JP2016171705A - 電源装置 - Google Patents
電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016171705A JP2016171705A JP2015050845A JP2015050845A JP2016171705A JP 2016171705 A JP2016171705 A JP 2016171705A JP 2015050845 A JP2015050845 A JP 2015050845A JP 2015050845 A JP2015050845 A JP 2015050845A JP 2016171705 A JP2016171705 A JP 2016171705A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- switching elements
- snubber
- power supply
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】ノイズの放射元となる配線を短くしてノイズの放射を抑制する。【解決手段】電源装置は、複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の組み合わせが絶縁型トランス7の1次側の巻き線へ電流を通電しない組み合わせの際に動作してリアクタ1に蓄積された電気エネルギーをスナバ用スイッチング素子の作動で解放もしくは消費させるスナバ回路を備え、複数のスイッチング素子及びスナバ用スイッチング素子を単一のパッケージ内の同一基台上に近接して設けると共にスナバ用スイッチング素子と複数のスイッチング素子とをパッケージ内もしくは前記パッケージに隣接してつなげる配線部とを備えるものである。【選択図】図1
Description
本発明は電流形の昇圧回路を有する電源装置に関するものである。
絶縁型トランスの1次側の巻き線に交互に極性を変えて電流を流す電流形昇圧回路を有
する電源装置では、絶縁型トランスの2次側の巻き線に生じる交流電力を整流し平滑した
後直流電力として出力していた。この直流電力は1次側の巻き線に流す電流を制御するこ
とによってその電圧を制御することができ、リアクタに蓄える電磁エネルギーで昇圧され
るものである。
する電源装置では、絶縁型トランスの2次側の巻き線に生じる交流電力を整流し平滑した
後直流電力として出力していた。この直流電力は1次側の巻き線に流す電流を制御するこ
とによってその電圧を制御することができ、リアクタに蓄える電磁エネルギーで昇圧され
るものである。
複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の組み合わせを用いて絶縁型トランスの1次
側の巻き線に通電される電流を制御する場合、複数のスイッチング素子が全てオフ状態に
成る場合がある。この時、リアクタに電磁エネルギーが蓄積されているとこの電磁エネル
ギーの行き場(電流が流れる経路)がなくなりスイッチング素子の端子間電圧を上昇させ
る。この端子間電圧がスイッチング素子の耐圧を超えるとこのスイッチング素子は破損に
至る。スイッチング素子の破損を防止するためにリアクタの電磁エネルギーを解放または
消費させるためにリアクタの両端子にスナバ回路を設けるものがあった。(特許文献1参
照)
側の巻き線に通電される電流を制御する場合、複数のスイッチング素子が全てオフ状態に
成る場合がある。この時、リアクタに電磁エネルギーが蓄積されているとこの電磁エネル
ギーの行き場(電流が流れる経路)がなくなりスイッチング素子の端子間電圧を上昇させ
る。この端子間電圧がスイッチング素子の耐圧を超えるとこのスイッチング素子は破損に
至る。スイッチング素子の破損を防止するためにリアクタの電磁エネルギーを解放または
消費させるためにリアクタの両端子にスナバ回路を設けるものがあった。(特許文献1参
照)
特許文献1にはインダクタ(リアクタに相当)に並列に接続され、インダクタに流れる
電流を吸収可能なスナバ回路が記載されている。このスナバ回路はトランス(絶縁型トラ
ンスに相当)に流れる電流の遮断時にインダクタから流れる電流を吸収させるものであっ
た。インダクタに蓄積された電磁エネルギーを吸収(コンデンサで吸収後に抵抗で消費)
することによってスイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加されこのスイッチング素子が
破損に至ることを防止していた。
電流を吸収可能なスナバ回路が記載されている。このスナバ回路はトランス(絶縁型トラ
ンスに相当)に流れる電流の遮断時にインダクタから流れる電流を吸収させるものであっ
た。インダクタに蓄積された電磁エネルギーを吸収(コンデンサで吸収後に抵抗で消費)
することによってスイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加されこのスイッチング素子が
破損に至ることを防止していた。
リアクタに蓄積された電磁エネルギーをスナバ回路に導く場合、絶縁型トランスの1次
側の巻き線に電流を通電する際の複数のスイッチング素子のオン/オフ状態とスナバ用ス
イッチング素子のオン/オフ状態とは同期させる必要がある。1次側の巻き線に電流を通
電しているときに時にスナバ用スイッチング素子をオン状態にするとこの1次側の巻き線
に電流が流れなくなり電源装置の出力電圧が低下する。またリアクタに電磁エネルギーを
蓄積しているときにスナバ用スイッチング素子をオン状態にするとこの電磁エネルギーが
スナバ回路に吸収され電源装置の出力電圧が低下する。
側の巻き線に電流を通電する際の複数のスイッチング素子のオン/オフ状態とスナバ用ス
イッチング素子のオン/オフ状態とは同期させる必要がある。1次側の巻き線に電流を通
電しているときに時にスナバ用スイッチング素子をオン状態にするとこの1次側の巻き線
に電流が流れなくなり電源装置の出力電圧が低下する。またリアクタに電磁エネルギーを
蓄積しているときにスナバ用スイッチング素子をオン状態にするとこの電磁エネルギーが
スナバ回路に吸収され電源装置の出力電圧が低下する。
このため、1次側巻き線への電流の通電が遮断されてからスナバ用スイッチング素子を
オン状態にするが、この間に時間遅れが生じる。この時間遅れの間にリアクタに蓄積され
ていた電磁エネルギーは複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の変化に伴うスパイク
電圧と共同して高圧のスパイク状の電圧となってリアクタと複数のスイッチング素子とを
繋ぐ配線に生じる。このスパイク状の電圧の立ち上がりが高周波のノイズとなって周囲に
放射される。また、電源装置の出力電圧に生じるリップル成分を抑制するために複数のス
イッチング素子のオン/オフ状態の切り換わり周期を早くするとスイッチング回数の増加
に伴いノイズ量が増加し周囲への影響も大きくなる。
オン状態にするが、この間に時間遅れが生じる。この時間遅れの間にリアクタに蓄積され
ていた電磁エネルギーは複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の変化に伴うスパイク
電圧と共同して高圧のスパイク状の電圧となってリアクタと複数のスイッチング素子とを
繋ぐ配線に生じる。このスパイク状の電圧の立ち上がりが高周波のノイズとなって周囲に
放射される。また、電源装置の出力電圧に生じるリップル成分を抑制するために複数のス
イッチング素子のオン/オフ状態の切り換わり周期を早くするとスイッチング回数の増加
に伴いノイズ量が増加し周囲への影響も大きくなる。
本発明の電源装置はノイズの放射元となる配線を短くしてノイズの放射を抑制するもの
である。
である。
本発明の電源装置は、リアクタを介して得られる直流電流を複数のスイッチング素子の
オン/オフ状態を組み合わせて絶縁型トランスの1次側巻き線へ交互に極性を変えて通電
し、当該絶縁型トランスの2次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を
出力する電源装置において、複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の組み合わせが1
次側の巻き線へ電流を通電しない組み合わせの際に動作してリアクタに蓄積された電気エ
ネルギーをスナバ用スイッチング素子の作動で解放もしくは消費させるスナバ回路を備え
、複数のスイッチング素子及びスナバ用スイッチング素子を単一のパッケージ内の同一基
台上に近接して設けると共に、スナバ用スイッチング素子と複数のスイッチング素子とを
パッケージ内もしくは前記パッケージに隣接してつなげる配線部とを備えるものである。
オン/オフ状態を組み合わせて絶縁型トランスの1次側巻き線へ交互に極性を変えて通電
し、当該絶縁型トランスの2次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を
出力する電源装置において、複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の組み合わせが1
次側の巻き線へ電流を通電しない組み合わせの際に動作してリアクタに蓄積された電気エ
ネルギーをスナバ用スイッチング素子の作動で解放もしくは消費させるスナバ回路を備え
、複数のスイッチング素子及びスナバ用スイッチング素子を単一のパッケージ内の同一基
台上に近接して設けると共に、スナバ用スイッチング素子と複数のスイッチング素子とを
パッケージ内もしくは前記パッケージに隣接してつなげる配線部とを備えるものである。
本発明の電源装置は、複数のスイッチング素子及びスナバ用スイッチング素子を単一の
パッケージ内の同一基台上に設けることにより、ノイズにつながる高電圧がスナバ回路へ
吸収されるまでの配線部を短くしてノイズの放射量または時間を抑制するものである。
パッケージ内の同一基台上に設けることにより、ノイズにつながる高電圧がスナバ回路へ
吸収されるまでの配線部を短くしてノイズの放射量または時間を抑制するものである。
本発明は、リアクタを介して得られる直流電流を複数のスイッチング素子のオン/オフ
状態を組み合わせて絶縁型トランスの1次側巻き線へ交互に極性を変えて通電し、当該絶
縁型トランスの2次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を出力する電
源回路に用いることができるものである。
状態を組み合わせて絶縁型トランスの1次側巻き線へ交互に極性を変えて通電し、当該絶
縁型トランスの2次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を出力する電
源回路に用いることができるものである。
図1は本発明の実施例を示す回路の説明図である。図1において、P及びNは直流電力
が入力される端子であり、例えば太陽電池など出力電圧が自然環境によって変化する直流
電力を出力する直流電源が接続される。
が入力される端子であり、例えば太陽電池など出力電圧が自然環境によって変化する直流
電力を出力する直流電源が接続される。
1はリアクタ、2は6個の電力用のスイッチング素子(2a乃至2f)を単一のパッケ
ージ内に収納しているIPM(Intelligent Power Moduleであ
り電力を制御するパワーMOSFETや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)
などのパワースイッチング素子を収納すると共に、これらスイッチング素子の駆動回路や
自己保護機能を組み込んだ電力用の半導体素子)である。図4にIPM2の外観例を示す
。このIPMの左右には孔がありこの孔を用いてIPM2はヒートシンクに螺子止めされ
る。
ージ内に収納しているIPM(Intelligent Power Moduleであ
り電力を制御するパワーMOSFETや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)
などのパワースイッチング素子を収納すると共に、これらスイッチング素子の駆動回路や
自己保護機能を組み込んだ電力用の半導体素子)である。図4にIPM2の外観例を示す
。このIPMの左右には孔がありこの孔を用いてIPM2はヒートシンクに螺子止めされ
る。
このIPM2は同一の絶縁性を有する基台にスイッチング素子2a乃至2fが隣接して
配置され、これらのスイッチング素子のドライブ回路やドライブ電源回路なども同時にパ
ッケージ内に収納されている。IPM2には、少なくともスイッチング素子2a乃至2f
夫々のエミッタ端子、コレクタ端子、及びオン/オフ状態を制御する信号L、信号S、信
号Dを入力する端子が設けられている。(エミッタ端子、コレクタ端子はスイッチング素
子にトランジスタを用いた際の名称であり、ドレン端子、ソース端子などスイッチング素
子の種類に応じて読み替えるものである。)
配置され、これらのスイッチング素子のドライブ回路やドライブ電源回路なども同時にパ
ッケージ内に収納されている。IPM2には、少なくともスイッチング素子2a乃至2f
夫々のエミッタ端子、コレクタ端子、及びオン/オフ状態を制御する信号L、信号S、信
号Dを入力する端子が設けられている。(エミッタ端子、コレクタ端子はスイッチング素
子にトランジスタを用いた際の名称であり、ドレン端子、ソース端子などスイッチング素
子の種類に応じて読み替えるものである。)
信号Lは比較器3から出力されるアナログレベルの電圧信号(デジタル/アナログ変換
された電圧レベルの信号)であり、スイッチング素子2bのオン/オフ状態の制御に用い
られる。信号Sはスイッチング素子2aのオン/オフ状態を制御するものである。信号D
はスイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fのオン/オフ状態を制御するものであ
る。信号L、信号S、信号Dは制御部4から出力される。
された電圧レベルの信号)であり、スイッチング素子2bのオン/オフ状態の制御に用い
られる。信号Sはスイッチング素子2aのオン/オフ状態を制御するものである。信号D
はスイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fのオン/オフ状態を制御するものであ
る。信号L、信号S、信号Dは制御部4から出力される。
リアクタ1の出力端(2次側)1bには配線5(または配線導体や電装基板上の配線パ
ターンなどを含む)がつながる。この配線5には、ダイオード6を介してスイッチング素
子2aのコレクタ端子、スイッチング素子2cのコレクタ端子、スイッチング素子2eの
コレクタ端子がつながっている。これらの端子は実質的にIPM2の端子であり夫々が隣
接している。従って、ダイオード6のアノード端子とスイッチング素子の2cのコレクタ
端子及びスイッチング素子2eのコレクタ端子とは近接しこれらの端子をつなぐ配線5の
距離は短く構成されている。また、これらの端子は導体バー(配線導体)を用いて直接接
続することも可能である。ダイオード6のカソード端子はスイッチング素子2aのコレク
タ端子に直接接続されている。この配線5は、スイッチング素子2aをIPM2に内蔵し
ていない場合の配線の長さと比べ短くできるものである。
ターンなどを含む)がつながる。この配線5には、ダイオード6を介してスイッチング素
子2aのコレクタ端子、スイッチング素子2cのコレクタ端子、スイッチング素子2eの
コレクタ端子がつながっている。これらの端子は実質的にIPM2の端子であり夫々が隣
接している。従って、ダイオード6のアノード端子とスイッチング素子の2cのコレクタ
端子及びスイッチング素子2eのコレクタ端子とは近接しこれらの端子をつなぐ配線5の
距離は短く構成されている。また、これらの端子は導体バー(配線導体)を用いて直接接
続することも可能である。ダイオード6のカソード端子はスイッチング素子2aのコレク
タ端子に直接接続されている。この配線5は、スイッチング素子2aをIPM2に内蔵し
ていない場合の配線の長さと比べ短くできるものである。
ダイオード6、スイッチング素子2aの直列回路は配線5をリアクタ1の入力端(1次
側)1aにつなげるスナバ回路を構成している。すなわち、スイッチング素子の2cのコ
レクタ端子、スイッチング素子2eのコレクタ端子をリアクタ1の入力端1aにつなげる
ものである。
側)1aにつなげるスナバ回路を構成している。すなわち、スイッチング素子の2cのコ
レクタ端子、スイッチング素子2eのコレクタ端子をリアクタ1の入力端1aにつなげる
ものである。
スイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fは制御部4からの信号Dでオン/オフ
状態が制御され、スイッチング素子2c、スイッチング素子2fがオン状態でスイッチン
グ素子2d乃至スイッチング素子2eがオフ状態の場合と、スイッチング素子2c、スイ
ッチング素子2fがオフ状態でスイッチング素子2d乃至スイッチング素子2eがオン状
態の場合とが交互に繰り返されることにより絶縁型トランス7の1次側巻き線7aへ交互
に極性を変えて電流が通電される。
状態が制御され、スイッチング素子2c、スイッチング素子2fがオン状態でスイッチン
グ素子2d乃至スイッチング素子2eがオフ状態の場合と、スイッチング素子2c、スイ
ッチング素子2fがオフ状態でスイッチング素子2d乃至スイッチング素子2eがオン状
態の場合とが交互に繰り返されることにより絶縁型トランス7の1次側巻き線7aへ交互
に極性を変えて電流が通電される。
絶縁型トランス7の2次側巻き線7bに誘起する交流電力は4つのダイオードをブリッ
ジ状に結線した全波整流回路8で整流されたのちコンデンサ9で平滑され直流電力となる
。この直流電力の電圧は1次側巻き線7aに通電する電流と絶縁型トランス7の巻き線比
に基づき、リップルはスイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fのスイッチング周
波数に基づく。リップルはこの周波数を高くすれば小さくなるが絶縁型トランス7の損失
が増加する。この直流電力は電源装置の出力に相当し、この直流電力は6個のスイッチン
グ素子を3相インバータ回路に結線したインバータ部10で3相の疑似正弦波に変換され
た後、コンデンサ及びリアクタで構成されるフィルタ11を介して高周波成分が除去また
は減衰された後三相交流電力UVWで出力される。この三相交流電力は交流負荷または系
統に重畳することが可能である。インバータ部10のスイッチング素子のオン/オフ状態
を制御する信号Iは制御部から出力され、この信号Iは例えばPWM(Pulse Wi
dth Modulation)方式に基づくものである。尚、インバータ部10の回路
結線をNPC(中性点クランプ)方式や階調方式などの回路結線とすることも可能であり
信号Iは夫々の回路結線に合わせて制御部4で生成すれば良い。
ジ状に結線した全波整流回路8で整流されたのちコンデンサ9で平滑され直流電力となる
。この直流電力の電圧は1次側巻き線7aに通電する電流と絶縁型トランス7の巻き線比
に基づき、リップルはスイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fのスイッチング周
波数に基づく。リップルはこの周波数を高くすれば小さくなるが絶縁型トランス7の損失
が増加する。この直流電力は電源装置の出力に相当し、この直流電力は6個のスイッチン
グ素子を3相インバータ回路に結線したインバータ部10で3相の疑似正弦波に変換され
た後、コンデンサ及びリアクタで構成されるフィルタ11を介して高周波成分が除去また
は減衰された後三相交流電力UVWで出力される。この三相交流電力は交流負荷または系
統に重畳することが可能である。インバータ部10のスイッチング素子のオン/オフ状態
を制御する信号Iは制御部から出力され、この信号Iは例えばPWM(Pulse Wi
dth Modulation)方式に基づくものである。尚、インバータ部10の回路
結線をNPC(中性点クランプ)方式や階調方式などの回路結線とすることも可能であり
信号Iは夫々の回路結線に合わせて制御部4で生成すれば良い。
図2はスイッチング素子2a及びスイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fのオ
ン/オフ状態の変化を示す説明図である。T1の期間では、スイッチング素子2c、スイ
ッチング素子2fがオン状態でスイッチング素子2d、スイッチング素子2eがオフ状態
の場合と、スイッチング素子2c、スイッチング素子2fがオフ状態でスイッチング素子
2d、スイッチング素子2eがオン状態の場合とが交互に繰り返され1周期分の交流電力
が生成され絶縁型トランス7の1次側巻き線7aに供給される。
ン/オフ状態の変化を示す説明図である。T1の期間では、スイッチング素子2c、スイ
ッチング素子2fがオン状態でスイッチング素子2d、スイッチング素子2eがオフ状態
の場合と、スイッチング素子2c、スイッチング素子2fがオフ状態でスイッチング素子
2d、スイッチング素子2eがオン状態の場合とが交互に繰り返され1周期分の交流電力
が生成され絶縁型トランス7の1次側巻き線7aに供給される。
T2の期間ではスイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fがオフ状態となりスイ
ッチング素子2aがオン状態となる。従って、リアクタ1の2次側1bから出力される電
磁エネルギーはダイオード6、スイッチング素子2aを介してリアクタ1の1次側1aに
吸収される。期間T2はこの電磁エネルギーがリアクタ1の抵抗分で消費される時間を考
量して設定される。尚、期間T2の前後には夫々のスイッチング素子の動作遅れを考慮し
てスイッチング素子2aを早めにオン状態に変え、また遅れてオフ状態にしている。スイ
ッチング素子の耐圧、応答速度が充分であれば省略することも可能である。また、絶縁型
トランス7の一次側巻き線7aを流れていた電流があれば同時に吸収される。
ッチング素子2aがオン状態となる。従って、リアクタ1の2次側1bから出力される電
磁エネルギーはダイオード6、スイッチング素子2aを介してリアクタ1の1次側1aに
吸収される。期間T2はこの電磁エネルギーがリアクタ1の抵抗分で消費される時間を考
量して設定される。尚、期間T2の前後には夫々のスイッチング素子の動作遅れを考慮し
てスイッチング素子2aを早めにオン状態に変え、また遅れてオフ状態にしている。スイ
ッチング素子の耐圧、応答速度が充分であれば省略することも可能である。また、絶縁型
トランス7の一次側巻き線7aを流れていた電流があれば同時に吸収される。
この際、スイッチング素子2eのオフ動作とリアクタ1の電磁エネルギーとの共同によ
って生じるスパイク状の高電圧のサージノイズ(またはスイッチングノイズ)も同時にダ
イオード6、スイッチング素子2aを介してリアクタ1の1次側1aに吸収される。この
際、スイッチング素子2eとダイオード6とが近接しこれらをつなぐ配線5の長さが短く
サージノイズを放射するアンテナとして作用する部分が短くサージノイズの周囲への放射
量が抑制される。尚、スイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fで生成される交流
電力の位相が180度ずれている場合、サージノイズはスイッチング素子2cから生じる
が同様な効果が得られる。
って生じるスパイク状の高電圧のサージノイズ(またはスイッチングノイズ)も同時にダ
イオード6、スイッチング素子2aを介してリアクタ1の1次側1aに吸収される。この
際、スイッチング素子2eとダイオード6とが近接しこれらをつなぐ配線5の長さが短く
サージノイズを放射するアンテナとして作用する部分が短くサージノイズの周囲への放射
量が抑制される。尚、スイッチング素子2c乃至スイッチング素子2fで生成される交流
電力の位相が180度ずれている場合、サージノイズはスイッチング素子2cから生じる
が同様な効果が得られる。
比較器3は配線5からダイオード12を介して充電されるコンデンサ13の端子電圧が
所定値以上になった際にスイッチング素子2bをオン状態にする。スイッチング素子2b
がオン状態に成ることによって、配線5が抵抗14、スイッチング素子2bの直列回路を
介してリアクタ1の1次側1aにつながる。従って、コンデンサ13の端子電圧は一定電
圧以下に制御される。この一定電圧(所定値に相当)は制御部4のD/A(任意に変更可
能な電圧)出力端子からの電圧信号Lに相当する。尚、比較器3の動作には所定のディフ
ァレンシャルを設定することも可能である。また、比較器3を用いた動作回路に換えて、
コンデンサ13の端子電圧を制御部4へ取り込み、この制御部4からオンデューティを制
御したスイッチング信号をスイッチング素子2bへ出力するように構成することも可能で
ある。
所定値以上になった際にスイッチング素子2bをオン状態にする。スイッチング素子2b
がオン状態に成ることによって、配線5が抵抗14、スイッチング素子2bの直列回路を
介してリアクタ1の1次側1aにつながる。従って、コンデンサ13の端子電圧は一定電
圧以下に制御される。この一定電圧(所定値に相当)は制御部4のD/A(任意に変更可
能な電圧)出力端子からの電圧信号Lに相当する。尚、比較器3の動作には所定のディフ
ァレンシャルを設定することも可能である。また、比較器3を用いた動作回路に換えて、
コンデンサ13の端子電圧を制御部4へ取り込み、この制御部4からオンデューティを制
御したスイッチング信号をスイッチング素子2bへ出力するように構成することも可能で
ある。
図3は他の実施例を示す要部回路の説明図であり、IPM(図5参照)の出力端子が主
に+端子、−端子、第1相端子U、第2相端子V、第3相端子Wの5端子を備える場合の
ものである。図1に示すスイッチング素子2a乃至スイッチング素子2fに相当するもの
は同一符号を付し、また図1に示す構成に相当するものにも同一符号を付し、また第1図
に示した絶縁型トランス7以後の電力の流れを示す回路は同一の回路構成を用いることが
できるので省略している。このIPM31の左右には孔がありこの孔を用いてIPM31
はヒートシンクに螺子止めされる。
に+端子、−端子、第1相端子U、第2相端子V、第3相端子Wの5端子を備える場合の
ものである。図1に示すスイッチング素子2a乃至スイッチング素子2fに相当するもの
は同一符号を付し、また図1に示す構成に相当するものにも同一符号を付し、また第1図
に示した絶縁型トランス7以後の電力の流れを示す回路は同一の回路構成を用いることが
できるので省略している。このIPM31の左右には孔がありこの孔を用いてIPM31
はヒートシンクに螺子止めされる。
先の実施例との相違は、スイッチング素子2a、スイッチング素子2c、スイッチング
素子2eのコレクタ端子はIPM31内の配線(導体)で接続されて+端子から外部に接
続される構成である。この+端子はリアクタ1の2次側1bに配線32で接続されている
。またスイッチング素子2b、スイッチング素子2d、スイッチング素子2fのエミッタ
端子はIPM31内の配線(導体)で接続されて−端子から外部に接続される。この−端
子は端子Nへ接続されている。
素子2eのコレクタ端子はIPM31内の配線(導体)で接続されて+端子から外部に接
続される構成である。この+端子はリアクタ1の2次側1bに配線32で接続されている
。またスイッチング素子2b、スイッチング素子2d、スイッチング素子2fのエミッタ
端子はIPM31内の配線(導体)で接続されて−端子から外部に接続される。この−端
子は端子Nへ接続されている。
また、スイッチング素子2aのエミッタ端子は第3相端子W、ダイオード33、抵抗3
4を順に介してリアクタ1の1次側1aへ接続される。先の実施例と同様にスイッチング
素子2cまたはスイッチング素子2eのオン/オフ動作とリアクタ1の電磁エネルギーと
の共同によって生じるスパイク状の高電圧のサージノイズ(またはスイッチングノイズ)
をリアクタ1の1次側1aに吸収させるスナバ回路を構成している。この際、スイッチン
グ素子2aとスイッチング素子2cまたはスイッチング素子2eの夫々のコレクタ端子が
IPM31内の配線で接続されているためノイズの放射につながる配線が図1に示すIP
M2を用いた場合より短くなり、ノイズの放射量または放射時間を抑制することができる
ものである。
4を順に介してリアクタ1の1次側1aへ接続される。先の実施例と同様にスイッチング
素子2cまたはスイッチング素子2eのオン/オフ動作とリアクタ1の電磁エネルギーと
の共同によって生じるスパイク状の高電圧のサージノイズ(またはスイッチングノイズ)
をリアクタ1の1次側1aに吸収させるスナバ回路を構成している。この際、スイッチン
グ素子2aとスイッチング素子2cまたはスイッチング素子2eの夫々のコレクタ端子が
IPM31内の配線で接続されているためノイズの放射につながる配線が図1に示すIP
M2を用いた場合より短くなり、ノイズの放射量または放射時間を抑制することができる
ものである。
スイッチング素子2bはオフ状態を維持し、本発明の動作には作用しない。また、スイ
ッチング素子2gはスイッチング素子2bに代わるものであり、IPM31とは別体に設
けられ、かつ配線接続されている。その動作は図1に記載の回路と同様であるため省略す
る。
ッチング素子2gはスイッチング素子2bに代わるものであり、IPM31とは別体に設
けられ、かつ配線接続されている。その動作は図1に記載の回路と同様であるため省略す
る。
本発明は絶縁型トランスを用い太陽電池等の出力電圧が変動する直流出力の電圧を昇降
圧する際のスイッチング素子の動作によるノイズの発生を抑制する電源装置に用いられる
ものである。
圧する際のスイッチング素子の動作によるノイズの発生を抑制する電源装置に用いられる
ものである。
以上、本発明の一実施形態について説明したが、以上の説明は本発明の理解を容易にす
るためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明はその趣旨を逸脱すること
なく、変更、改良され得ると共に本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。
るためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明はその趣旨を逸脱すること
なく、変更、改良され得ると共に本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。
1 リアクタ
2 IPM
4 制御部
5 配線
6 ダイオード
7 絶縁型トランス
8 全波整流回路
9 コンデンサ
10 インバータ部
11 フィルタ
31 IPM
32 配線
33 ダイオード
34 抵抗
2 IPM
4 制御部
5 配線
6 ダイオード
7 絶縁型トランス
8 全波整流回路
9 コンデンサ
10 インバータ部
11 フィルタ
31 IPM
32 配線
33 ダイオード
34 抵抗
Claims (3)
- リアクタを介して得られる直流電流を複数のスイッチング素子のオン/オフ状態を組み
合わせて絶縁型トランスの1次側巻き線へ交互に極性を変えて通電し、当該絶縁型トラン
スの2次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を出力する電源装置にお
いて、
前記複数のスイッチング素子のオン/オフ状態の組み合わせが前記1次側の巻き線へ電
流を通電しない組み合わせの際に動作して前記リアクタに蓄積された電気エネルギーをス
ナバ用スイッチング素子の作動で解放もしくは消費させるスナバ回路を備え、前記複数の
スイッチング素子及び前記スナバ用スイッチング素子を単一のパッケージ内の同一基台上
に近接して設けると共に、スナバ用スイッチング素子と前記複数のスイッチング素子とを
前記パッケージ内もしくは前記パッケージに隣接してつなげる配線部とを備えることを特
徴とする電源装置。 - 前記複数のスイッチング素子は直流電力を交流電力に変換する単相ブリッジ状に結線さ
れ当該交流電力を絶縁型トランスの1次側巻き線へ出力することを特徴とする請求項1に
記載の電源装置。 - 前記複数のスイッチング素子及び前記スナバ用スイッチング素子は単一のパッケージ内
の同一基台上に合計で少なくとも5個の素子が設けられていると共に、前記スナバ用スイ
ッチング素子は前記複数のスイッチング素子が全て非導通状態の時に導通状態になること
を特徴とする請求項1もしくは請求項2に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015050845A JP2016171705A (ja) | 2015-03-13 | 2015-03-13 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015050845A JP2016171705A (ja) | 2015-03-13 | 2015-03-13 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016171705A true JP2016171705A (ja) | 2016-09-23 |
Family
ID=56982666
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015050845A Pending JP2016171705A (ja) | 2015-03-13 | 2015-03-13 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016171705A (ja) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012005265A (ja) * | 2010-06-17 | 2012-01-05 | Tdk-Lambda Corp | Dcdcコンバータ |
JP2014045547A (ja) * | 2012-08-24 | 2014-03-13 | Hitachi Automotive Systems Ltd | Dc−dcコンバータ装置および電力変換装置 |
-
2015
- 2015-03-13 JP JP2015050845A patent/JP2016171705A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012005265A (ja) * | 2010-06-17 | 2012-01-05 | Tdk-Lambda Corp | Dcdcコンバータ |
JP2014045547A (ja) * | 2012-08-24 | 2014-03-13 | Hitachi Automotive Systems Ltd | Dc−dcコンバータ装置および電力変換装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9490708B2 (en) | Multiple-output DC/DC converter and power supply having the same | |
KR101596340B1 (ko) | 병렬 운전 전원 장치 | |
Jang et al. | Development of 50-kV 100-kW three-phase resonant converter for 95-GHz gyrotron | |
US20150200607A1 (en) | Power converter | |
RU2641007C2 (ru) | Силовой элемент на печатной монтажной плате | |
US10873254B2 (en) | Electrical circuit for zero-voltage soft-switching in DC-DC converter under all load conditions | |
JP2018098998A (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、同期整流コントローラ、電源アダプタおよび電子機器 | |
US20190165668A1 (en) | Inverter circuit and x-ray radiation device | |
US11990830B2 (en) | Power conversion system and virtual DC voltage generator circuit | |
Gautam et al. | Enhancing the voltage gain of a flyback converter using leakage energy | |
EP2768128A1 (en) | Three-level brake chopper and three-level converter | |
US10554143B2 (en) | SYNDEM converter—a power electronic converter with all voltage and current sensors connected to a common reference point | |
KR20170064076A (ko) | 자속 공유형 대전압용 전원 공급 장치 | |
JP6393962B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
CN115776245A (zh) | 电压转换器 | |
JP2016171705A (ja) | 電源装置 | |
Sobe et al. | Experimental study of Si-and SiC-based voltage source inverters | |
US20100254167A1 (en) | Converter device and corresponding method | |
JP6775131B2 (ja) | 電源装置 | |
CN220421638U (zh) | 电压转换电路与电子设备 | |
US20220416686A1 (en) | Flying Capacitor Switching Cell-System | |
Li et al. | A current fed two-inductor boost converter with lossless snubbing for photovoltaic module integrated converter applications | |
Costa et al. | Efficiency/cost trade-off design of a multiple-active-bridge converter for smart transformer | |
JP6869913B2 (ja) | 電力変換装置および制御方法 | |
Wang et al. | Hardware Design of Medium Voltage SiC-based Modular Multilevel Converters for Grid-tied Applications |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20171212 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20180926 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20181002 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20190326 |