JP2014204568A - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】特別な回路素子を付加することなく、出力平滑回路の小型化、低損失化を実現できる非安定型のスイッチング電源装置及びその制御方法を提供する。【解決手段】制御回路１６には、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のオンの時比率を規定する時比率基準値Drと、スイッチング周波数を規定する周波数基準値Frと、電流検出信号Ikと比較される電流基準値Ikrが設定される。制御回路１６は、電流検出信号Ikが電流基準値Ikr以下のとき、時比率が時比率基準値Drとなりスイッチング周波数が周波数基準値Frとなるように駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を生成する。電流検出信号Ikが基準電流値Ikrを超えると、スイッチング周波数が周波数基準値Frよりも高くなるように駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を生成し、スイッチング電流の立ち上がりの傾きにより、出力電流Ioの増加を抑制する。【選択図】図１

Description

本発明は、過電流保護機能を備えた非安定型のスイッチング電源及びその制御方法に関する。

従来、この種のスイッチング電源装置として、例えば特許文献１に開示されているように、複数の主スイッチング素子と主トランスを有するハーフブリッジ方式のインバータ回路と、主トランスの出力を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑して出力電圧を生成する出力平滑回路と、主スイッチング素子をオンオフさせるための駆動パルスを出力する制御回路と、主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出する電流検出回路と、駆動パルスを積分する積分回路とを備えた非安定絶縁型DC-DCコンバータがあった。出力平滑回路は、平滑インダクタと平滑コンデンサで構成されるＬＣフィルタ（低域遮断フィルタ）である。

このスイッチング電源装置の制御回路は、通常状態において、各主スイッチング素子のオンの時比率が約50％で、スイッチング周波数が一定の値となるように駆動パルスを生成する。出力電流が過電流の状態になると、制御回路は、電流検出回路の出力が閾値を超えたことを検知して過電流状態であると認識し、過電流保護の動作を行う。具体的には、主スイッチング素子のオンの時比率を大きく低下させ、出力電流の増加を抑制すると共に、出力電圧を低下させる。さらに、制御回路は、積分回路の出力が閾値以下に低下している時間が所定時間を超えると、過電流状態が長く続いているので危険であると判断し、スイッチング動作を継続的に停止させる制御を行う。

特開２００８−５４４７５号公報

特許文献１の非安定絶縁型DC-DCコンバータは、出力平滑回路の小型化が難しいという問題がある。例えば、ハーフブリッジ方式のインバータ回路の場合、通常状態だけを考えると、各主スイッチング素子のオンの時比率が約50％なので、整流回路が出力する整流電圧がほぼ直流電圧となり、インダクタンスが小さい平滑インダクタを使用した場合でも、低リップルの出力電圧を得ることができる。しかし、過電流保護動作が行われると、オンの時比率が低下するので（例えば、10〜30％以下）、整流電圧がパルス状になり、インダクタンスが大きい平滑インダクタを使用しないと低リップルの出力電圧を得ることができない。したがって、過電流保護動作時でも出力リップルを小さく抑え、負荷が誤動作するのを防止するためには、平滑インダクタのインダクタンスを大きくしなければならない。その結果、平滑インダクタの外形が大型化し、コイルの巻数を増やすことで通常状態における損失（銅損）も増加する等の問題が生じていた。

また、特許文献１では述べられていないが、入力電圧が投入されて起動する時、投入直後は主スイッチング素子のオンの時比率を低くしておき、徐々に高くして約50％に到達させるソフトスタート制御が行われることがある。この場合も、ソフトスタート動作時の出力リップルを小さく抑えるためには、平滑インダクタのインダクタンスを大きくしなければならず、上記と同様の問題が生じていた。

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、特別な回路素子を付加することなく、出力平滑回路の小型化、低損失化を実現できる非安定型のスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することを目的とする。

本発明は、主スイッチング素子のスイッチング動作によって入力電圧を所定の出力電圧に変換し、負荷に前記出力電圧及び出力電流を供給する電力変換部と、前記主スイッチング素子をオンオフさせるための駆動パルスを出力する制御回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記出力電流又はこれに相当する電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路が設けられ、前記電力変換部には、前記主スイッチング素子、及びそのスイッチング動作によって発生した断続電圧を一次巻線に受け、二次巻線から出力する主トランスで構成されたインバータ回路と、前記二次巻線の電圧を整流する整流回路とが設けられ、前記制御回路には、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する周波数基準値と、前記電流検出信号と比較される電流基準値とが設定され、
前記制御回路は、前記電流検出信号が前記電流基準値以下のときは、スイッチング周波数が前記周波数基準値となるように前記駆動パルスを生成し、前記電流検出信号が前記基準電流値を超えると、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数が前記周波数基準値よりも高くなるように前記駆動パルスを生成し、前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流の立ち上がりの傾きにより前記出力電流の増加を抑制するスイッチング電源装置である。

前記制御回路は、スイッチング動作の開始時に、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数が前記周波数基準値よりも高くなるように前記駆動パルスを生成し、前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流の立ち上がりの傾きにより、前記出力電圧の立ち上がる傾きを制限し、その後、前記駆動パルスを変化させ、スイッチング周波数を前記周波数基準値に近づける制御を行うものでも良い。

前記インバータ回路は、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式、又はプッシュプル方式である。また、前記主スイッチング電流が立ち上がる傾きは、前記主トランスのリケージインダクタによって制限される。

また本発明は、主スイッチング素子と、主トランスで構成されたインバータ回路と、前記主トランスの二次巻線の電圧を整流する整流回路とを有し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作によって入力電圧を所定の出力電圧に変換し、負荷に前記出力電圧及び出力電流を供給するスイッチング電源装置の制御方法であって、
あらかじめ、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する周波数基準値と、前記電流検出信号と比較される電流基準値とを設定し、
前記出力電流又はこれに相当する電流を検出して電流検出信号を取得し、前記電流検出信号が前記電流基準値以下のときは、スイッチング周波数が前記周波数基準値となるように前記主スイッチング素子を駆動し、
前記電流検出信号が前記基準電流値を超えると、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を、前記出力電流の増加を抑制するように、前記周波数基準値よりも高くするスイッチング電源装置の制御方法である。

さらに、スイッチング動作の開始時は、前記出力電圧の立ち上がる傾きを制限するように、前記周波数基準値よりも高いスイッチング周波数で前記主スイッチング素子をオンオフさせ、その後、スイッチング周波数を変化させ、前記周波数基準値に近づけるように制御しても良い。

本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法によれば、簡単な構成及び制御方法により、出力電流が過電流の状態になったとき、出力電流の増加を抑制し、出力電圧も低下させる過電流保護動作が確実に行われ、負荷を焼損させる事故や、電源装置の内部素子の故障を防止でき、従来と同様に高い安全性を得ることができる。さらに、主スイッチング素子のオンの時比率は、過電流状態になっても通常状態とほぼ同じであり、従来のように過電流状態の出力リップルを低減するために平滑インダクタのインダクタンスを大きくしておく必要がなく、条件が合えば平滑インダクタ自体を省略することも可能である。また、従来の構成に対して特別な回路素子を追加する必要もない。したがって、装置の小型化、コストの低減、高インダクタンスの平滑インダクタを設けた場合に生じる損失（銅損など）の低減、等の優れた効果を得ることができる。

本発明のスイッチング電源装置の第一実施形態を示す回路図である。 第一実施形態のスイッチング電源装置及びその制御方法を説明するグラフである。 図２のＡ点、図７のF点における各部の動作波形を示すタイムチャートである。 第一実施形態のスイッチング電源装置の動作を説明する等価回路であって、期間t1の等価回路（ａ）、期間t2の等価回路（ｂ）である。 図２のＢ点、図７のE点における各部の動作波形を示すタイムチャートである。 図２のＣ点、図７のD点における各部の動作波形を示すタイムチャートである。 第二実施形態のスイッチング電源装置及びその制御方法を説明するグラフである。 インバータ回路の変形例を示す回路図（ａ），（ｂ）、整流回路の変形例を示す回路図（ｃ）である。 インバータ回路及び整流回路の他の変形例を示す回路図である。

以下、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第一実施形態について、図１〜図６に基づいて説明する。第一実施形態のスイッチング電源装置１０は、図１に示すように、電力変換部１２、電流検出回路１４、及び制御回路１６を備え、入力電圧Viを出力電圧Voに変換し、負荷１８に向けて出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給する非安定型のスイッチング電源装置である。

電力変換部１２は、公知のハーフブリッジ方式のインバータ回路２０を備えている。インバータ回路２０は、入力電源２２と並列の位置に、互いに直列接続された２つの主スイッチング素子２４(1)，２４(2)が設けられている。ハイサイド側の主スイッチング素子２４(1)は、制御回路１６が出力する駆動パルスVgs(1)を受けてオンオフし、ローサイド側の主スイッチング素子２４(2)は、駆動パルスVgs(2)を受けてオンオフする。主スイッチング素子２４(1)は、例えばＮチャネルのMOS型FETであり、駆動パルスVgs(1)がハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。主スイッチング素子２４(2)も同様である。駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の周波数は互いに等しく、それぞれ主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のスイッチング周波数となる。以下、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の周波数をスイッチング周波数Fswと称す。

主スイッチング素子２４(1)，２４(2)と並列の位置には、互いに直列接続された２つの入力コンデンサ２６(1)，２６(2)が設けられている。入力コンデンサ２６(1)，２６(2)の静電容量は互いに等しく、各々の両端に入力電圧Viの約半分の電圧（1/2Vi）が発生する。そして、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)の中点と入力コンデンサ２６(1)，２６(2)の中点との間に、主トランス２８の一次巻線２８ａが接続されている。一次巻線２８ａには、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のスイッチング動作により発生する断続電圧が印加され、二次巻線２８ｂから変圧された断続電圧を出力する。また、主トランス２８は、図示しないリケージインダクタ２８ｃを有し、そのインダクタンスは、一次巻線２８ａと二次巻線２８ｂとの磁気結合の度合いによって定まる。詳しくは、後の動作説明の中で説明する。

さらに、電力変換部１２は、二次巻線２８ｂの両端電圧を整流する整流回路３０と、整流回路３０が出力する整流電圧Vsを平滑して直流の出力電圧Voを生成する出力平滑回路３２とを備えている。整流回路３０は、二次巻線２８ｂに発生する断続電圧の正方向及び負方向の成分を全波整流して整流電圧Vsを出力する。ここでは、４つのダイオード素子をブリッジに構成した回路であるが、４つのMOS型FET等をブリッジに構成した同期整流回路でもよい。

出力平滑回路３２ａは、平滑コンデンサ３４で構成され、その両端に直流の出力電圧Voが発生する。この実施形態では、基準時比率Dr＝約50％に設定され、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)が基準時比率Drに従ってオンオフするため、LCフィルタの構成にしなくても、平滑コンデンサ３４だけで十分に整流電圧Vsを平滑できる。なお、基準時比率Drが低い値（例えば、40％以下）に設定される場合は、図１の右下部分の破線で囲んだ回路で示すように、平滑インダクタ３６を設けたLCフィルタの出力平滑回路３２にするとよい。

電流検出回路１４は、出力電流Io又はこれに相当する電流を検出して電流検出信号Ikを出力する。出力電流Ioに相当する電流とは、出力電流Ioと略比例した電流のことであり、例えば、入力電源２２からインバータ回路２０に流れ込む入力電流Ii、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)に流れるスイッチング電流Id(1)，Id(2)、整流回路３０の出力電流などが考えられる。電流検出回路１４の場合は入力電流Iiを検出しており、例えば、入力電流Iiの流れる経路に電流検出用の抵抗を挿入し、この抵抗の両端に発生する電圧を電流検出信号Ikとして出力する。

制御回路１６は、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)をオンオフさせるための駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を生成し、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のゲートソース端子間に向けて出力する。制御回路１６には、あらかじめ、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)のハイレベルの時比率D（主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のオンの時比率D）を規定する時比率基準値Drと、スイッチング周波数Fswを規定する周波数基準値Frとが設定されており、通常状態の駆動パルスVgs(1)は、時比率D＝Dr、スイッチング周波数Fsw＝Frの繰り返しパルスとなる。一方、通常状態の駆動パルスVgs(2)は、駆動パルスVgs(1)と位相が180度ずれた繰り返しパルスとなる。時比率基準値Drは、一次及び二次巻線２８ａ，２８ｂに流れるスイッチング電流の実効値を低く抑えることによるインバータ回路２０の高効率化、整流回路３０の整流電圧Vsを直流電圧に近づけることによる出力平滑回路３２の小型化、低損失化を考慮すると、50%に設定するのが理想的である。しかし、ここでは、２つの主スイッチング素子２４(1)，２４(2)が同時にオンする不具合を回避するため、デッドタイム（２つともオフさせる短い時間）を設けてある。

さらに制御回路１６には、あらかじめ電流基準値Ikrが設定されており、電流検出回路１４が出力した電流検出信号Ikと比較される。電流基準値Ikrは、出力電流Ioの過電流閾値Iorに対応する値であり、制御回路１６は、電流検出信号Ikが電流基準値Ikr以下のときは通常状態であると認識し、電流基準値Ikrを超えると過電流状態であると認識する。

制御回路１６は、通常状態（Ik≦Ikr）のときは、上記のように、時比率D＝Dr、スイッチング周波数Fsw＝Frの駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を出力する。一方、過電流状態（Ik＞Ikr）になると、時比率Dを時比率基準値Drに保持したまま、周波数基準値Frよりも高いスイッチング周波数Fswの駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を出力する。

次に、スイッチング電源装置１０の動作及び制御方法について説明する。なお、説明を容易にするため、ここでは時比率基準値Drが50％であると仮定し、上記デッドタイムの影響を無視して説明する。

図２の上側のグラフは、上述した制御回路１６の動作を表わしたもので、横軸が電流検出信号Ik、縦軸がスイッチング周波数Fswである。図２の下側のグラフは、横軸が出力電流Io、縦軸が出力電圧Voである。グラフの下方に記載したように、通常状態は、出力電流Ioが過電流閾値Ior以下の領域、すなわち電流検出信号Ikが電流基準値Ikr以下の領域である。また、過電流状態は、出力電流Ioが過電流閾値Iorを超える領域、すなわち電流検出信号Ikが電流基準値Ikrを超える領域である。

スイッチング電源装置１０の通常状態の動作点Ａでは、出力電流Ioが過電流閾値Iorの約1/2で、電流検出信号Ikが電流基準値Ikrの約1/2であり、各部の動作波形は図３のように表わされる。駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)は、共に時比率Dが時比率基準値Dr、スイッチング周波数Fswが周波数基準値Frである。

駆動パルスVgs(1)がハイレベルの期間T1の動作は、図４（ａ）に示す等価回路で説明することができる。この等価回路は、主トランス２８をリケージインダクタ２８ｃを含むＴ型等価回路で表わし、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)、整流回路３０の４つのダイオードを開閉スイッチで表わしてある。期間T1は、主スイッチング素子２４(1)がオンし、主スイッチング素子２４(2)がオフし、一次巻線２８ａに入力コンデンサ２６(1)が並列接続される形になる。そして、一次巻線２８ａの両端に、ドットを付した側が高電位となる電圧（1/2Vi）が印加され、スイッチング電流Id(1)が矢印の経路に流れる。

駆動パルスVgs(2)がハイレベルの期間T2の動作は、図４（ｂ）に示す等価回路で説明することができる。期間T2は、主スイッチング素子２４(2)がオンし、主スイッチング素子２４(1)がオフし、一次巻線２８ａに入力コンデンサ２６(2)が並列接続される形になる。そして、一次巻線２８ａの両端に、ドットを付した側が低電位となる電圧（1/2Vi）が印加され、スイッチング電流Id(2)が矢印の経路に流れる。

スイッチング電流Id(1)は、期間T1が開始した直後の期間t1の間、リケージインダクタ２８ｃの存在により、立ち上がる傾きが、理想的な立ち上がりよりも傾斜した傾きに制限される。リケージインダクタ２８ｃの電流は、期間T2が終了する時点で整流回路３０から主スイッチング素子２４(2)に向かって流れており、期間T1に移行すると、電流の向きが反転する。しかし、リケージインダクタ２８ｃは誘導性素子であり、自己の電流の向きを反転させるのに所定の時間を要するので、その間、スイッチング電流Id(1)の立ち上がる傾きが、所定の傾きを持ったものに制限されることになる（期間t1）。スイッチング電流Id(1)が立ち上がる傾きは、リケージインダクタ２８ｃのインダクタンスが大きいほど緩くなり、その分、期間t1が長くなる。

スイッチング電流Id(2)についても同様に、期間T2が開始した直後の期間t2の間、リケージインダクタ２８ｃの存在により、立ち上がる傾きが、理想的な立ち上がりよりも傾斜した傾きに制限される。リケージインダクタ２８ｃの電流は、期間T1が終了する時点で主スイッチング素子２４(1)から整流回路３０に向かって流れており、期間T1に移行すると、電流の向きが反転する。しかし、リケージインダクタ２８ｃは、自己の電流の向きを反転させるのに所定の時間を要するので、その間、スイッチング電流Id(2)の立ち上がる傾きが、所定の傾きを持ったものに制限されることになる（期間t2）。スイッチング電流Id(2)が立ち上がる傾きも、リケージインダクタ２８ｃのインダクタンスが大きいほど緩くなり、その分、期間t2が長くなる。

図２の動作点Ｂは、出力電流Ioが過電流閾値Iorに達した状態であり、各部の動作波形は図５のように表わされる。駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)は、時比率Dが時比率基準値Drを維持しているが、スイッチング周波数FswがFb（＞周波数基準値Fr）に変化している。駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)のロジックとスイッチング電流Id(1)，Id(2)が流れるタイミングの関係は動作点Ａと同様であり、各素子の動作も、図４（ａ），（ｂ）の等価回路のように表わすことができる。

図５の期間t1，t2の動作についても、動作点Ａの場合と同様である。動作点Ｂの波形で特徴的なのは、スイッチング動作の１周期（1/Fsw）に占める期間t1，t2の割合が、動作点Ａのときに比べて高くなっている点である。期間t1，t2は、図４から分かるように、主トランス２８の一次巻線２８ａから二次巻線２８ｂへの電力伝送が実質的に制限される期間であり、期間t1，t2の長さは、スイッチング周波数Fswが変化しても、ほとんど変化しない。したがって、この期間t1，t2の割合が一定以上に高くなると、出力電圧Voに対する影響が大きくなる。しかし、動作点Ａから動作点Ｂまでの範囲であれば出力電圧Voに与える影響は小さく、出力電圧Voは、ほぼ通常状態の電圧Vorに保持される。

次に、図２の過電流状態の動作点Ｃは、出力電流Ioが過電流閾値Iorを超えている状態であり、各部の動作波形は図６のように表わされる。駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)は、時比率Dが時比率基準値Drを維持しているが、スイッチング周波数FswがFc（＞動作点Ｂの周波数Fb＞周波数基準値Fr）に変化している。駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)のロジックとスイッチング電流Id(1)，Id(2)が流れるタイミングの関係は動作点Ａ，Ｂと同様であり、各素子の動作も、図４（ａ），（ｂ）の等価回路のように表わすことができる。

図６の期間t1，t2の動作についても、動作点Ａ，Ｂと同様である。動作点Ｃの波形で特徴的なのは、スイッチング動作の１周期（1/Fc）に占める期間t1，t2の割合が動作点Ｂのときよりも一層高くなっている点である。上記のように、期間t1，t2は、主トランス２８の一次巻線２８ａから二次巻線２８ｂへの電力伝送が実質的に制限される期間である。したがって、動作点Ｃでは、スイッチング電流Id(1)，Id(2)の立ち上がる傾きが制限される動作により、出力電圧Voが通常状態の電圧Vorから大幅に低下し、出力電流Io（又は電流検出信号Ik）の増加が抑制される。

駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)は、動作点が変化するとスイッチング周波数Fswが変化するが、オンの時比率Dは時比率基準値Dr（≒50％）のまま変化しない。したがって、整流回路３０が出力する整流電圧Vsは、どの動作点においても、一定の電圧（ほぼ直流の電圧）となるので、平滑インダクタ３４を有さない出力平滑回路３２ａでも、常に低リップルの出力電圧Voを生成することができる。

以上説明したように、第一実施形態のスイッチング電源装置１０及びその制御方法によれば、出力電流Ioが過電流状態になったとき、出力電流Ioの増加を抑制し、出力電圧Voも低下させる過電流保護動作が確実に行われ、負荷１８を焼損させる事故や、スイッチング電源装置１０の内部素子の故障を防止でき、従来と同様に高い安全性を得ることができる。

さらに、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のオンの時比率Dは、過電流状態になっても通常状態とほぼ同じなので、従来のように過電流状態の出力リップルを低減するための大型の平滑インダクタを設ける必要がない。また、従来の構成に対して特別な回路素子を追加する必要がない。したがって、装置の大幅な小型化、コストの低減、平滑インダクタを設けた場合に生じる損失（銅損など）の削減、等の優れた効果を得ることができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第二実施形態について、図７に基づいて説明する。ここで、上記実施形態と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。第二実施形態のスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置１０と同様の回路構成であるが、異なるのは、制御回路１６に新規な機能が追加されている点である。以下、第二実施形態で使用される制御回路に１６(sf)の符号を付して区別し、主に追加された機能について説明する。

制御回路１６(sf)は、制御回路１６の機能に加え、スイッチング動作の開始時、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のスイッチング周波数Fswが周波数基準値Frよりも高くなるように駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を生成し、その後、時間の経過と共に駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)を変化させ、スイッチング周波数Fswを周波数基準値Frに近づける機能を備えている。ここで、スイッチング動作の開始時とは、例えばスイッチング電源装置１０に入力電圧Viが投入されてしばらくの時間のことである。

制御回路１６(sf)を備えたスイッチング電源装置１０の動作は、図７のグラフで表わされる。上側のグラフは、横軸が時間（起点はスイッチング動作の開始時）であり、縦軸は、スイッチング周波数Fswである。下側のグラフは、横軸が同様に時間（起点はスイッチング動作の開始時）であり、縦軸が出力電圧Voである。以下、起動期間１、起動期間２、通常状態について順番に説明するが、その際、これらの期間中に出力電流信号Ikが電流基準値Ikrを超えない設定になっていると仮定する。

まず、起動期間１は、スイッチング動作により平滑コンデンサ３６が徐々に充電され、出力電圧Voが本来の電圧Vorに向かって上昇している期間である。起動期間１の中の動作点Ｄは、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の時比率Dが基準時比率Drで、スイッチング周波数FswがFc（＞周波数基準値Fr）である。動作点Ｄにおける各部の動作波形は、図６の動作点Ｃの動作波形（Ik/Io波形を除く）と同様である。

図６の波形で特徴的なのは、スイッチング動作の１周期に占める期間t1，t2の割合が非常に高くなっている点であり、上記のように、期間t1，t2は、主トランス２８の一次巻線２８ａから二次巻線２８ｂへの電力伝送が実質的に制限される期間である。したがって、動作点Ｄでは、スイッチング電流Id(1)，Id(2)が立ち上がる傾きが制限される動作により、出力電流Ioに相当する平滑コンデンサ３６の充電電流（又は電流検出信号Ik）が抑制され、その結果、出力電圧Voは、立ち上がる傾きが制限されながら緩やかに上昇する。

起動期間２は、スイッチング周波数Fswが周波数基準値Frに向かって徐々に低下している途中であって、出力電圧Voが本来の電圧Vorに達して一定になっている期間である。起動期間２の開始点である動作点Ｅは、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の時比率Dが基準時比率Drで、スイッチング周波数FswがFb（Fc＞Fb＞Fr）である。動作点Ｅにおける各部の動作波形は、図５の動作点Ｂの波形（Ik/Io波形を除く）と同様である。動作点Ｅでは、スイッチング動作の１周期が1/Fbであり、期間t1，t2の割合がやや高いが、出力電圧Voに与える影響は小さく、出力電圧Voは、ほぼ通常状態の電圧Vorとなる。

通常状態の中の動作点Ｆは、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の時比率Dが基準時比率Drで、スイッチング周波数Fswが基準周波数Frである。動作点Ｆにおける各部の動作波形は、図３の動作点Ａの動作波形と同様である。

以上説明したように、制御回路１６(sf)を備えた第二実施形態のスイッチング電源装置１０は、第一実施形態のスイッチング電源装置１０の優れた作用効果に加え、さらに、スイッチング動作の開始時にソフトスタート動作を実現できるという利点がある。

上記のように、起動期間１において、スイッチング電流Id(1)，Id(2)の立ち上がる傾きが制限される動作により、出力電流Ioに相当する平滑コンデンサ３６の充電電流（又は電流検出信号Ik）が抑制され、その結果、出力電圧Voは、立ち上がる傾きが制限されながら緩やかに上昇する。この動作により、スイッチング電源装置の内部素子に過大な電気ストレスが加わるのを防止することができ、また負荷１８の特性に合わせて出力電圧Voの立ち上がるスピードを自在に調節することができる等の効果が得られる。これらの効果は、背景技術で説明した「オンの時比率を変化させる従来のソフトスタート動作」によって得られる効果と共通する点が多い。

なお、上記の第二実施形態の動作及び制御方法は、起動期間１と起動期間２を経て通常状態に至るまでの間、過電流保護の動作が行われない（出力電流信号Ikが電流基準値Ikrを超えない）と仮定した場合について説明したが、出力電圧Voの立ち上がり特性の調節は、ソフトスタート動作と過電流保護動作を併用して行っても構わない。例えば、平滑コンデンサ３４として大容量のコンデンサを使用した場合や、負荷１８が内部に大容量のコンデンサを有している場合には、ソフトスタート動作と過電流保護動作を併用したソフトスタート動作が行われる。

スイッチング電源装置の出力に大容量のコンデンサが付加された場合、第二実施形態のソフトスタート動作（スイッチング周波数Fswが周波数基準値Frに向かって徐々に低下して行く動作）を行うと、スイッチング電源装置は、コンデンサに対して大きな充電電流を流すため、電流検出回路１４が出力する電流検出信号Ikが電流基準値Ikrに達する。電流検出信号Ikが電流基準値Ikrに達すると、制御回路１６(sf)は、スイッチング周波数Fswが周波数基準値Frに向かって徐々に低下して行く動作を中断する。すなわち、スイッチング周波数Fswを変化させないことで、大容量のコンデンサの充電電流（又は電流検出信号Ik）の増加が抑制される。この状態でも、大容量のコンデンサの充電は継続されるため、出力電圧Voは上昇する。出力電圧Voが上昇することで、大容量のコンデンサの充電電流（又は電流検出信号Ik）が減少する。そして、電流検出信号Ikが電流基準値Ikr以下になると、制御回路１６(sf)は、スイッチング周波数Fswが周波数基準値Frに向かって徐々に低下させるソフトスタート動作を再開させる。

このように、ソフトスタート動作の途中で電流検出振動Ikが電流基準値Ikrに達した場合に、電流検出振動Ikが電流基準値Ikr以下に低下するまでの間、ソフトスタート動作を中断する設定にすることによって、ソフトスタート動作と過電流保護動作の双方を良好に機能させることができる。また、ソフトスタート動作が行われているときの電流基準値Ikrは、通常状態における電流基準値Ikrと同じである必要は無く、低い値や高い値に変化させるよう設定することで、出力電圧Voの立ち上がり特性の調節の自由度をさらに高くすることができる。

なお、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法は、上記実施形態に限定されるものではない。上記実施形態では、スイッチング電流Id(1)，Id(2)が立ち上がる傾きが主トランス２８のリケージインダクタ２８ｃによって制限され、期間t1，t2が発生する動作を説明したが、他の方法で期間t1，t2の長さを調節しても構わない。例えば、一次巻線２８ａと直列に独立したインダクタ素子を挿入したり、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)がローレベルからハイレベルに上昇する傾きを緩くして、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のオンスピード（ドレインソース間の抵抗値が低下するスピード）を遅くしたりする等の方法が考えられる。

上記実施形態では、平滑コンデンサ３４だけの出力平滑回路３２ａについて説明したが、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の時比率Dが50％（時比率基準値Dr＝50％）に設定できれば、原理的には、平滑コンデンサ３４も省略することができる。整流回路３０が出力する整流電圧Vsが理想的な直流電圧となり、平滑する必要がないからである。しかし、平滑コンデンサ３４を設けると、負荷１８の急変に対する出力電圧Voの変動を小さくしたり、リップルノイズを除去したりする効果が得られる点に留意する。また、駆動パルスVgs(1)，Vgs(2)の時比率Dを低くして、主スイッチング素子２４(1)，２４(2)のデッドタイム（共にオフする時間）を長くする場合は、LCフィルタの構成の出力平滑回路３２（平滑インダクタ３６、平滑コンデンサ３４）を設けるとよい。平滑インダクタ３４は、時比率Dが50％に近ければ、小さいインダクタンスでも十分であり、例えば、配線パターンに寄生するインダクタンスで代用することも可能である。

スイッチング電源装置１０の場合、インバータ回路２０がハーフブリッジ方式であるが、フルブリッジ方式に変更しても同様の作用効果を得ることができる。ただし、フルブリッジ方式の場合は、図８（ａ）に示すインバータ回路３８のように、主スイッチング素子が４つあるので、２４(1)の符号を付した２つの主スイッチング素子を上記の駆動パルスVgs(1)で駆動し、２４(2)の符号を付した２つの主スイッチング素子を上記の駆動パルスVgs(2)で駆動するとよい。また、図８（ｂ）に示すように、プッシュプル方式のインバータ回路４０に変更しても、同様の作用効果を得ることができる。この場合は、２４(1)の符号を付した一方の主スイッチング素子を上記の駆動パルスVgs(1)で駆動し、２４(2)の符号を付した他方の主スイッチング素子を上記の駆動パルスVgs(2)でオンオフさせるとよい。

また、スイッチング電源装置１０の場合、ハーフブリッジ方式のインバータ回路２０に対して全波整流方式の整流回路３０が設けられているが、図８（ｃ）に示すセンタタップ方式の整流回路４２に変更しても、同様の作用効果を得ることができる。これは、フルブリッジ方式のインバータ回路３８、プッシュプル方式のインバータ回路４０についても同様である。

さらに、インバータ回路及び整流回路を、図９に示すインバータ回路４４及び整流回路４６のように、シングルエンディッドフォワード方式の２つの回路を並列接続してインターリーブ動作を行う構成にしてもよく、上記と同様の作用効果を得ることができる。この場合、２４(1)の符号を付した主スイッチング素子を上記の駆動パルスVgs(1)で駆動し、２４(2)の符号を付した他の主スイッチング素子を上記の駆動パルスVgs(2)で駆動するとよい。

また、図８（ａ），（ｂ），（ｃ）、図９で説明した各変形例には、LCフィルタの構成の出力平滑回路３２が設けられているが、図１のスイッチング電源装置１０の場合と同様に、デッドタイム等の条件が合えば、平滑インダクタ３６を省略したり、出力平滑回路３２を省略することも可能である。

１０ スイッチング電源装置
１２ 電力変換部
１４ 電流検出回路
１６ 制御回路
２０，３８，４０，４４ インバータ回路
２４(1)，２４(2) 主スイッチング素子
２８ 主トランス
２８ａ 一次巻線
２８ｂ 二次巻線
２８ｃ リケージインダクタ
３０，４２，４６ 整流回路
３２ 出力平滑回路
３４ 平滑コンデンサ
３６ 平滑インダクタ
D オンの時比率
Dr 時比率基準値
Fr 周波数基準値
Fsw スイッチング周波数
Id1(1)，Id(2) スイッチング電流
Ik 電流検出信号
Ikr 電流基準値
Io 出力電流
Vgs(1)，Vgs(2) 駆動パルス
Vi 入力電圧
Vo 出力電圧
Vs 整流電圧

Claims (6)

1. 主スイッチング素子のスイッチング動作によって入力電圧を所定の出力電圧に変換し、負荷に前記出力電圧及び出力電流を供給する電力変換部と、前記主スイッチング素子をオンオフさせるための駆動パルスを出力する制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、
   前記出力電流又はこれに相当する電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路が設けられ、
   前記電力変換部には、前記主スイッチング素子、及びそのスイッチング動作によって発生した断続電圧を一次巻線に受け、二次巻線から出力する主トランスで構成されたインバータ回路と、前記二次巻線の電圧を整流する整流回路とが設けられ、
   前記制御回路には、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する周波数基準値と、前記電流検出信号と比較される電流基準値とが設定され、
   前記制御回路は、前記電流検出信号が前記電流基準値以下のときは、スイッチング周波数が前記周波数基準値となるように前記駆動パルスを生成し、前記電流検出信号が前記基準電流値を超えると、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数が前記周波数基準値よりも高くなるように前記駆動パルスを生成し、前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流の立ち上がりの傾きにより前記出力電流の増加を抑制することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記制御回路は、スイッチング動作の開始時に、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数が前記周波数基準値よりも高くなるように前記駆動パルスを生成し、前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流の立ち上がりの傾きにより前記出力電圧の立ち上がる傾きを制限し、その後、前記駆動パルスを変化させ、スイッチング周波数を前記周波数基準値に近づける請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記インバータ回路は、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式、又はプッシュプル方式である請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記主スイッチング電流が立ち上がる傾きは、前記主トランスのリケージインダクタによって制限される請求項１乃至３のいずれか記載のスイッチング電源装置。
5. 主スイッチング素子と、主トランスで構成されたインバータ回路と、前記主トランスの二次巻線の電圧を整流する整流回路とを有し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作によって入力電圧を所定の出力電圧に変換し、負荷に前記出力電圧及び出力電流を供給するスイッチング電源装置の制御方法であって、
   あらかじめ、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する周波数基準値と、前記電流検出信号と比較される電流基準値とを設定し、
   前記出力電流又はこれに相当する電流を検出して電流検出信号を取得し、前記電流検出信号が前記電流基準値以下のときは、スイッチング周波数が前記周波数基準値となるように前記主スイッチング素子を駆動し、
   前記電流検出信号が前記基準電流値を超えると、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を、前記出力電流の増加を抑制するように、前記周波数基準値よりも高くすることを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
6. スイッチング動作の開始時は、前記出力電圧の立ち上がる傾きを制限するように、前記周波数基準値よりも高いスイッチング周波数で前記主スイッチング素子をオンオフさせ、
   その後、スイッチング周波数を変化させ、前記周波数基準値に近づける請求項５記載のスイッチング電源装置の制御方法。
   

Images