JP2002159175A - フライバックコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 多出力の構成において、電圧制御を行ってい
ない出力回路の出力電圧の異常上昇を防止する。 【解決手段】 抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態では、
主スイッチング素子Ｑ１のオフ時において、コンデンサ
Ｃ３に一旦蓄えられたエネルギーが、補助巻線Ｎp2に向
けての逆向きの電流ＩQ2として流れ、トランスＴ１の一
次巻線Ｎp1から入力側に戻される。これにより、トラン
スＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を
流す期間が確保され、主スイッチング素子Ｑ１への駆動
信号のパルス幅の安定化が図られる。したがって、電圧
制御を行なっていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は異常
に上昇せず安定化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置などに適用される自励式または他励式のフライバッ
クコンバータに関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】従来のフライバックコ
ンバータの一例を、図６および図８に示す。図６はいわ
ゆるＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）と呼
ばれる自励式のフライバックコンバータを示している
が、同図において、直流電源101からの直流入力電圧Ｖ
ｉが印加される入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉの両端間には、
入力コンデンサＣ１が接続されると共に、トランスＴ１
の一次巻線Ｎp1とＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチン
グ素子Ｑ１の直列回路が接続される。トランスＴ１に
は、他に二次巻線Ｎs1と主スイッチング素子Ｑ１の駆動
巻線Ｎd1が設けられており、駆動巻線Ｎd1のドット側端
子は、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１の
制御端子すなわちゲートに接続され、駆動巻線Ｎd1の非
ドット側端子は、主スイッチング素子Ｑ１のソースに接
続される。一方、トランスＴ１の二次巻線Ｎs1には、ダ
イオードＤ11とコンデンサＣ12とからなる二次側整流平
滑回路が接続されており、コンデンサＣ12の両端間に接
続した出力端子＋Ｖo1，−Ｖo1から負荷ＲＬに、直流出
力電圧Ｖｏを供給するようになっている。

【０００３】次に、図７の各波形図を参照して、上記回
路の動作を説明する。なお、この図７では、定格負荷
（Ａ）時および軽負荷（Ｂ）時における主スイッチング
素子Ｑ１のドレイン・ソース電圧ＶDS1と、主スイッチ
ング素子Ｑ１のドレインを流れる電流ＩQ1がそれぞれ示
されている。

【０００４】起動抵抗Ｒ１に電流が流れて主スイッチン
グ素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1
に直流入力電圧Ｖｉが印加され、駆動巻線Ｎd1のドット
側端子に正極性の電圧が誘起される。この電圧は、主ス
イッチング素子Ｑ１をさらにオンする正帰還の電圧とな
る。一方、トランスＴ１の二次巻線Ｎs1もドット側端子
に正極性の電圧が誘起されるが、ダイオードＤ11に対し
逆方向に加わるため、このダイオードＤ11はオフする。
したがって、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間中はト
ランスＴ１にエネルギーが蓄えられ、コンデンサＣ12の
放電により負荷ＲＬに負荷電流が供給される。

【０００５】主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ト
ランスＴ１の一次巻線Ｎp1ひいてはスイッチング素子Ｑ
１を流れる電流ＩQ1は時間に比例して増大する。しか
し、ある値に達すると主スイッチング素子Ｑ１の特性に
よりそれ以上電流は流れなくなり、主スイッチング素子
Ｑ１のドレイン・ソース電圧ＶDS1が増大する。それと
同時に、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1ひいては駆動巻線
Ｎd1の電圧が下がって、主スイッチング素子Ｑ１がオフ
し、それまで一次巻線Ｎp1を流れていた電流の慣性によ
り、今度はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1および二次巻線
Ｎs1の非ドット側端子に正極性の電圧が発生する。これ
により、ダイオードＤ11がオンして、主スイッチング素
子Ｑ１のオン期間中に蓄えられたトランスＴ１のエネル
ギーが、ダイオードＤ11を通してコンデンサＣ12側に送
り出される。

【０００６】ところで、上記自励式のリンギングチョー
クコンバータは、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数
が負荷電流に反比例し、図７に示すように軽負荷になる
程高くなる。しかし、発振周波数が高くなると、その分
だけ主スイッチング素子Ｑ１のオン，オフ切換時におけ
る損失（スイッチングロス）が大きくなり、効率の悪化
を招くという問題を有していた。

【０００７】一方、図８には、他励式で多出力のフライ
バックコンバータの回路例が示されている。同図におい
て、トランスＴ１は２つの二次巻線Ｎs1，Ｎs2を有し、
二次巻線Ｎs1にはダイオードＤ11とコンデンサＣ12とか
らなる二次側整流平滑回路が接続され、二次巻線Ｎs2に
はダイオードＤ21とコンデンサＣ22とからなる別の二次
側整流平滑回路が接続される。そして、コンデンサＣ12
の両端間に接続した出力端子＋Ｖo1，−Ｖo1から負荷Ｒ
Ｌ１には、第１の直流出力電圧Ｖo1が供給され、コンデ
ンサＣ22の両端間に接続した出力端子＋Ｖo2，−Ｖo2か
ら負荷ＲＬ２には、第２の直流出力電圧Ｖo2が供給され
る。つまり、ここでは二次巻線Ｎs1に接続した電力を出
力する出力回路11と、二次巻線Ｎs2に接続した別の出力
回路21から、各々異なる出力電圧Ｖo1，Ｖo2が供給され
るようになっているが、３つ以上の出力電圧を取出せる
ように構成してもよい。

【０００８】そして、主スイッチング素子Ｑ１がオンし
て、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1に直流入力電圧Ｖｉが
印加されると、二次巻線Ｎs1，Ｎs2のドット側端子に正
極性の電圧が誘起されるが、このときは各整流ダイオー
ドＤ11，Ｄ21がオフするため、一次巻線Ｎp1に流れる励
磁電流に見合うエネルギーがトランスＴ１に蓄えられ
る。このとき、コンデンサＣ12，Ｃ22の放電により、負
荷ＲＬ１，ＲＬ２に出力電流Ｉo1，Ｉo2が各々供給され
る。その後、主スイッチング素子Ｑ１がオフすると、今
度はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1，
Ｎs2の非ドット側端子に正極性の電圧が発生し、整流ダ
イオードＤ11，Ｄ21がオンする。これにより、トランス
Ｔ１に蓄えられたエネルギーが、整流ダイオードＤ11，
Ｄ21を通して各々コンデンサＣ12，Ｃ22や負荷ＲＬ１，
ＲＬ２に供給される。

【０００９】他励式のフライバックコンバータでは、前
記主スイッチング素子Ｑ１を駆動するために、前記図６
における駆動巻線Ｎd1や起動抵抗Ｒ１の代わりに、独立
した発振回路を内蔵した制御回路１を有している。この
制御回路１は、いずれか一つの出力電圧Ｖo2の安定化を
図るために、出力電圧Ｖo2を検出する電圧検出回路２と
共に電圧帰還制御ループを形成している。これにより、
出力電圧Ｖo2が上昇すると、制御回路１は主スイッチン
グ素子Ｑ１への駆動信号のパルス導通幅を狭め、逆に出
力電圧Ｖo2が低下すると、主スイッチング素子Ｑ１への
駆動信号のパルス導通幅を広げて、出力電圧Ｖo2を略一
定に保つ制御を行なっている。

【００１０】しかし、上記多出力のフライバックコンバ
ータでは、出力回路21からの第２の出力電圧Ｖo2が制御
回路１により略一定の電圧に保たれるものの、電圧制御
されていない出力回路11からの出力電圧Ｖo1は、負荷Ｒ
Ｌ１が軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチン
グ素子Ｑ１のオン時間は変わらないため、図９に示すよ
うに電圧が異常に上昇するという問題を生じる。

【００１１】本発明は、上記の問題点に着目して成され
たものであって、軽負荷や無負荷の状態になっても、主
スイッチング素子のスイッチングロスが大きくならず、
しかも、多出力の構成において、電圧制御を行っていな
い出力回路の出力電圧が異常に上昇しないフライバック
コンバータを提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
フライバックコンバータは、主スイッチング素子のオン
時にトランスにエネルギーを蓄え、前記主スイッチング
素子のオフ時に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力
側に送り出すフライバックコンバータにおいて、前記ト
ランスの一次側に巻回される補助巻線と、この補助巻線
に誘起した電圧を整流平滑する整流素子および平滑コン
デンサからなる整流平滑回路とを備え、前記整流素子は
前記主スイッチング素子と逆にオン・オフ動作する双方
向導通性スイッチ素子であることを特徴とする。

【００１３】軽負荷や無負荷の状態では、主スイッチン
グ素子のオフ時において、トランスに蓄えられたエネル
ギーが全て出力側に移ると、それまで補助巻線からスイ
ッチ素子を経て平滑コンデンサに一旦蓄えられたエネル
ギーが、補助巻線に向けて逆向きの電流として流れ、ト
ランスの一次巻線から入力側に戻される。これにより、
トランスの補助巻線と一次巻線で逆向きに電流を流す期
間が確保され、主スイッチング素子への駆動信号のパル
ス幅の安定化が図られる。したがって、電圧制御を行な
っていない出力回路の出力電圧は、そこに接続する負荷
が軽負荷や無負荷の状態であっても異常に上昇せず安定
化する。また、自励式のフライバックコンバータにおい
ては、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング
素子の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、主
スイッチング素子のスイッチングロスを低減できる。

【００１４】本発明の請求項２記載のフライバックコン
バータは、前記トランスにドライブ巻線を巻回し、前記
主スイッチング素子のオフ時に前記ドライブ巻線に誘起
した電圧により前記双方向導通性スイッチ素子をオンさ
せるように構成したものである。

【００１５】このようにすると、ドライブ巻線をトラン
スに付加するだけで、主スイッチング素子と逆にスイッ
チ素子をオン，オフ動作させる駆動回路を簡単に形成す
ることが可能になる。

【００１６】本発明の請求項３記載のフライバックコン
バータは、前記主スイッチング素子に駆動信号を供給す
る駆動信号ラインと、前記双方向導通性スイッチ素子の
制御端子との間に、ＮＯＴ回路を接続したものである。

【００１７】このようにすると、主スイッチング素子に
駆動信号を供給する駆動信号ラインと双方向導通性スイ
ッチ素子の制御端子との間に、ＮＯＴ回路を接続するだ
けで、主スイッチング素子と逆にスイッチ素子をオン，
オフ動作させる駆動回路を簡単に形成することが可能に
なる。

【００１８】本発明の請求項４記載のフライバックコン
バータは、前記双方向導通性スイッチ素子を前記補助巻
線から前記整流平滑回路に至る接地ライン間に挿入接続
したものである。

【００１９】このようにすると、双方向導通性スイッチ
素子をオン・オフする際の基準となる電位が接地レベル
すなわち零になり、双方向導通性スイッチ素子にドライ
ブ信号を供給する上での回路構成を簡素化することが可
能になる。

【００２０】

【発明の実施形態】以下、本発明のフライバックコンバ
ータについて添付図面を参照して詳細に説明する。な
お、上記従来例で提示した図８と同一部分には同一符号
を付し、その共通する箇所の詳細な説明は重複するため
省略する。

【００２１】図１および図２は、本発明の第１実施例を
示すものであり、回路構成をあらわした図１において、
トランスＴ１には、一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1，
Ｎs2の他に、補助巻線Ｎp2と、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる
補助スイッチ素子Ｑ２のドライブ巻線Ｎp3が一次側にそ
れぞれ設けられる。そして、主スイッチング素子Ｑ１の
オフ期間に、スイッチ素子Ｑ２がオンするように、ドラ
イブ巻線Ｎp3の非ドット側端子が抵抗Ｒ２を介してスイ
ッチ素子Ｑ２のゲートに接続される。なおＤ１は、抵抗
Ｒ２の両端間に接続されるバイパス用のダイオードであ
る。スイッチ素子Ｑ２とコンデンサＣ２は、補助巻線Ｎ
p2に誘起された電圧を整流平滑する整流平滑回路３を構
成しており、コンデンサＣ２の両端間にはダミー抵抗Ｒ
３が接続される。それ以外の構成は、図８に示すものと
共通である。

【００２２】次に、図２の波形図を参照しながら、上記
回路の動作を説明する。なお、図２において、最上段に
あるＶDS1は主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース
間の電圧波形であり、以下、ＶNp1はトランスＴ１の一
次巻線Ｎp1間の電圧波形、ＶNp3はトランスＴ１のドラ
イブ巻線Ｎp3間の電圧波形、ＶGS2はスイッチ素子Ｑ２
のゲート・ソース間の電圧波形、ＩQ1は主スイッチング
素子Ｑ１のドレインを流れる電流波形、ＩQ2はスイッチ
素子Ｑ２のドレインを流れる電流波形である。また、実
線は負荷ＲＬ１が定格負荷の状態の時、破線は負荷ＲＬ
１が接続されていない無負荷の時の各波形を示してい
る。

【００２３】主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ト
ランスＴ１の一次巻線Ｎp1に直流入力電圧Ｖｉが印加さ
れ、二次巻線Ｎs1，Ｎs2および補助巻線Ｎp2とドライブ
巻線Ｎp3には、いずれもドット側端子に正極性の電圧が
誘起される。しかし、この場合はダイオードＤ11，Ｄ21
のアノードよりもカソードの電位が高く、各ダイオード
Ｄ11，Ｄ21はオフするので、負荷ＲＬ１，ＲＬ２が出力
端子＋Ｖo1，−Ｖo1若しくは出力端子＋Ｖ02，−Ｖ02に
それぞれ接続されるならば、コンデンサＣ12，Ｃ22の放
電により、出力電流Ｉo1，Ｉo2が各負荷ＲＬ１，ＲＬ２
に供給される。また、スイッチ素子Ｑ２もソースよりも
ゲートの電位が低くオフするので、結局トランスＴ１の
一次巻線Ｎp1には励磁電流だけが流れ、この励磁電流に
見合うエネルギーがトランスＴ１に蓄積される。

【００２４】一方、主スイッチング素子Ｑ１がオフする
と、トランスＴ１はそれまで一次巻線Ｎp1に流れていた
電流の連続性を維持するために、非ドット側端子に正極
性の誘導起電力を発生する。これと同時に、二次巻線Ｎ
s1，Ｎs2および補助巻線Ｎp2とドライブ巻線Ｎp3は、い
ずれも非ドット側端子に正極性の電圧が誘起される。こ
れにより、ダイオードＤ11，Ｄ21がいずれもオンし、そ
れまでトランスＴ１に蓄えられていたエネルギーが、ダ
イオードＤ11，Ｄ21を介してコンデンサＣ12，Ｃ22側に
供給される。また、スイッチ素子Ｑ２はソースよりもゲ
ートの電位が高くなってオンし、補助巻線Ｎp2からスイ
ッチ素子Ｑ２を介してコンデンサＣ２に電流ＩQ2が流れ
込む。すなわち、補助巻線Ｎp2に誘起された電圧はスイ
ッチ素子Ｑ２およびコンデンサＣ２により整流平滑さ
れ、抵抗Ｒ３で消費される。

【００２５】ここで、抵抗ＲＬが定格負荷の状態の場合
は、抵抗ＲＬに見合う電流が二次巻線Ｎs1からダイオー
ドＤ11を介してある程度流れ続けるため、定電圧制御を
行っていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は特に上昇しな
い。また、補助巻線Ｎp2からスイッチ素子Ｑ２を介して
コンデンサＣ２に流れ込む電流ＩQ2は、補助巻線Ｎp2の
特性により徐々に低下するが、トランスＴ１のエネルギ
ーが二次巻線Ｎs1，Ｎs2から各出力側に全て移らない限
り、主スイッチング素子Ｑ１がオンするまで電流ＩQ2は
ゼロのままとなる。

【００２６】ところが、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状
態では、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが、二次
巻線Ｎs1，Ｎs2から各出力側に全て移ると、今度はコン
デンサＣ２から補助巻線Ｎp2に向けて逆向きの電流ＩQ2
が流れる。その理由は、スイッチ素子Ｑ２であるＭＯＳ
型ＦＥＴが、オン時にドレイン・ソース間で双方向に電
流ＩQ2を流せる特性（双方向導通性）を有するからであ
る。補助巻線Ｎp2を逆向きの電流ＩQ2が流れると、トラ
ンスＴ１の一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1，Ｎs2のド
ット側端子に正極性の電圧が誘起され、ダイオードＤ1
1，Ｄ21はオフする一方で、トランスＴ１の一次側は、
一次巻線Ｎp1→コンデンサＣ１→主スイッチング素子Ｑ
１に内蔵するボディダイオード（図示せず）→一次巻線
Ｎp1に至る閉回路が形成さる。したがって、前記逆向き
の電流ＩQ2はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1を介してコン
デンサＣ１に戻される。その後、主スイッチング素子２
がオンすると、それまで主スイッチング素子Ｑ１のボデ
ィダイオードを流れていた電流が、主スイッチング素子
Ｑ１のソースからドレインに向けての逆向きの電流ＩQ1
となる。そして、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギ
ーがトランスＴ１を介して全てコンデンサＣ１側に戻る
と、主スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに向
けて正方向の電流ＩQ1が流れる。

【００２７】このように、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の
状態では、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、補助巻
線Ｎp2からスイッチ素子Ｑ２を経てコンデンサＣ３に一
旦蓄えられたエネルギーが、補助巻線Ｎp2に向けての逆
向きの電流ＩQ2として流れ、トランスＴ１の一次巻線Ｎ
p1から入力側のコンデンサＣ１に戻される。これによっ
て、トランスＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向
きに電流を流す期間を確保し、主スイッチング素子Ｑ１
への駆動信号のパルス幅の安定化を図るようにしてい
る。したがって、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態であ
っても、電圧制御を行なっていない出力回路11の出力電
圧Ｖo1は異常に上昇せず安定化する。

【００２８】また、図１ではいわゆる他励式のフライバ
ックコンバータを示しているが、図６に示す自励式のフ
ライバックコンバータでも、同じようにトランスＴ１の
補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を流す期間
が確保され、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が極
端に高くなることを防止できる。したがって、主スイッ
チング素子Ｑ１のスイッチングロスを低減し、消費電力
の低減および効率の向上を図ることが可能になる。

【００２９】以上のように本実施例では、主スイッチン
グ素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１にエネルギーを蓄
え、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１に
蓄えたエネルギーを出力側に送り出すフライバックコン
バータにおいて、トランスＴ１の一次側に巻回される補
助巻線Ｎp2と、この補助巻線Ｎp2に誘起した電圧を整流
平滑する整流素子および平滑コンデンサＣ３からなる整
流平滑回路３とを備え、整流素子は主スイッチング素子
Ｑ１と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素
子Ｑ２で構成される。

【００３０】このようにすると、負荷である抵抗ＲＬが
軽負荷や無負荷の状態では、主スイッチング素子Ｑ１の
オフ時において、トランスＴ１に蓄えられたエネルギー
が全て出力側に移ると、それまで補助巻線Ｎp2からスイ
ッチ素子Ｑ２を経てコンデンサＣ３に一旦蓄えられたエ
ネルギーが、補助巻線Ｎp2に向けての逆向きの電流ＩQ2
として流れ、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1から入力側に
戻される。これにより、トランスＴ１の補助巻線Ｎp2と
一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を流す期間が確保され、主
スイッチング素子Ｑ１への駆動信号のパルス幅の安定化
が図られる。したがって、電圧制御を行なっていない出
力回路11の出力電圧Ｖo1は、そこに接続する抵抗ＲＬが
軽負荷や無負荷の状態であっても異常に上昇せず安定化
する。また、自励式のフライバックコンバータにおいて
は、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング素
子Ｑ１の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、
主スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスを低減する
ことが可能になる。

【００３１】また、本実施例では特に、トランスＴ１に
ドライブ巻線Ｎp3を巻回し、主スイッチング素子Ｑ１の
オフ時にドライブ巻線Ｎp3に誘起した電圧によってスイ
ッチ素子Ｑ２をオンするように構成している。こうすれ
ば、ドライブ巻線Ｎp3をトランスＴ１に付加するだけ
で、主スイッチング素子Ｑ１と逆にスイッチ素子Ｑ２を
簡単にオン，オフ動作させることが可能になる。

【００３２】スイッチ素子Ｑ２の駆動回路は、図１に示
すようにトランスＴ１にドライブ巻線Ｎp3を巻回したも
のに限定されない。その具体例を、第２実施例として図
３および図４で説明する。図３においては、主スイッチ
ング素子１に駆動信号を供給する制御回路１とスイッチ
素子Ｑ２との間に、スイッチ素子Ｑ２の駆動回路となる
ＮＯＴ回路４を挿入している。なお、それ以外の構成は
図１と共通している。

【００３３】図４は、図３における回路構成の各部の動
作を示したものである。なお、ＶGS1は主スイッチング
素子Ｑ１のゲート・ソース間の電圧波形であり、その他
は図２と同じ箇所の波形を示している。そして、制御回
路１からＨ（高）レベルの駆動信号を供給するときに
は、主スイッチング素子Ｑ１をオンにする一方で、スイ
ッチ素子Ｑ２をオフにし、逆に制御回路１からＬ（低）
レベルの駆動信号を供給するときには、主スイッチング
素子Ｑ１をオフにする一方で、スイッチ素子Ｑ２をオン
にして、第１実施例と同様に主スイッチング素子Ｑ１と
スイッチ素子Ｑ２を交互にオン，オフさせる。そしてこ
の場合も、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態において、
トランスＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに
電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子Ｑ１へ
の駆動信号のパルス幅の安定化が図られることから、電
圧制御を行なっていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は、
異常に上昇せず安定化する。また、自励式のフライバッ
クコンバータにおいては、軽負荷や無負荷の状態におい
て、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が極端に高く
なることを防止でき、主スイッチング素子Ｑ１のスイッ
チングロスを低減することが可能になる。

【００３４】さらに、主スイッチング素子Ｑ１に駆動信
号を供給する駆動信号ラインとスイッチ素子Ｑ２のゲー
トすなわち制御端子との間に、ＮＯＴ回路４を接続する
だけで、主スイッチング素子Ｑ１と逆にスイッチ素子Ｑ
２を簡単にオン・オフ動作させることが可能になる。

【００３５】図５は、本発明の第３実施例におけるフラ
イバックコンバータの回路図を示すものである。この図
５においては、スイッチング素子Ｑ２のソースが、第１
実施例や第２実施例のような補助巻線Ｎp2の非ドット側
端子ではなく、コンデンサＣ２の他端に接続する接地ラ
インに接続されると共に、スイッチング素子Ｑ２のドレ
インが、コンデンサＣ２の一端に接続する電圧供給ライ
ンではなく、補助巻線Ｎp2のドット側端子に接続される
点が着目される。その他の構成は、前記第２実施例と共
通している。

【００３６】本実施例における各部の動作は第２実施例
と共通しているが、第２実施例ではスイッチング素子Ｑ
２をオン・オフする際の基準となるソース電位が、補助
巻線Ｎp2の非ドット側端子の電圧となり、スイッチング
素子Ｑ２にドライブ信号を供給する駆動回路すなわち制
御回路１の基準電位である接地レベルと一致しなくなっ
て、制御回路１の構成が複雑になる懸念を生じる。その
点、本実施例では、スイッチング素子Ｑ２をオン・オフ
する際の基準となるソース電位が、制御回路１の基準電
位となる接地レベルと一致するため、スイッチング素子
Ｑ２にドライブ信号を供給する制御回路１の構成を簡素
化することができる。

【００３７】このように本実施例では、双方向導通性ス
イッチ素子であるスイッチング素子Ｑ２を、補助巻線Ｎ
p2から整流平滑回路３に至る電圧供給ライン間にではな
く、グランドに接続する接地ライン間に挿入接続してい
る。こうすると、スイッチング素子Ｑ２をオン・オフす
る際の基準となる電位が接地レベルすなわち零になり、
スイッチング素子Ｑ２にドライブ信号を供給する上での
回路構成を簡素化することが可能になる。

【００３８】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実
施が可能である。例えば、主スイッチング素子Ｑ１は例
えばバイポーラトランジスタを用いることも可能であ
る。また、スイッチ素子Ｑ２はＭＯＳ型ＦＥＴ以外の双
方向性導通スイッチ素子を利用してもよい。

【００３９】

【発明の効果】本発明の請求項１記載のフライバックコ
ンバータによれば、軽負荷や無負荷の状態になっても、
主スイッチング素子のスイッチングロスが大きくなら
ず、しかも、多出力の構成において、電圧制御を行って
いない出力回路の出力電圧が異常に上昇しないフライバ
ックコンバータを提供できる。

【００４０】本発明の請求項２記載のフライバックコン
バータによれば、ドライブ巻線をトランスに付加するだ
けで、主スイッチング素子と逆にスイッチ素子を簡単に
オン，オフ動作させることが可能になる。

【００４１】本発明の請求項３記載のフライバックコン
バータによれば、ＮＯＴ回路を付加するだけで、主スイ
ッチング素子と逆にスイッチ素子を簡単にオン・オフ動
作させることが可能になる。

【００４２】本発明の請求項４記載のフライバックコン
バータによれば、双方向導通性スイッチング素子にドラ
イブ信号を供給する上での回路構成を簡素化することが
可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例におけるフライバックコン
バータの回路図である。

【図２】同上各部の動作を表す波形図である。

【図３】本発明の第２実施例におけるフライバックコン
バータの回路図である。

【図４】同上各部の動作を表す波形図である。

【図５】本発明の第３実施例におけるフライバックコン
バータの回路図である。

【図６】従来例を示す自励式フライバックコンバータの
回路図である。

【図７】従来例を示す定格負荷時および軽負荷時におけ
る各部の動作を表す波形図である。

【図８】従来例を示す他励式フライバックコンバータの
回路図である。

【図９】上記自励式フライバックコンバータの電圧制御
していない出力回路の出力電圧と出力電流の関係を示し
た波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路（制御手段） ３ 整流平滑回路 ４ ＮＯＴ回路 Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｎp2 補助巻線 Ｎp3 ドライブ巻線 Ｔ１ トランス Ｑ１ 主スイッチング素子 Ｑ２ スイッチ素子（双方向導通性スイッチ素子）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA20 AS01 BB43 BB57 DD04 DD32 EE02 EE07 EE61 EE72 FD01 FD24 FG07 XX12 XX28 XX32

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 主スイッチング素子のオン時にトランス
   にエネルギーを蓄え、前記主スイッチング素子のオフ時
   に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力側に送り出す
   フライバックコンバータにおいて、前記トランスの一次
   側に巻回される補助巻線と、この補助巻線に誘起した電
   圧を整流平滑する整流素子および平滑コンデンサからな
   る整流平滑回路とを備え、前記整流素子は前記主スイッ
   チング素子と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイ
   ッチ素子であることを特徴とするフライバックコンバー
   タ。
2. 【請求項２】 前記トランスにドライブ巻線を巻回し、
   前記主スイッチング素子のオフ時に前記ドライブ巻線に
   誘起した電圧により前記双方向導通性スイッチ素子をオ
   ンさせるように構成したことを特徴とする請求項１記載
   のフライバックコンバータ。
3. 【請求項３】 前記主スイッチング素子に駆動信号を供
   給する駆動信号ラインと、前記双方向導通性スイッチ素
   子の制御端子との間に、ＮＯＴ回路を接続したことを特
   徴とする請求項１記載のフライバックコンバータ。
4. 【請求項４】 前記双方向導通性スイッチ素子を前記補
   助巻線から前記整流平滑回路に至る接地ライン間に挿入
   接続したことを特徴とする請求項３記載のフライバック
   コンバータ。