JP2012005265A

JP2012005265A - Ｄｃｄｃコンバータ

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Publication number: JP2012005265A
Application number: JP2010138734A
Authority: JP
Inventors: Eiji Takegami; 栄治竹上; Eiichi Takahashi; 栄一高橋
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2010-06-17
Filing date: 2010-06-17
Publication date: 2012-01-05
Anticipated expiration: 2030-06-17
Also published as: JP5138002B2

Abstract

【課題】ＤＣＤＣコンバータの遮断時にスイッチング素子にかかる電圧ストレスを低減する。
【解決手段】トランスＴの１次側に流れる電流の経路を制御するスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２と、直流電源１からの電流をトランスＴの１次側に供給するインダクタＬ１と、トランスＴの２次側から出力される交流を整流する整流器２と、インダクタＬ１に流れる電流を吸収可能なスナバ回路４と、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２を所定のデューディ比でオン／オフさせるスイッチング制御部５と、トランスＴに流れる電流の遮断時にインダクタＬ１に流れる電流Ｉｃをスナバ回路４にて吸収させるスナバ制御部６を設ける。
【選択図】図１

Description

本発明はＤＣＤＣコンバータに関するものである。

ＤＣＤＣコンバータでは、スイッチング素子のオン／オフによってトランスに流れる電流を制御することで、電力変換を行うようにした電流形絶縁コンバータがある（特許文献１）。

特開昭６２−２０３５５９号公報

しかしながら、従来の電流形絶縁コンバータでは、出力電圧が入力電圧×巻線比以下の場合には、インダクタ電流が無制限に流れるため、電流形絶縁コンバータを頻繁に停止させなければならないという問題があった。

また、電流形絶縁コンバータの遮断時には、インダクタ電流の急変に対応してスイッチング素子に過大な電圧がかかり、スイッチング素子に過大な電圧ストレスが発生するという問題があった。

そこで、本発明の第１の目的は、ＤＣＤＣコンバータの遮断時にスイッチング素子にかかる電圧ストレスを低減することが可能なＤＣＤＣコンバータを提供することである。

本発明の第２の目的は、ＤＣＤＣコンバータの起動時に流れるインダクタ電流を低減することが可能なＤＣＤＣコンバータを提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載のＤＣＤＣコンバータによれば、トランスの１次側に流れる電流の経路を制御するスイッチング素子と、直流電源からの電流を前記トランスの１次側に供給するインダクタと、前記トランスの２次側から出力される交流を整流する整流器と、前記インダクタに並列に接続され、前記インダクタに流れる電流を吸収可能なスナバ回路と、前記スイッチング素子を所定のデューディ比でオン／オフさせるスイッチング制御部と、前記トランスに流れる電流の遮断時に前記インダクタに流れる電流を前記スナバ回路にて吸収させるスナバ制御部とを備えることを特徴とする。

また、請求項２記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記スイッチング素子は、前記トランスの一端と前記直流電源の負極側との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記トランスの他端と前記直流電源の負極側との間に接続された第２のスイッチング素子とを備え、前記インダクタは、前記トランスの中間タップと前記直流電源の正極側との間に接続されていることを特徴とする。

また、請求項３記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記スイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが互いに直列に接続された第１の直列回路と、第３および第４のスイッチング素子が互いに直列に接続された第２の直列回路とを備え、前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とは互いに並列に接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に前記トランスの１次巻線が接続され、前記第１および第３のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の正極側との間にインダクタが接続されていることを特徴とする。

また、請求項４記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記スナバ回路は、抵抗とコンデンサの並列回路と、前記スナバ制御部によるオン／オフ制御に基づいて、前記インダクタに流れる電流を前記並列回路に流したり、前記インダクタに流れる電流が前記並列回路に流れるのを遮断したりする第３のスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流が前記第３のスイッチング素子のボディダイオードを介して前記並列回路に流れるのを防止するダイオードとを備えることを特徴とする。

また、請求項５記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記整流器から負荷に流れる電流をオン／オフするスイッチと、前記整流器から前記負荷に供給される出力電圧が、前記直流電源からの入力電圧に前記トランスの巻線比を乗じた値以下の場合、前記ＤＣＤＣコンバータの起動時に前記スイッチをオフする起動制御部とを備えることを特徴とする。

また、請求項６記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記インダクタに流れる電流が所定値を超える場合、前記トランスに流れる電流の遮断させる過電流保護部と、前記整流器の後段に接続された平滑コンデンサとをさらに備え、前記起動制御部は、前記トランスに流れる電流の遮断後に前記トランスに流れる電流を再開させることを繰り返させることにより、前記負荷に供給される出力電圧を段階的に上昇させることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、ＤＣＤＣコンバータの遮断時にスイッチング素子にかかる電圧ストレスを低減することが可能となる。

図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。図２は、図１のＤＣＤＣコンバータの各部の波形を示すタイミングチャートである。図３は、本発明の第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。図４は、図３のＤＣＤＣコンバータの各部の波形を示すタイミングチャートである。図５は、図１または図３のＤＣＤＣコンバータに用いられるスナバ回路のその他の例を示す回路図である。図６は、図１または図３のＤＣＤＣコンバータに用いられるスナバ回路のさらにその他の例を示す回路図である。図７は、図１または図３のＤＣＤＣコンバータに用いられるスナバ回路のさらにその他の例を示す回路図である。図８は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータについて図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図１において、このＤＣＤＣコンバータには、トランスＴの１次側に流れる電流の経路を制御するスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２と、直流電源１からの電流をトランスＴの１次側に供給するインダクタＬ１と、トランスＴの２次側から出力される交流を整流する整流器２と、インダクタＬ１に流れる電流を吸収可能なスナバ回路４と、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２を所定のデューディ比でオン／オフさせるスイッチング制御部５と、トランスＴに流れる電流の遮断時にインダクタＬ１に流れる電流Ｉｃをスナバ回路４にて吸収させるスナバ制御部６が設けられている。

また、整流器２の後段には平滑コンデンサＣ０が接続され、平滑コンデンサＣ０の後段には負荷３が接続されている。なお、負荷３としては、例えば、直流で動作する電子機器であってもよいし、蓄電池であってもよいし、直流モータであってもよい。また、整流器２としては、例えば、ダイオードブリッジを用いることができる。

ここで、スイッチング素子Ｍ１はトランスＴの一端と直流電源１の負極側との間に接続され、スイッチング素子Ｍ２はトランスＴの他端と直流電源１の負極側との間に接続されている。インダクタＬ１は、トランスＴの中間タップと直流電源１の正極側との間に接続されている。スナバ回路４はインダクタＬ１に並列に接続されている。なお、直流電源１とインダクタＬ１とで電流源を構成することができ、この電流源からの電流がスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２にて制御されることにより、このＤＣＤＣコンバータは電流形絶縁コンバータとして動作することができる。

ここで、スナバ回路４には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路と、スイッチング素子Ｍ３と、ダイオードＤ１とが設けられている。スイッチング素子Ｍ３は、スナバ制御部６によるオン／オフ制御に基づいて、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃを抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流したり、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流れるのを遮断したりすることができる。ダイオードＤ１は、インダクタＬ１に流れる電流がスイッチング素子Ｍ３のボディダイオードを介して抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流れるのを防止することができる。

ここで、スイッチング素子Ｍ３は、インダクタＬ１の一端と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路の一端との間に接続されている。ダイオードＤ１は、インダクタＬ１の他端と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路の他端との間に接続されている。また、ダイオードＤ１の向きは、ダイオードＤ１の順方向と、スイッチング素子Ｍ３のボディダイオードの順方向とが対向するように決めることができる。

なお、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ３としては、電界効果トランジスタを用いるようにしてもよいし、バイポーラトランジスタを用いるようにしてもよいし、ＩＧＢＴを用いるようにしてもよい。また、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ３には、ボディダイオードを寄生的に形成することができる。あるいは、ボディダイオードを積極的に形成するようにしてもよい。

図２は、図１のＤＣＤＣコンバータの各部の波形を示すタイミングチャートである。
図２において、直流電源１からの直流はインダクタＬ１を介してトランスＴの１次側に供給される。そして、ＤＣＤＣコンバータの動作期間Ｋ１では、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２がオン／オフ制御されることによりプッシュプル動作される。このため、トランスＴの１次側に流れる電流の反転が繰り返され、直流電源１からの直流が交流に変換された後、トランスＴの２次側から出力される。そして、トランスＴの２次側から出力された交流は、整流器２にて整流された後、平滑コンデンサＣ０にて平滑化されることで直流に変換され、負荷３に供給される。

この時、スイッチング素子Ｍ３はスナバ制御部６にてオフされ、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流れるのを防止される。また、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが、スイッチング素子Ｍ３のボディダイオードを介して抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流れるのをダイオードＤ１によって防止される。

なお、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のデューディ比は５０％以上とし、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のオン期間に重なりが発生するようにスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のオンタイミングを制御することができる。また、トランスＴの偏磁を防止するために、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のデューディ比は一致させるようにしてもよい。

ＤＣＤＣコンバータの動作期間Ｋ１では、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の少なくともいずれか一方が必ずオンし、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２が同時にオフされることがないように、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のオンタイミングが制御される。

そして、ＤＣＤＣコンバータの遮断期間Ｋ２において、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２がオフされることで、トランスＴの１次側に流れる電流が遮断される。

この時、スイッチング素子Ｍ３はスナバ制御部６にてオンされ、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流されるように制御される。ここで、トランスＴの１次側に流れる電流が遮断されたために、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが急変し、インダクタＬ１の電圧が急増すると、コンデンサＣ１が急速に充電され、インダクタＬ１の電圧が抑えられる。このため、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２にかかる過大な電圧を低減させることができ、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２に発生する過大な電圧ストレスを抑制することができる。

そして、コンデンサＣ１に充電された電荷は抵抗Ｒ１を介して徐々に放電され、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃは徐々に低下される。

図３は、本発明の第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図３において、このＤＣＤＣコンバータには、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃをモニタする電流モニタ７、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが所定値を超える場合、トランスＴに流れる電流の遮断させる過電流保護部８、整流器２から負荷３に供給される出力電圧Ｖｏをモニタする電圧モニタ９、整流器２から負荷３に流れる電流をオン／オフするスイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ１をオン／オフ制御する起動制御部１０が図１の構成に追加されている。

ここで、起動制御部１０は、整流器か２ら負荷３に供給される出力電圧Ｖｏが、直流電源１からの入力電圧にトランスＴの巻線比を乗じた値以下の場合、ＤＣＤＣコンバータの起動時にスイッチＳＷ１をオフさせることができる。

また、起動制御部１０は、トランスＴに流れる電流の遮断後にトランスＴに流れる電流を再開させることを繰り返させることにより、負荷３に供給される出力電圧Ｖｏをヒックアップ動作により段階的に上昇させることができる。

図４は、図３のＤＣＤＣコンバータの各部の波形を示すタイミングチャートである。
図４において、ＤＣＤＣコンバータが起動されると、電圧モニタ９にて出力電圧Ｖｏがモニタされ、起動制御部１０に出力される。そして、起動制御部１０において、出力電圧Ｖｏが、直流電源１からの入力電圧にトランスＴの巻線比を乗じた値以下の場合、スイッチＳＷ１がオフされる。

また、ＤＣＤＣコンバータの動作期間Ｋ１では、スイッチング素子Ｍ３はスナバ制御部６にてオフされ、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流れるのを防止される。そして、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２がスイッチング制御部５にてオン／オフ制御されることによりプッシュプル動作される。このため、トランスＴの１次側に流れる電流の反転が繰り返されることで、直流電源１からの直流が交流に変換された後、トランスＴの２次側から出力される。そして、トランスＴの２次側から出力された交流は、整流器２にて整流された後、平滑コンデンサＣ０にて平滑化されることで直流に変換され、平滑コンデンサＣ０に充電されることで、出力電圧Ｖｏが徐々に上昇する。

この時、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃは電流モニタ７にてモニタされ、過電流保護部８に出力される。そして、過電流保護部８において、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが制限値ＶＰを超えると、スイッチング制御部５にてスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２をオフさせることにより、トランスＴに流れる電流を遮断させ、ＤＣＤＣコンバータが遮断期間Ｋ２に移行される。

スイッチング制御部５にてスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２をオフさせると、スイッチング素子Ｍ３がスナバ制御部６にてオンされる。このため、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路に流されるように制御され、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２に発生する過大な電圧ストレスが抑制される。そして、コンデンサＣ１に充電された電荷は抵抗Ｒ１を介して徐々に放電され、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃは徐々に低下される。

コンデンサＣ１に充電された電荷が放電された後、ＤＣＤＣコンバータは動作期間Ｋ１に再度移行され、スイッチング素子Ｍ３はスナバ制御部６にてオフされる。そして、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２がスイッチング制御部５にてオン／オフ制御されることによりプッシュプル動作される。このため、トランスＴの１次側に流れる電流の反転が繰り返されることで、直流電源１からの直流が交流に変換された後、トランスＴの２次側から出力される。そして、トランスＴの２次側から出力された交流は、整流器２にて整流された後、平滑コンデンサＣ０にて平滑化されることで直流に変換され、平滑コンデンサＣ０に充電されることで、出力電圧Ｖｏがさらに上昇する。

この時、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃは電流モニタ７にてモニタされ、過電流保護部８に出力される。そして、過電流保護部８において、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｃが制限値ＶＰを超えると、スイッチング制御部５にてスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２をオフさせることにより、トランスＴに流れる電流を遮断させ、ＤＣＤＣコンバータが遮断期間Ｋ２に再度移行される。

以上のように、ＤＣＤＣコンバータの動作期間Ｋ１と遮断期間Ｋ２とが繰り返されることで、平滑コンデンサＣ０からの出力電圧Ｖｏはヒックアップ動作により段階的に上昇される。そして、起動制御部１０において、出力電圧Ｖｏが直流電源１からの入力電圧にトランスＴの巻線比を乗じた値を超えると、スイッチＳＷ１がオンされ、出力電圧Ｖｏが負荷３に供給される。

ここで、ＤＣＤＣコンバータの起動時にスイッチＳＷ１をオフし、平滑コンデンサＣ０から負荷３を切り離すことにより、ＤＣＤＣコンバータの起動時に負荷３に電流が流れないようにすることができる。このため、ＤＣＤＣコンバータの起動時にインダクタＬ１に流れる電流Ｉｃを低減しつつ、出力電圧Ｖｏを上昇させることができ、ＤＣＤＣコンバータの遮断回数を低減させることができる。

なお、上述した第２実施形態では、ＤＣＤＣコンバータの起動時に整流器か２ら負荷３に供給される出力電圧Ｖｏが、直流電源１からの入力電圧にトランスＴの巻線比を乗じた値を超えたら、スイッチＳＷ１をオンさせる方法について説明したが、ＤＣＤＣコンバータの起動時の時間を計時するタイマを設け、ＤＣＤＣコンバータの起動時から所定時間だけ経過したらスイッチＳＷ１をオンさせるようにしてもよい。

図５〜図７は、図１または図３のＤＣＤＣコンバータに用いられるスナバ回路のその他の例を示す回路図である。
図５において、スナバ回路４ａでは、スイッチング素子Ｍ３とダイオードＤ１は直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｍ３とダイオードＤ１の直列回路が、インダクタＬ１の他端と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路の他端との間に接続されている。

図６において、スナバ回路４ｂでは、ダイオードＤ１は、インダクタＬ１の一端と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路の一端との間に接続されている。スイッチング素子Ｍ３は、インダクタＬ１の他端と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路の他端との間に接続されている。

図７において、スナバ回路４ｃでは、スイッチング素子Ｍ３とダイオードＤ１は直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｍ３とダイオードＤ１の直列回路が、インダクタＬ１の一端と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路の一端との間に接続されている。

図５〜図７のいずれかのスナバ回路４ａ〜４ｃを図１または図３のスナバ回路４の代わりに用いるようにしてもよい。また、図１および図５〜図７の接続方法以外の接続方法であってもよい。

図８は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。なお、この第３実施形態では、図１のプッシュプル構成の電流形電力変換器をフルブリッジ構成の電流形電力変換器に置換したものである。
図８において、このＤＣＤＣコンバータでは、図１のトランスＴ、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２およびインダクタＬ１の代わりにトランスＴ２、スイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４およびインダクタＬ２が設けられている。

そして、スイッチング素子Ｍ１１、Ｍ１２は互いに直列に接続され、スイッチング素子Ｍ１３、Ｍ１４は互いに直列に接続されている。スイッチング素子Ｍ１１、Ｍ１２の直列回路とスイッチング素子Ｍ１３、Ｍ１４の直列回路とは互いに並列に接続され、スイッチング素子Ｍ１１、Ｍ１２の接続点とスイッチング素子Ｍ１３、Ｍ１４の接続点との間にはトランスＴ２の１次巻線が接続されている。そして、スイッチング素子Ｍ１１、Ｍ１３の接続点と直流電源１の正極側との間にはインダクタＬ２が接続されている。また、インダクタＬ２にはスナバ回路４が並列に接続されている。

なお、スイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４としては、電界効果トランジスタを用いるようにしてもよいし、バイポーラトランジスタを用いるようにしてもよいし、ＩＧＢＴを用いるようにしてもよい。また、スイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４には、ボディダイオードを形成するようにしてもよい。

ここで、直流電源１とインダクタＬ２とで電流源を構成することができ、この電流源からの電流がスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４にて制御されることにより、電流形電力変換器として動作することができる。

このＤＣＤＣコンバータは、図１のスイッチング素子Ｍ１と同様のオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｍ１２、Ｍ１３のゲートが駆動され、図１のスイッチング素子Ｍ２と同様のオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｍ１１、Ｍ１４のゲートが駆動される。それ以外の動作は、図１のＤＣＤＣコンバータと同様である。

なお、図１のプッシュプル構成の電流形電力変換器では、直流電源１の電圧が低い時や平滑コンデンサＣ０の電圧の変動範囲が狭い時に有効である。図１の電流形電力変換器では、図８のフルブリッジ構成の電流形電力変換器に比べて回路構成を簡単化することができる。

一方、直流電源１の電圧が高い時や平滑コンデンサＣ０の電圧の変動範囲が広い時は、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の電圧ストレスが大きくなるため、図８のフルブリッジ構成の電流形電力変換器が適している。

なお、図８の第３実施形態では、図１のプッシュプル構成の電流形電力変換器をフルブリッジ構成の電流形電力変換器に置換する方法について説明したが、図３のプッシュプル構成の電流形電力変換器をフルブリッジ構成の電流形電力変換器に置換するようにしてもよい。

本発明のＤＣＤＣコンバータは、トランスに流れる電流を制御するスイッチング素子に過大な電圧ストレスがかかるのを抑制することができ、電流形絶縁コンバータに利用することができる。

１直流電源
２整流器
３負荷
４、４ａ〜４ｃスナバ回路
５スイッチング制御部
６スナバ制御部
７電流モニタ
８過電流保護部
９電圧モニタ
１０起動制御部
Ｔ、Ｔ２トランス
Ｃ０平滑コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２インダクタ
Ｒ１抵抗
Ｃ１コンデンサ
Ｄ１ダイオード
Ｍ１〜Ｍ３、Ｍ１１〜Ｍ１４スイッチング素子

Claims

トランスの１次側に流れる電流の経路を制御するスイッチング素子と、
直流電源からの電流を前記トランスの１次側に供給するインダクタと、
前記トランスの２次側から出力される交流を整流する整流器と、
前記インダクタに並列に接続され、前記インダクタに流れる電流を吸収可能なスナバ回路と、
前記スイッチング素子を所定のデューディ比でオン／オフさせるスイッチング制御部と、
前記トランスに流れる電流の遮断時に前記インダクタに流れる電流を前記スナバ回路にて吸収させるスナバ制御部とを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
前記スイッチング素子は、
前記トランスの一端と前記直流電源の負極側との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記トランスの他端と前記直流電源の負極側との間に接続された第２のスイッチング素子とを備え、
前記インダクタは、前記トランスの中間タップと前記直流電源の正極側との間に設けられていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記スイッチング素子は、
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが互いに直列に接続された第１の直列回路と、
第３および第４のスイッチング素子が互いに直列に接続された第２の直列回路とを備え、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とは互いに並列に接続され、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に前記トランスの１次巻線が接続され、
前記第１および第３のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の正極側との間にインダクタが設けられていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記スナバ回路は、
抵抗とコンデンサの並列回路と、
前記スナバ制御部によるオン／オフ制御に基づいて、前記インダクタに流れる電流を前記並列回路に流したり、前記インダクタに流れる電流が前記並列回路に流れるのを遮断したりする第３のスイッチング素子と、
前記インダクタに流れる電流が前記第３のスイッチング素子のボディダイオードを介して前記並列回路に流れるのを防止するダイオードとを備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記整流器から負荷に流れる電流をオン／オフするスイッチと、
前記整流器から前記負荷に供給される出力電圧が、前記直流電源からの入力電圧に前記トランスの巻線比を乗じた値以下の場合、前記ＤＣＤＣコンバータの起動時に前記スイッチをオフさせる起動制御部とを備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記インダクタに流れる電流が所定値を超える場合、前記トランスに流れる電流の遮断させる過電流保護部と、
前記整流器の後段に接続された平滑コンデンサとをさらに備え、
前記起動制御部は、前記トランスに流れる電流の遮断後に前記トランスに流れる電流を再開させることを繰り返させることにより、前記負荷に供給される出力電圧を段階的に上昇させることを特徴とする請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータ。