负载LED 104由负载电容111续流。

在所述开关架构的降压电路中，不需要单独地进行补偿，解决了电流模或电压模控制环的升降压电路需要进行补偿时的问题。但是所述开关架构的降压电路负载LED 104的驱动电流会根据输入、输出电压的波动而波动，易受其影响，不能恒定，这样，负载LED104容易损坏。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种LED驱动电路，以解决现有的LED驱动电路中，负载LED的驱动电流会根据输入、输出电压的波动而波动进而对负载LED造成损坏的问题。

具体的，在所述驱动电路的输入端以及负载电容端均增加通过两个接地电阻接地的支路，在所述驱动电路中串联电流乘除法器，

其中，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路输入端两个接地电阻之间，还连接在所述驱动电路负载电容两个接地电阻之间，并且，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路的跨导放大器和电流加法器之间。

优选地，当所述驱动电路的电流调整线性放大器连接在所述驱动电路输入端两个接地电阻之间时，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路负载电容两个接地电阻之间，并且，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路的跨导放大器和电流加法器之间。

优选地，还包括与所述驱动电路的功率MOS管并联的二极管，以及与所述二极管相连的用于检测功率MOS管电压的检测单元。

优选地，所述电流乘除法器为由NPN晶体管构成的电流乘除法器。

优选地，所述电流乘除法器为由PNP或SPNP晶体管构成的电流乘除法器。

优选地，所述电流乘除法器为双极型电流乘除法器。

从上述的技术方案可以看出，本发明提供的LED驱动电路中串联了电流乘除法器，改变了所述LED驱动电路的跨导放大器输出电流与输入电流的线性关系，这样，无论输入、输出电压如何波动都不会影响负载LED的驱动电流，解了决现有的LED驱动电路中，负载LED的驱动电流会根据输入、输出电压的波动而波动进而对负载LED造成损坏的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有的LED驱动电路的示意图；

图2为本发明实施例公开的一种LED驱动电路的示意图；

图3为本发明另一实施例公开的一种LED驱动电路的示意图；

图4为本发明实施例公开的电流乘除法器电路的示意图；

图5为本发明另一实施例公开的电流乘除法器电路的示意图；

图6为本发明另一实施例公开的电流乘除法器电路的示意图；

图7为本发明实施例公开的电流乘除法器的电压电流转换单元的示意图；

图8为本发明实施例公开的电流乘除法器的电压电流转换单元具体结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明公开了一种LED驱动电路，以解决现有的LED驱动电路中，负载LED的驱动电流会根据输入、输出电压的波动而波动进而对负载LED造成损坏的问题。

以下通过两个实施例具体说明LED驱动电路的结构。

本发明的一个实施例公开的LED驱动电路结构如图2所示，包括：采样电阻101、储能电感102、二极管103、负载LED 104、跨导放大器105、线性放大器106、电流加法器107、加法电阻108、开关比较器及驱动109、功率MOS管110和负载电容111，还包括串联在所述驱动电路中的电流乘除法器114，并且，在所述驱动电路输入端以及负载电容111端均增加接地电阻支路。

具体的，所述驱动电路输入端经过接地电阻R1和R2接地，电流乘除法器114连接在接地电阻R1和R2之间，同时，所述驱动电路负载电容111经接地电阻R3和R4接地，电流乘除法器连接在接地电阻R3和R4之间，并且，电流乘除法器114连接在跨导放大器105和电流加法器107之间。

由于高电压转电流比较困难，而对地电阻R1和R3有分压作用，可以将外部高压顺利转换为低压后，所以，在本实施例中，输入端的电流进入电流乘除法器114前先经过接地电阻R1和R3的降压。

在本实施例中，采样电阻101采样输入电流，并将其上电压降转换为可操作的内部电流，其经过电流乘除法器114，实现表达式如下：

I_{4} = \frac{I_{1} * I_{2}}{I_{3}}

其中，结合图2所示的电路图，I₁代表跨导放大器105输出电流，I₂电流与I₃匹配，I₃代表输入电压V_in加负载LED电压V_load的和相关的线性电流，I₂为输入电压V_in的相关线性电流。

输出电流被写作为输入电压V_in、输入调光电压V_dim、输出LED负载V_load和效率η的表达式。其中，V_dim由外部提供的直流电压经DIM管脚进入，其线性调整输出LED的亮度，或者进行脉宽调制控制，η代表转换器效率。其表达式如下：

I_{out} = K * \frac{V_{\dim} * V_{in}}{R_{sense} * (V_{in} + V_{load}) * η}

将I₂与V_in对应，将I₃与(V_in+V_load)对应，则可以得到与V_in和V_load不相关的I_out，其表达式为：

I_{out} = K 1 * K 2 * \frac{V_{\dim}}{R_{sense} * η}

在本实施例公开的LED驱动电路中为了实现对功率MOS管110的过电压保护，在功率MOS管110上并联二极管112，同时，在二极管112上连接检测单元113。当检测单元113检测到功率MOS 110上的电压过高，立即发送一个低电平信号通过二极管112的传输至功率MOS管110，关闭功率MOS管110。

当V_dim设置为V_in的分压，I₂设为恒定值，则可以得到新的表达式，如下：

I_{out} = K 1 * K 3 * \frac{1}{R_{sense} * η}

如图3所示，本发明另一个实施例也公开了一种LED驱动电路，当电流调整线性放大器106连接在所述驱动电路输入端接地电阻R1和R2之间时，电流乘除法器114连接在负载电容111接地电阻R3和R4之间，并且，电流乘除法器114连接在跨导放大器105和电流加法器107之间。即：电流通过负载电容111端接地电阻R3的降压后进入电流乘除法器114，并且，电流驱经跨导放大器105后进入电流乘除法器114。

所述驱动电路采用此种结构的原因如下：

V_dim为对输出电流的线性调节，即V_dim线性调节采样电阻101两端电压。

假设：V₁₀₁＝K₁×V_dim

由LED驱动电路得：

L×I＝Vin×D×T

其中，I为电感电流，D为充电占空比。

L×I＝Vout×T×(1-D)

则：

D = \frac{Vout}{(Vin + Vout)}

根据功率守恒定律：

Vout \times Iout = Vin \times Iin \times &PartialD; α

其中，

为效率。

I_{out} = \frac{η * V_{in} * I_{in}}{V_{out} * D}

I_{in} = \frac{V_{101}}{R_{101}}

带入D后，得：

Iout = \frac{η \times Vin \times V 101}{(Vin + Vout) \times R 101}

如果要使Iout恒定，则

Iout = \frac{Vin * V 101}{Vin + Vout}

即经过变换得到的Vsense，即新的采样电阻101控制电压：

Vsense = \frac{(Vin + Vout) \times V 101}{Vin}

从图3中知道V101＝K×Vdim＝K1×K2×Vin，也可以将旧采样电阻101电压表述为Vsense-old，

只要使电流乘除法器114完成

Isensenew \times R 108 = \frac{Iconst \times I_{(Vin + Vout)}}{Iconst \times Iconst}

就可以了，因此只有Vin+Vout分压输入到电流乘除法器114，即：

I_{(Vin + Vout)} = \frac{V_{(Vin + Vout)}}{R}

同样，在本实施例公开的LED驱动电路中，为实现对功率MOS管110的过电压保护，在功率MOS管110上并联二极管112，同时，在二极管112上连接检测单元113。其工作原理与上述实施例公开的内容相同，此处不再赘述。

本发明两个实施例公开的LED驱动电路中的电流乘除法器114可以为：由NPN晶体管构成的电流乘除法器；由PNP或SPNP晶体管构成的电流乘除法器或双极型电流乘除法器。

如图4所示，电流乘除法器114为由NPN晶体管构成的电流乘除法器，其中，NPN晶体管402、NPN晶体管403、NPN晶体管404和NPN晶体管405组成了P-N结电压环，NPN晶体管402和NPN晶体管404均与电压电流转换单元相连，PMOS管407和408匹配后，再与NPN晶体管405的集电极相连。

电流I₁通过NPN晶体管403的集电极进入电流乘除法器，电流I₂和I₃分别进入电压电流转换单元406，电流I₄通过NPN晶体管405的集电极进入电流乘除法器。

本电流乘除法器使用双极工艺，速度快。并且，晶体管均为NPN管，互相之间的匹配好。但本电流乘除法器的与CMOS工艺不兼容。

如图5所示，电流乘除法器114为由PNP或SPNP晶体管构成的电流乘除法器，是一种与纯CMOS工艺兼容的电流乘除法器。其中，SPNP晶体管502，SPNP晶体管503，SPNP晶体管504，SPNP晶体管505同样组成了P-N结电压环。

与图4的电流乘除器不同的是：运算放大器507和PMOS管508组成了电流调整器，运算放大器507使SPNP晶体管502和SPNP晶体管504的发射极端电压相等。因此，输出电流可以通过PMOS管509输出，PMOS管509与PMOS管508匹配。

电流I₂和I₃由电压电流转换单元506分别流入SPNP晶体管503和SPNP晶体管505的发射级。

当然，在上述的电流乘除法器中可以将SPNP换成PNP管。

本电流乘除法器的缺点为：使用运算放大器507保证SPNP晶体管502和SPNP晶体管504的发射极电位一致，有失配，其计算精度也会受影响。

如图6所示，电流乘除法器114为双极型电流乘除法器，可以有效避免图5中的电流乘除法器的失配问题。其中，NPN晶体管602和NPN晶体管604，PNP管603和PNP管605组成结电压环。MOS管607提高了NPN晶体管602和NPN晶体管604的源极电压，因此提高了电压电流转换单元606的电压阈度。

与图4和图5不相同的是，电流I₂和I₃分别通过PNP管603和PNP管605进入电压电流转换单元606。

本电流乘除法器的缺点为：同时有NPN管和PNP管，BE结既有横向结又有纵向结，结构较复杂，并且，与CMOS工艺不兼容。

图4中的电压电流转换单元406、图5中的电压电流转换单元506和图6中的电压电流转换单元606均包含两个相同的拓扑部分，如图7所示，示出电压电流转换单元的结构。

其中，拓扑部分的具体的结构如图8所示，输入电压701经过电阻分压器702和703而降低到芯片内部可识别电平。运算放大器704和PMOS管707，电阻706组成了一个电压调整器，PMOS管708与PMOS管707匹配。

其中，PMOS管707流过的电流为运算放大器704输入电压与电阻706的积。PMOS 708将PMOS管707电流匹配到输出端。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种LED驱动电路，其特征在于，在所述驱动电路的输入端以及负载电容端均增加通过两个接地电阻接地的支路，在所述驱动电路中串联电流乘除法器，

其中，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路输入端两个接地电阻之间，还连接在所述驱动电路负载电容两个接地电阻之间，并且，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路的跨导放大器和电流加法器之间；

其中，所述电流乘除法器实现表达式：

I₁为所述跨导放大器的输出电流，I₂为输入电压的相关线性电流，I₃为输入电压加负载L ED电压的和相关的线性电流，所述驱动电路负载电容与所述负载LED并联。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，当所述驱动电路的电流调整线性放大器连接在所述驱动电路输入端两个接地电阻之间时，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路负载电容两个接地电阻之间，并且，所述电流乘除法器连接在所述驱动电路的跨导放大器和电流加法器之间。

3.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其特征在于，还包括与所述驱动电路的功率MOS管并联的二极管，以及与所述二极管相连的用于检测功率MOS管电压的检测单元。

4.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其特征在于，所述电流乘除法器为由NPN晶体管构成的电流乘除法器。

5.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其特征在于，所述电流乘除法器为由PNP或SPNP晶体管构成的电流乘除法器。

6.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其特征在于，所述电流乘除法器为双极型电流乘除法器。