JP6775131B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は電流形の昇圧回路を有する電源装置に関するものである。

絶縁型トランスの１次側の巻き線に交互に極性を変えて電流を流す電流形昇圧回路を有
する電源装置では、絶縁型トランスの２次側の巻き線に生じる交流電力を整流し平滑した
後直流電力として出力していた。この直流電力は１次側の巻き線に流す電流を制御するこ
とによってその電圧を制御することができ、リアクタに蓄える電磁エネルギーで昇圧され
るものである。

複数のスイッチング素子のオン／オフ状態の組み合わせを用いて絶縁型トランスの１次
側の巻き線に通電される電流を制御する場合、複数のスイッチング素子が全てオフ状態に
成る場合がある。この時、リアクタに電磁エネルギーが蓄積されているとこの電磁エネル
ギーの行き場（電流が流れる経路）がなくなりスイッチング素子の端子間電圧を上昇させ
る。この端子間電圧がスイッチング素子の耐圧を超えるとこのスイッチング素子は破損に
至る。スイッチング素子の破損を防止するためにリアクタの電磁エネルギーを解放、放電
または消費させるためにリアクタの両端子にスナバ回路を設けるものがあった。（特許文
献１参照）

特許第５１３８００２号公報

特許文献１にはインダクタ（リアクタに相当）に並列に接続され、インダクタに流れる
電流を吸収可能なスナバ回路が記載されている。このスナバ回路はトランス（絶縁型トラ
ンスに相当）に流れる電流の遮断時にインダクタから流れる電流を吸収させるものであっ
た。インダクタに蓄積された電磁エネルギーを吸収（コンデンサで吸収後に抵抗で消費）
することによってスイッチング素子の印加電圧が耐圧以上になりこのスイッチング素子が
破損に至ることを防止していた。

リアクタに蓄積された電磁エネルギーをスナバ回路に導く場合、絶縁型トランスの１次
側の巻き線への通電を制御する複数のスイッチング素子のオン／オフ状態とスナバ用スイ
ッチング素子のオン／オフ状態とを同期させる必要がある。１次側の巻き線に電流を通電
しているときに時にスナバ用スイッチング素子をオン状態にするとこの１次側の巻き線に
電流が流れなくなり電源装置の出力電圧が低下する。またリアクタに電磁エネルギーを蓄
積しているときにスナバ用スイッチング素子をオン状態にするとこの電磁エネルギーがス
ナバ回路に吸収され電源装置の出力電圧が低下する。

このため、１次側巻き線への電流の通電が遮断されてからスナバ用スイッチング素子を
オン状態にするが、この間に時間遅れが生じる。この時間遅れの間にリアクタに蓄積され
ていた電磁エネルギーは複数のスイッチング素子のオン／オフ状態の変化に伴うスパイク
電圧とぶつかり合い高圧のスパイク状の電圧となってリアクタと複数のスイッチング素子
とを繋ぐ配線に生じる。また、コンデンサは少なくともこの高圧のスパイク状の電圧に耐
えうる耐圧特性が必要になる。更に特許文献１に記載のものではリアクタの電磁エネルギ
ーがコンデンサで吸収されるので、スナバ用スイッチング素子をオフ状態にした際にリア
クタの出力側（２次側）の電圧が実質的に入力側（１次側）の電圧まで低下している。こ
のため配線の電圧が上昇するまでに時間遅れが生じ、電源装置の出力電圧が目標電圧へ収
束する際の遅れにつながり出力電圧の追従性が抑制されるものであった。

また抵抗で電磁エネルギーを放電、消費することにより、この電磁エネルギーは電源装
置から出力されることはなく、電源装置の変換効率の低下につながる。この電磁エネルギ
ーの損失量は電源装置の出力が大きさに連れて大きくなるものである。

本発明の電源装置はダイオードとコンデンサから直列回路を構成してリアクタの電磁エ
ネルギーを吸収すると共に、コンデンサの端子電圧を制御するものである。

本発明の電源装置は、リアクタの出力側及び配線を順に介して得られる直流電流を複数
のスイッチング素子のオン／オフ状態を組み合わせて絶縁型トランスの１次側巻き線へ交
互に極性を変えて通電し、当該絶縁型トランスの２次側巻き線に誘起する交流電力を整流
し平滑した直流電力を出力する電源装置において、配線からダイオードを介して充電され
るコンデンサと、当該コンデンサの端子電圧が予め定めた電圧以上の時にコンデンサに充
電された電荷を放電させる放電用のスイッチング素子とを備えるものである。

本発明の電源装置は、コンデンサの端子電圧を制御することにより用いるコンデンサの
耐圧を下げると共に電圧低下による損失の抑制を図るものである。

本発明の実施例を示す回路の説明図である。 スイッチング素子のオン／オフ状態を示す説明図である。

本発明は、リアクタを介して得られる直流電流を複数のスイッチング素子のオン／オフ
状態を組み合わせて絶縁型トランスの１次側巻き線へ交互に極性を変えて通電し、当該絶
縁型トランスの２次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を出力する電
源回路に用いることができるものである。

図１は本発明の実施例を示す回路の説明図である。図１において、Ｐ及びＮは直流電力
が入力される端子であり、例えば太陽電池など出力電圧が自然環境によって変化する直流
電力を出力する直流電源などが接続可能である。

１はリアクタ、２は６個の電力用のスイッチング素子（２ａ乃至２ｆ）を単一のパッケ
ージ内に収納しているＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅであ
り電力を制御するパワーＭＯＳＦＥＴや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）
などのパワースイッチング素子を収納すると共に、これらスイッチング素子の駆動回路や
自己保護機能を組み込んだ電力用の半導体素子）である。尚、スイッチング素子２ａ、ス
イッチング素子２ｂは単相ブリッジ状の結線を成すスイッチング素子とは別に夫々パッケ
ージされた素子を用いても良いものである。

このＩＰＭ２は同一の絶縁性を有する基台にスイッチング素子２ａ乃至２ｆが隣接して
配置され、これらのスイッチング素子のドライブ回路やドライブ電源回路なども同時にパ
ッケージ内に収納されている。ＩＰＭ２には、少なくともスイッチング素子２ａ乃至２ｆ
の夫々のエミッタ端子、コレクタ端子、及びオン／オフ状態を制御する信号Ｌ、信号Ｓ、
信号Ｄを入力する端子が設けられている。（エミッタ端子、コレクタ端子はスイッチング
素子にトランジスタを用いた際の名称であり、ドレン端子、ソース端子などスイッチング
素子の種類に応じて読み換えるものである。）

信号Ｌは比較器３から出力されるアナログレベルの電圧信号（デジタル／アナログ変換
された電圧レベルの信号）であり、スイッチング素子２ｂのオン／オフ状態の制御に用い
られる。信号Ｓはスイッチング素子２ａのオン／オフ状態を制御するものである。信号Ｄ
はスイッチング素子２ｃ乃至スイッチング素子２ｆのオン／オフ状態を制御するものであ
る。信号Ｌ、信号Ｓ、信号Ｄは制御部４から出力される。

リアクタ１の出力端（２次側）１ｂには配線５（または配線導体や電装基板上の配線パ
ターンなどを含む）がつながる。この配線５には、ダイオード６を介してスイッチング素
子２ａ、スイッチング素子２ｃ、スイッチング素子２ｅがつながっている。ダイオード６
、スイッチング素子２ａの直列回路は配線５をリアクタ１の入力端（１次側）１ａにつな
げる第１のスナバ回路を構成している。

スイッチング素子２ｃ乃至スイッチング素子２ｆは制御部４からの信号Ｄでオン／オフ
状態が制御され、スイッチング素子２ｃ、スイッチング素子２ｆがオン状態でスイッチン
グ素子２ｄ乃至スイッチング素子２ｅがオフ状態の場合と、スイッチング素子２ｃ、スイ
ッチング素子２ｆがオフ状態でスイッチング素子２ｄ乃至スイッチング素子２ｅがオン状
態の場合とが交互に繰り返されることにより絶縁型トランス７の１次側巻き線７ａへ交互
に極性を変えて電流が通電される。

絶縁型トランス７の２次側巻き線７ｂに誘起する交流電力は４つのダイオードをブリッ
ジ状に結線した全波整流回路８で整流された後コンデンサ９で平滑され直流電力となる。
この直流電力の電圧は１次側巻き線７ａに通電する電流量と絶縁型トランス７の巻き線比
に基づき、リップルはスイッチング素子２ｃ乃至スイッチング素子２ｆのスイッチング周
波数に基づく。リップルはこの周波数を高くすれば小さくなるが絶縁型トランス７の損失
が増加する。この直流電力は電源装置の出力に相当し、この直流電力は６個のスイッチン
グ素子を３相インバータ回路に結線したインバータ部１０で３相の疑似正弦波に変換され
た後、コンデンサ及びリアクタで構成されるフィルタ１１を介して高周波成分が除去また
は減衰された後三相交流電力ＵＶＷで出力される。この三相交流電力は交流負荷または系
統に重畳することが可能である。インバータ部１０のスイッチング素子のオン／オフ状態
を制御する信号Ｉは制御部から出力され、この信号Ｉは例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉ
ｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式に基づくものである。尚、インバータ部１０の回路
結線をＮＰＣ（中性点クランプ）方式や階調方式などの回路結線とすることも可能であり
信号Ｉは夫々の回路結線に合わせて制御部４で生成すれば良い。

図２はスイッチング素子２ａ及びスイッチング素子２ｃ乃至スイッチング素子２ｆのオ
ン／オフ状態の変化を示す説明図である。Ｔ１の期間では、スイッチング素子２ｃ、スイ
ッチング素子２ｆがオン状態でスイッチング素子２ｄ、スイッチング素子２ｅがオフ状態
の場合と、スイッチング素子２ｃ、スイッチング素子２ｆがオフ状態でスイッチング素子
２ｄ、スイッチング素子２ｅがオン状態の場合とが交互に繰り返され１周期分の交流電力
が生成され絶縁型トランス７の１次側巻き線７ａに供給される。

Ｔ２の期間ではスイッチング素子２ｃ乃至スイッチング素子２ｆがオフ状態となりスイ
ッチング素子２ａがオン状態となる。従って、リアクタ１の２次側１ｂから出力される電
磁エネルギーはダイオード６、スイッチング素子２ａを介してリアクタ１の１次側１ａに
吸収される。期間Ｔ２はこの電磁エネルギーがリアクタ１の抵抗分で消費される時間を考
量して設定される。尚、期間Ｔ２の前後には夫々のスイッチング素子の動作遅れを考慮し
てスイッチング素子２ａを早めにオン状態に変え、また遅れてオフ状態にしている。スイ
ッチング素子の耐圧、応答速度が充分であれば省略することも可能である。また、絶縁型
トランス７の一次側巻き線７ａを流れていた電流があれば同時に吸収される。

図２において、スイッチング素子２ｃ乃至スイッチング素子２ｆが全てオン状態からス
イッチング素子２ｃ及びスイッチング素子２ｆの組み合わせまたはスイッチング素子２ｄ
及びスイッチング素子２ｅの組み合わせがオフ状態に変わる時にリアクタ１の出力側１ｂ
から出力される電磁エネルギー（電流）と絶縁型トランス７の１次側の漏れインダクタン
スによって１次側巻き線７ａからリアクタ１の出力側１ｂに向かって流れる電流とが配線
５でぶつかり、瞬間的にスパイク状の高電圧（条件によっては数千ボルトに達する。）と
なる。このスパイク状のサージ電圧（エネルギー）は配線５につながるダイオード１２及
びコンデンサ１３から成る第２のスナバ回路で吸収される。

比較器３は配線５からダイオード１２を介して充電されるコンデンサ１３の端子電圧が
所定値以上になった際にスイッチング素子２ｂをオン状態にする。スイッチング素子２ｂ
がオン状態に成ることによって、配線５が抵抗１４、スイッチング素子２ｂの直列回路を
介してリアクタ１の１次側１ａにつながる放電回路を構成する。従って、配線５に生じた
スパイク状のサージ電圧のうち予め定めた電圧以上の部分はリアクタ１の１次側１ａへ流
れ、抵抗１４で消費されて減衰する。尚、コンデンサ１３の電荷は抵抗を介して当該コン
デンサの端子間で放電するようにしても良く、図１に示した回路結線に限るものではない
。

コンデンサ１３の端子電圧は抵抗１５、抵抗１６で分圧された後比較器３の一方の端子
に印加される。比較器３の他方の端子には信号Ｌ（電圧信号）が印加され、この信号Ｌは
制御部４のＤ／Ａ端子の出力（デジタル／アナログ変換された電圧）であり制御部４によ
って電圧が任意に制御される。従って、コンデンサ１３の端子電圧は信号Ｌに相当する予
め定めた電圧以下に制御されるので、コンデンサ１３の耐圧はスパイク状のサージ電圧の
ピークより充分に低くかつ予め定めた電圧以上の電圧であれば良い。尚、比較器３の動作
には所定のディファレンシャルを設定することも可能である。また、比較器３を用いた動
作回路に換えて、コンデンサ１３の端子電圧を制御部４へ取り込み、この制御部４からオ
ンデューティを制御したスイッチング信号をスイッチング素子２ｂへ出力するように構成
することも可能である。

ダイオード１２の立ち上がり電圧を無視すると、コンデンサ１３の端子電圧は配線５の
電圧に近い予め定めた電圧にすることができる。コンデンサ１３の端子電圧をこのように
設定することによってコンデンサ１３の端子電圧（電荷の放電）に伴うエネルギー損失を
抑制することができる。すなわち、電源装置の変換効率を上げることができる。また、端
子Ｐ、端子Ｎに太陽電池を接続しこの太陽電池を最適動作点で発電するように制御した場
合、配線５の電圧は変動するので、制御部４はこの電圧を検出し、この電圧に基づき信号
Ｌの電圧レベルを変えてコンデンサ１３の予め定められた電圧を可変制御すれば太陽電池
の発電領域にわたって変換効率を上げることができるものである。

本発明は絶縁型トランスを用い太陽電池等の出力電圧が変動する直流出力の電圧を昇降
圧する際のスイッチング素子の動作によるパルス状のサージ電圧を抑制する電源装置に用
いられるものである。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、以上の説明は本発明の理解を容易にす
るためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明はその趣旨を逸脱すること
なく、変更、改良され得ると共に本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

１ リアクタ
２ ＩＰＭ
４ 制御部
５ 配線
６ ダイオード
７ 絶縁型トランス
８ 全波整流回路
９ コンデンサ
１０ インバータ部
１１ フィルタ

Claims (4)

1. リアクタの出力側及び配線を順に介して得られる直流電流を複数のスイッチング素子の
   オン／オフ状態を組み合わせて絶縁型トランスの１次側巻き線へ交互に極性を変えて通電
   し、当該絶縁型トランスの２次側巻き線に誘起する交流電力を整流し平滑した直流電力を
   出力する電源装置において、
   前記配線から第１ダイオードを介して充電されるコンデンサを有するスナバ回路と、
   当該コンデンサの端子電圧が予め定めた電圧以上の時に前記コンデンサに充電された電
   荷を放電させる放電用のスイッチング素子と、
   前記複数のスイッチング素子が全てオフになり前記絶縁型トランスの１次側巻き線へ電
   流を通電しない際に動作して前記リアクタから出力される電磁エネルギーを前記リアクタ
   の入力側へ放電する前記放電用のスイッチング素子とは別のスナバ用スイッチング素子を
   備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記スナバ用スイッチング素子は、前記複数のスイッチング素子が全てオフになり前記
   絶縁型トランスの１次側巻き線へ電流を通電しなくなる前にオン状態にすることを特徴と
   する請求項１に記載の電源装置。
3. 前記スナバ用スイッチング素子は、前記複数のスイッチング素子のオン／オフ状態の組
   み合わせが前記絶縁型トランスの１次側巻き線へ電流を通電する組み合わせになった後に
   オフ状態にすることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
4. 前記スナバ用スイッチング素子は、前記コンデンサを介さずに第２ダイオードと直列接
   続され、当該直列回路は前記リアクタの出力端と入力端とを接続することを特徴とする請
   求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源装置。
   

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