JPH06261546A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH06261546A JPH06261546A JP5046332A JP4633293A JPH06261546A JP H06261546 A JPH06261546 A JP H06261546A JP 5046332 A JP5046332 A JP 5046332A JP 4633293 A JP4633293 A JP 4633293A JP H06261546 A JPH06261546 A JP H06261546A
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- switching element
- switching
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチングに伴うスパイク電圧スパイク電
流の発生をなくし、負荷変動に伴う動作周波数の変動を
抑制し、さらに多出力コンバータにおける出力の安定性
を改善し、設計の自由度を大きくし、また電流共振を行
わせることにより整流ダイオードのリカバリの発生を抑
えること。 【構成】 少なくとも１次巻線３ａと１つ以上の２次巻
線３ｂを有する第１のトランス３の１次巻線と、オンオ
フを繰り返す第１のスイッチング手段を直列に接続し、
前記第１のトランス３の１次巻線３ａに並列に、前記第
１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２
のスイッチング手段と第１のコンデンサ６の直列回路を
接続し、前記第２のスイッチング手段に並列に、少なく
とも１次巻線１０ａと１つ以上の２次巻線１０ｂを有す
る第２のトランス１０の１次巻線１０ａと第２のコンデ
ンサ９の直列回路を接続し、前記第１及び第２のトラン
ス３，１０の２次巻線３ｂ，１０ｂに発生する電圧を整
流平滑手段を介して出力に供給する。
流の発生をなくし、負荷変動に伴う動作周波数の変動を
抑制し、さらに多出力コンバータにおける出力の安定性
を改善し、設計の自由度を大きくし、また電流共振を行
わせることにより整流ダイオードのリカバリの発生を抑
えること。 【構成】 少なくとも１次巻線３ａと１つ以上の２次巻
線３ｂを有する第１のトランス３の１次巻線と、オンオ
フを繰り返す第１のスイッチング手段を直列に接続し、
前記第１のトランス３の１次巻線３ａに並列に、前記第
１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２
のスイッチング手段と第１のコンデンサ６の直列回路を
接続し、前記第２のスイッチング手段に並列に、少なく
とも１次巻線１０ａと１つ以上の２次巻線１０ｂを有す
る第２のトランス１０の１次巻線１０ａと第２のコンデ
ンサ９の直列回路を接続し、前記第１及び第２のトラン
ス３，１０の２次巻線３ｂ，１０ｂに発生する電圧を整
流平滑手段を介して出力に供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の電子機
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く
求められている。
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く
求められている。
【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置につい
て説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、Ｚ
ＥＴＡコンバータと称される入出力非反転の昇降圧型コ
ンバータの回路構成図である。図９において、１は入力
直流電源であり、その電圧をＶINとする。２ａ−２ｂは
入力端子であり、前記入力直流電源１が接続されてい
る。４はスイッチング素子であり、２１は第１のチョー
クコイルであり、６はコンデンサである。スイッチング
素子４は入力直流電圧ＶINを高周波交流電圧に変換し、
第１のチョークコイル２１及びコンデンサ６に伝達す
る。コンデンサ６の静電容量は十分に大きく、その電圧
は図９中に示す方向に直流電圧ＶCを保持する。２２は
ダイオードである。２３は第２のチョークコイルであ
り、第１のチョークコイル２１とは図９中に示す極性で
磁気結合可能である。１２は平滑コンデンサであり、１
３ａ−１３ｂは出力端子である。平滑コンデンサ１２の
静電容量は十分大きく、出力端子１３ａ−１３ｂへは出
力電圧ＶOが出力される。１７は制御回路であり、出力
直流電圧ＶOを安定化すべくスイッチング素子４を所定
のオンオフ比で駆動する。
て説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、Ｚ
ＥＴＡコンバータと称される入出力非反転の昇降圧型コ
ンバータの回路構成図である。図９において、１は入力
直流電源であり、その電圧をＶINとする。２ａ−２ｂは
入力端子であり、前記入力直流電源１が接続されてい
る。４はスイッチング素子であり、２１は第１のチョー
クコイルであり、６はコンデンサである。スイッチング
素子４は入力直流電圧ＶINを高周波交流電圧に変換し、
第１のチョークコイル２１及びコンデンサ６に伝達す
る。コンデンサ６の静電容量は十分に大きく、その電圧
は図９中に示す方向に直流電圧ＶCを保持する。２２は
ダイオードである。２３は第２のチョークコイルであ
り、第１のチョークコイル２１とは図９中に示す極性で
磁気結合可能である。１２は平滑コンデンサであり、１
３ａ−１３ｂは出力端子である。平滑コンデンサ１２の
静電容量は十分大きく、出力端子１３ａ−１３ｂへは出
力電圧ＶOが出力される。１７は制御回路であり、出力
直流電圧ＶOを安定化すべくスイッチング素子４を所定
のオンオフ比で駆動する。
【０００４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下その動作を説明する。まず、スイッ
チング素子４がオンの時、第１のチョークコイル２１に
は電圧ＶINが印加されるとともに、第２のチョークコイ
ル２３には電圧ＶIN＋ＶC−ＶOが印加される。スイッチ
ング素子４には第１のチョークコイル２１と第２のチョ
ークコイル２３との励磁電流の和の電流が流れる。また
コンデンサ６には第２のチョークコイル２３の励磁電流
が流れる。この期間をＴONとする。
装置について、以下その動作を説明する。まず、スイッ
チング素子４がオンの時、第１のチョークコイル２１に
は電圧ＶINが印加されるとともに、第２のチョークコイ
ル２３には電圧ＶIN＋ＶC−ＶOが印加される。スイッチ
ング素子４には第１のチョークコイル２１と第２のチョ
ークコイル２３との励磁電流の和の電流が流れる。また
コンデンサ６には第２のチョークコイル２３の励磁電流
が流れる。この期間をＴONとする。
【０００５】次にスイッチング素子４がオフの時、各チ
ョークコイル２１，２３の電圧は反転し、ダイオード２
２が導通する。このとき第１のチョークコイル２１には
電圧ＶCが印加されるとともに、第２のチョークコイル
２３には電圧ＶOが印加される。ダイオード２２には第
１のチョークコイル２１と第２のチョークコイル２３と
の消磁電流の和の電流が流れる。またコンデンサ６には
第１のチョークコイル２１の消磁電流が流れる。この期
間をＴOFFとする。安定動作状態においては各チョーク
コイル２１，２３の磁束は一周期でリセットされるか
ら、次式が成立する。
ョークコイル２１，２３の電圧は反転し、ダイオード２
２が導通する。このとき第１のチョークコイル２１には
電圧ＶCが印加されるとともに、第２のチョークコイル
２３には電圧ＶOが印加される。ダイオード２２には第
１のチョークコイル２１と第２のチョークコイル２３と
の消磁電流の和の電流が流れる。またコンデンサ６には
第１のチョークコイル２１の消磁電流が流れる。この期
間をＴOFFとする。安定動作状態においては各チョーク
コイル２１，２３の磁束は一周期でリセットされるか
ら、次式が成立する。
【０００６】 ＶIN×ＴON＝ＶC×ＴOFF （ＶIN＋ＶC−ＶO）×ＴON＝ＶO×ＴOFF 従って出力電圧は次式のようになる。
【０００７】ＶO＝ＶC＝（ＴON／ＴOFF）×ＶIN 即ち出力電圧ＶOは、スイッチング素子４のオンオフ比
を調整することにより、安定化することができる。図１
０に各部動作波形を示しておく。
を調整することにより、安定化することができる。図１
０に各部動作波形を示しておく。
【０００８】また、各チョークコイル２１，２３に印加
される電圧が等しいことから、第１のチョークコイル２
１と第２のチョークコイル２３とが同一巻数で磁気結合
可能であることがわかる。詳しい説明は省くが、このス
イッチング電源装置は、第１のチョークコイル２１と第
２のチョークコイル２３との巻数比をその結合係数と等
しくすることにより、第２のチョークコイル２３に流れ
る電流を交流成分のない直流電流とすることができ、出
力直流電圧ＶOに重畳されるリップル電圧を０Ｖにする
ことができるという特徴を有している。
される電圧が等しいことから、第１のチョークコイル２
１と第２のチョークコイル２３とが同一巻数で磁気結合
可能であることがわかる。詳しい説明は省くが、このス
イッチング電源装置は、第１のチョークコイル２１と第
２のチョークコイル２３との巻数比をその結合係数と等
しくすることにより、第２のチョークコイル２３に流れ
る電流を交流成分のない直流電流とすることができ、出
力直流電圧ＶOに重畳されるリップル電圧を０Ｖにする
ことができるという特徴を有している。
【０００９】図１１にこのスイッチング電源装置を入出
力絶縁型にした回路構成図を示す。図１１において、２
４はトランスであり、２４ａはその１次巻線、２４ｂは
２次巻線である。トランス２４が図９における第１のチ
ョークコイル２１の代わりに接続される以外は図９に示
したスイッチング電源装置と同様の構成である。また動
作も２次巻線２４ｂ以後が巻数比変換されるだけで、図
９のスイッチング電源装置と同様である。
力絶縁型にした回路構成図を示す。図１１において、２
４はトランスであり、２４ａはその１次巻線、２４ｂは
２次巻線である。トランス２４が図９における第１のチ
ョークコイル２１の代わりに接続される以外は図９に示
したスイッチング電源装置と同様の構成である。また動
作も２次巻線２４ｂ以後が巻数比変換されるだけで、図
９のスイッチング電源装置と同様である。
【００１０】但し、トランス２４の漏れインダクタンス
に起因するサージ電圧がスイッチングの際発生する。こ
のスイッチング電源装置もトランス２４とチョークコイ
ル２３は磁気結合可能で、２次巻線２４ｂとチョークコ
イル２３との巻数比をその結合係数と等しくすることに
より、チョークコイル２３に流れる電流を交流成分のな
い直流電流とすることができ、出力直流電圧に重畳され
るリップル電圧を０Ｖにすることができるという特徴を
有している。図１２にその各部動作波形図を示してお
く。
に起因するサージ電圧がスイッチングの際発生する。こ
のスイッチング電源装置もトランス２４とチョークコイ
ル２３は磁気結合可能で、２次巻線２４ｂとチョークコ
イル２３との巻数比をその結合係数と等しくすることに
より、チョークコイル２３に流れる電流を交流成分のな
い直流電流とすることができ、出力直流電圧に重畳され
るリップル電圧を０Ｖにすることができるという特徴を
有している。図１２にその各部動作波形図を示してお
く。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
の構成では、軽負荷時にチョークコイルに流れる電流が
０Ａになると、出力電圧の安定化のためには、ＴONを短
くするような動作をするため、負荷急変のある出力仕様
によっては、チョークコイルのインダクタンスを大きく
設定しなければならない。スイッチング素子４のターン
オンの際、ダイオード５は導通しているのでリカバリ電
流が発生するし、このときスイッチング素子４に印加さ
れている電圧はＶIN＋ＶOから急峻に０Ｖに放電される
のでターンオン損失が発生する。これらに加えて図１１
のように絶縁型の場合には、トランス２４の漏れインダ
クタンスに起因するサージ電圧のために多大なターンオ
フ損失を発生したり、スナバ回路での損失が発生し効率
が低下するという問題点を有していた。
の構成では、軽負荷時にチョークコイルに流れる電流が
０Ａになると、出力電圧の安定化のためには、ＴONを短
くするような動作をするため、負荷急変のある出力仕様
によっては、チョークコイルのインダクタンスを大きく
設定しなければならない。スイッチング素子４のターン
オンの際、ダイオード５は導通しているのでリカバリ電
流が発生するし、このときスイッチング素子４に印加さ
れている電圧はＶIN＋ＶOから急峻に０Ｖに放電される
のでターンオン損失が発生する。これらに加えて図１１
のように絶縁型の場合には、トランス２４の漏れインダ
クタンスに起因するサージ電圧のために多大なターンオ
フ損失を発生したり、スナバ回路での損失が発生し効率
が低下するという問題点を有していた。
【００１２】本発明は前記従来の問題点を解決するもの
で、負荷条件によるスイッチング素子のオンオフ期間の
変動を抑え、ゼロクロススイッチングの実現により効率
を向上するとともに低ノイズを実現したスイッチング電
源装置を提供することを目的とする。
で、負荷条件によるスイッチング素子のオンオフ期間の
変動を抑え、ゼロクロススイッチングの実現により効率
を向上するとともに低ノイズを実現したスイッチング電
源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明のスイッチング電源装置は、少なくとも１次巻
線と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次
巻線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直
列に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前
記第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す
第２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路
を接続し、前記第２のスイッチング手段に並列に少なく
とも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有する第２のトラ
ンスの１次巻線と第２のコンデンサの直列回路を接続
し、前記第１及び第２のトランスの２次巻線に発生する
電圧を整流平滑手段を介して出力に供給する構成を有し
ている。
に本発明のスイッチング電源装置は、少なくとも１次巻
線と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次
巻線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直
列に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前
記第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す
第２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路
を接続し、前記第２のスイッチング手段に並列に少なく
とも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有する第２のトラ
ンスの１次巻線と第２のコンデンサの直列回路を接続
し、前記第１及び第２のトランスの２次巻線に発生する
電圧を整流平滑手段を介して出力に供給する構成を有し
ている。
【００１４】
【作用】この構成によって、第１および第２のスイッチ
ング手段のターンオン時には、スイッチング手段の寄生
コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられたエネ
ルギーを放電してからターンオンするためスパイク電流
の発生もなく、第１および第２のスイッチング手段のタ
ーンオフ時には、トランスの漏れインダクタンスの影響
によるスパイク電圧の発生もない。またトランスの電流
は常に連続となり、負荷条件によるスイッチング素子の
オンオフ期間の変動も抑えられる。さらに多出力時の巻
数設定が独立して行えるため、設計の自由度が増し、ま
たクランプコンデンサの微少な電圧変動を利用してレギ
ュレーション特性の改善の効果もある。また電流共振と
することで２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチ
ングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がなく、ス
イッチング素子のターンオフ電流を小さくできるためタ
ーンオフスイッチングロスも小さくできる。さらに２つ
のクランプコンデンサの容量値を変えることで、２つの
トランスの漏れインダクタンスに応じた共振周波数を設
定できる。
ング手段のターンオン時には、スイッチング手段の寄生
コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられたエネ
ルギーを放電してからターンオンするためスパイク電流
の発生もなく、第１および第２のスイッチング手段のタ
ーンオフ時には、トランスの漏れインダクタンスの影響
によるスパイク電圧の発生もない。またトランスの電流
は常に連続となり、負荷条件によるスイッチング素子の
オンオフ期間の変動も抑えられる。さらに多出力時の巻
数設定が独立して行えるため、設計の自由度が増し、ま
たクランプコンデンサの微少な電圧変動を利用してレギ
ュレーション特性の改善の効果もある。また電流共振と
することで２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチ
ングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がなく、ス
イッチング素子のターンオフ電流を小さくできるためタ
ーンオフスイッチングロスも小さくできる。さらに２つ
のクランプコンデンサの容量値を変えることで、２つの
トランスの漏れインダクタンスに応じた共振周波数を設
定できる。
【００１５】
【実施例】（実施例１）以下本発明の第１の実施例につ
いて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第
１の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す
ものである。
いて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第
１の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す
ものである。
【００１６】１は入力直流電源であり入力電圧をＶINと
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有し、１
次巻線３ａの一端を入力端子２ａに接続し他端を第１の
スイッチング素子４を介して入力端子２ｂに接続し、２
次巻線３ｂは第１の整流ダイオード１１を介して第１の
出力端子１３ａ−１３ｂに接続される。４は第１のスイ
ッチング素子であり、制御回路１７によりオンオフされ
る。５は第１のダイオードであり前記第１のスイッチン
グ素子４と前記第１のダイオード５で第１のスイッチン
グ手段を構成する。
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有し、１
次巻線３ａの一端を入力端子２ａに接続し他端を第１の
スイッチング素子４を介して入力端子２ｂに接続し、２
次巻線３ｂは第１の整流ダイオード１１を介して第１の
出力端子１３ａ−１３ｂに接続される。４は第１のスイ
ッチング素子であり、制御回路１７によりオンオフされ
る。５は第１のダイオードであり前記第１のスイッチン
グ素子４と前記第１のダイオード５で第１のスイッチン
グ手段を構成する。
【００１７】６は直流電圧ＶC1を保持する第１のコンデ
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり第２のトランス１０の１次巻線１０ａを介して
スイッチング素子７の両端に接続される。１０は第２の
トランスであり１次巻線１０ａと１つ以上の２次巻線１
０ｂを有し、２次巻線１０ｂは第２の整流ダイオード１
４を介して第２の出力端子１６ａ−１６ｂに接続され
る。
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり第２のトランス１０の１次巻線１０ａを介して
スイッチング素子７の両端に接続される。１０は第２の
トランスであり１次巻線１０ａと１つ以上の２次巻線１
０ｂを有し、２次巻線１０ｂは第２の整流ダイオード１
４を介して第２の出力端子１６ａ−１６ｂに接続され
る。
【００１８】１１は第１の整流ダイオードであり、１２
は第１の平滑コンデンサであり、前記第１の整流ダイオ
ード１１と前記第１の平滑コンデンサ１２とで第１の整
流平滑手段を構成し、前記第１のトランス３の２次巻線
３ｂの誘起電圧を整流平滑して第１の出力端子１３ａ−
１３ｂに電圧を供給する。１３ａ−１３ｂは第１の出力
端子である。１４は第２の整流ダイオードであり、１５
は第２の平滑コンデンサであり、前記第２の整流ダイオ
ード１４と前記第２の平滑コンデンサ１５とで第２の整
流平滑手段を構成し、前記第２のトランス１０の２次巻
線１０ｂの誘起電圧を整流平滑して第２の出力端子１６
ａ−１６ｂに電圧を供給する。１６ａ−１６ｂは第２の
出力端子である。１７は制御回路であり第２の出力端子
１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になる
ように前記第１のスイッチング素子４と前記第２のスイ
ッチング素子７のオンオフ比を変える制御信号を発生す
る。
は第１の平滑コンデンサであり、前記第１の整流ダイオ
ード１１と前記第１の平滑コンデンサ１２とで第１の整
流平滑手段を構成し、前記第１のトランス３の２次巻線
３ｂの誘起電圧を整流平滑して第１の出力端子１３ａ−
１３ｂに電圧を供給する。１３ａ−１３ｂは第１の出力
端子である。１４は第２の整流ダイオードであり、１５
は第２の平滑コンデンサであり、前記第２の整流ダイオ
ード１４と前記第２の平滑コンデンサ１５とで第２の整
流平滑手段を構成し、前記第２のトランス１０の２次巻
線１０ｂの誘起電圧を整流平滑して第２の出力端子１６
ａ−１６ｂに電圧を供給する。１６ａ−１６ｂは第２の
出力端子である。１７は制御回路であり第２の出力端子
１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になる
ように前記第１のスイッチング素子４と前記第２のスイ
ッチング素子７のオンオフ比を変える制御信号を発生す
る。
【００１９】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００２０】図２において（ａ）は制御回路１７の第１
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流Ｉ D2を示している。
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流Ｉ D2を示している。
【００２１】動作状態の時間的変化を示すためｔ1〜ｔ3
を図中に記している。時刻ｔ1で制御回路１７のオン信
号により第１のスイッチング素子４がオンし同時に第２
のスイッチング素子７がオフすると、第１のトランス３
の１次巻線３ａに入力電圧Ｖ INが印加され、同時に第２
のトランス１０の１次巻線１０ａに電圧ＶIN＋ＶC1−Ｖ
C2が印加される。この時第１のトランス３の２次巻線３
ｂに接続される第１の整流ダイオード１１および第２の
トランス１０の２次巻線１０ｂに接続される第２の整流
ダイオード１４はオフしているように接続されている。
第１のトランス３の１次巻線３ａの電流ＩL1および第２
のトランス１０の１次巻線１０ａの電流は直線状に増加
し、第１のトランス３および第２のトランス１０に励磁
エネルギーが蓄積される。
を図中に記している。時刻ｔ1で制御回路１７のオン信
号により第１のスイッチング素子４がオンし同時に第２
のスイッチング素子７がオフすると、第１のトランス３
の１次巻線３ａに入力電圧Ｖ INが印加され、同時に第２
のトランス１０の１次巻線１０ａに電圧ＶIN＋ＶC1−Ｖ
C2が印加される。この時第１のトランス３の２次巻線３
ｂに接続される第１の整流ダイオード１１および第２の
トランス１０の２次巻線１０ｂに接続される第２の整流
ダイオード１４はオフしているように接続されている。
第１のトランス３の１次巻線３ａの電流ＩL1および第２
のトランス１０の１次巻線１０ａの電流は直線状に増加
し、第１のトランス３および第２のトランス１０に励磁
エネルギーが蓄積される。
【００２２】時刻ｔ2で制御回路１７のオフ信号で第１
のスイッチング素子４がオフすると、第１のスイッチン
グ素子４を流れていた電流は第２のダイオード８をター
ンオンさせる。同時に制御回路１７のオン信号で第２の
スイッチング素子７がオンするが、オン電流ＩQ2が第２
のダイオード８を流れても第２のスイッチング素子７を
流れても動作に変化はない。第２のダイオード８または
第２のスイッチング素子７がオンすると第１のトランス
３の１次巻線３ａに第１のコンデンサ６に保持されてい
る直流電圧ＶC1が印加され、同時に第２のトランス１０
の１次巻線１０ａに第２のコンデンサ９に保持されてい
る直流電圧ＶC2が印加される。この時第１のトランス３
の２次巻線３ｂに接続される第１の整流ダイオード１１
はオンとなり、第１の出力端子１３ａ−１３ｂに電流が
供給される。また第２のトランス１０の２次巻線１０ｂ
に接続される第２の整流ダイオード１４もオンとなり、
第２の出力端子１６ａ−１６ｂにも電流が供給される。
のスイッチング素子４がオフすると、第１のスイッチン
グ素子４を流れていた電流は第２のダイオード８をター
ンオンさせる。同時に制御回路１７のオン信号で第２の
スイッチング素子７がオンするが、オン電流ＩQ2が第２
のダイオード８を流れても第２のスイッチング素子７を
流れても動作に変化はない。第２のダイオード８または
第２のスイッチング素子７がオンすると第１のトランス
３の１次巻線３ａに第１のコンデンサ６に保持されてい
る直流電圧ＶC1が印加され、同時に第２のトランス１０
の１次巻線１０ａに第２のコンデンサ９に保持されてい
る直流電圧ＶC2が印加される。この時第１のトランス３
の２次巻線３ｂに接続される第１の整流ダイオード１１
はオンとなり、第１の出力端子１３ａ−１３ｂに電流が
供給される。また第２のトランス１０の２次巻線１０ｂ
に接続される第２の整流ダイオード１４もオンとなり、
第２の出力端子１６ａ−１６ｂにも電流が供給される。
【００２３】この時、第２のスイッチング手段を流れる
電流ＩQ2は第１のトランス３および第２のトランス１０
の励磁エネルギーの減少と第１のトランス３の２次巻線
３ｂから放出される出力電流の増加および第２のトラン
ス１０の２次巻線１０ｂから放出する出力電流の増加に
ともない、次第に減少し負の値となる。第２のスイッチ
ング素子７に負電流が流れているときに制御回路１７の
オフ信号により第２のスイッチング素子７がターンオフ
すると、この電流により第１のダイオード５をオンとす
る。同時に制御回路１７のオン信号により第１のスイッ
チング素子４がオンとなるが第１のスイッチング手段を
流れる電流ＩQ1が第１のスイッチング素子４を流れても
第１のダイオード５を流れても動作に変化は生じない。
第１のスイッチング素子４がオンし同時に第２のスイッ
チング素子７がオフすると、第１のトランス３の１次巻
線に入力電圧ＶINが印加され、同時に第２のトランス１
０の１次巻線１０ａに電圧ＶIN＋ＶC1−ＶC2が印加され
る。この動作を繰り返す。
電流ＩQ2は第１のトランス３および第２のトランス１０
の励磁エネルギーの減少と第１のトランス３の２次巻線
３ｂから放出される出力電流の増加および第２のトラン
ス１０の２次巻線１０ｂから放出する出力電流の増加に
ともない、次第に減少し負の値となる。第２のスイッチ
ング素子７に負電流が流れているときに制御回路１７の
オフ信号により第２のスイッチング素子７がターンオフ
すると、この電流により第１のダイオード５をオンとす
る。同時に制御回路１７のオン信号により第１のスイッ
チング素子４がオンとなるが第１のスイッチング手段を
流れる電流ＩQ1が第１のスイッチング素子４を流れても
第１のダイオード５を流れても動作に変化は生じない。
第１のスイッチング素子４がオンし同時に第２のスイッ
チング素子７がオフすると、第１のトランス３の１次巻
線に入力電圧ＶINが印加され、同時に第２のトランス１
０の１次巻線１０ａに電圧ＶIN＋ＶC1−ＶC2が印加され
る。この動作を繰り返す。
【００２４】第１のスイッチング手段のオン期間を
ＴON、オフ期間をＴOFFとすると、第１のトランス３の
リセット条件により ＶIN×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ち第２のトランス１０のリセット条件から （ＶIN＋ＶC1−ＶC2）×ＴON＝ＶC2×ＴOFF となる。以上からＶC1、ＶC2を求めると ＶC1＝ＴON／ＴOFF×ＶIN ＶC2＝ＴON／ＴOFF×ＶIN となる。第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３
ｂの巻数比をｎ1：１、第２のトランス１０の１次巻線
１０ａと２次巻線１０ｂの巻数比をｎ2：１とすると第
１の出力端子１３ａ−１３ｂの出力電圧ＶOUT1は ＶOUT1＝ＶC1／ｎ1＝ＴON／ＴOFF／ｎ1×ＶIN 第２の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧ＶOUT2は ＶOUT2＝ＶC2／ｎ2＝ＴON／ＴOFF／ｎ2×ＶIN となり、ＶOUT1とＶOUT2は比例した出力電圧が得られ、
第１のスイッチング素子４および第２のスイッチング素
子７のオンオフ比により出力電圧が制御できる。この構
成ではトランスの漏れインダクタンスに起因する第１の
スイッチング素子４および第２のスイッチング素子７の
ターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード５およ
び第２のダイオード８がターンオンすることにより効果
的に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ９に吸
収され、スパイク電圧の発生はない。またトランスの電
流は常に連続となり、負荷条件によるスイッチング素子
のオンオフ期間の変動も抑えられる。
ＴON、オフ期間をＴOFFとすると、第１のトランス３の
リセット条件により ＶIN×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ち第２のトランス１０のリセット条件から （ＶIN＋ＶC1−ＶC2）×ＴON＝ＶC2×ＴOFF となる。以上からＶC1、ＶC2を求めると ＶC1＝ＴON／ＴOFF×ＶIN ＶC2＝ＴON／ＴOFF×ＶIN となる。第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３
ｂの巻数比をｎ1：１、第２のトランス１０の１次巻線
１０ａと２次巻線１０ｂの巻数比をｎ2：１とすると第
１の出力端子１３ａ−１３ｂの出力電圧ＶOUT1は ＶOUT1＝ＶC1／ｎ1＝ＴON／ＴOFF／ｎ1×ＶIN 第２の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧ＶOUT2は ＶOUT2＝ＶC2／ｎ2＝ＴON／ＴOFF／ｎ2×ＶIN となり、ＶOUT1とＶOUT2は比例した出力電圧が得られ、
第１のスイッチング素子４および第２のスイッチング素
子７のオンオフ比により出力電圧が制御できる。この構
成ではトランスの漏れインダクタンスに起因する第１の
スイッチング素子４および第２のスイッチング素子７の
ターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード５およ
び第２のダイオード８がターンオンすることにより効果
的に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ９に吸
収され、スパイク電圧の発生はない。またトランスの電
流は常に連続となり、負荷条件によるスイッチング素子
のオンオフ期間の変動も抑えられる。
【００２５】また２つの出力を別々のトランスから取り
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６と
第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用いた
がコンデンサの容量値を小さくして、直流電圧値を１周
期内で変動させレギュレーション特性を改善することが
可能である。
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６と
第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用いた
がコンデンサの容量値を小さくして、直流電圧値を１周
期内で変動させレギュレーション特性を改善することが
可能である。
【００２６】さらに第１のトランス３と第２のトランス
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線を流れ
る電流の交流電流分をゼロとすることができるという特
徴もある。
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線を流れ
る電流の交流電流分をゼロとすることができるという特
徴もある。
【００２７】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の
第２の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。
ついて、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の
第２の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。
【００２８】１は入力直流電源であり入力電圧はＶINと
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有する。
４は第１のスイッチング素子であり、制御回路１７によ
りオンオフされる。５は第１のダイオードであり前記第
１のスイッチング素子４と前記第１のダイオード５で第
１のスイッチング手段を構成する。
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有する。
４は第１のスイッチング素子であり、制御回路１７によ
りオンオフされる。５は第１のダイオードであり前記第
１のスイッチング素子４と前記第１のダイオード５で第
１のスイッチング手段を構成する。
【００２９】６は直流電圧ＶCIを保持する第１のコンデ
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり、１０は第２のトランスであり１次巻線１０ａ
と１つ以上の２次巻線１０ｂを有する。１１は第１の整
流ダイオードであり、１２は第１の平滑コンデンサであ
り、第１の整流ダイオード１１と第１の平滑コンデンサ
１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ−１３ｂ
は第１の出力端子である。１４は第２の整流ダイオード
であり、１５は第２の平滑コンデンサであり、第２の整
流ダイオード１４と第２の平滑コンデンサ１５とで第２
の整流平滑手段を構成し、１６ａ−１６ｂは第２の出力
端子である。１７は制御回路であり第２の出力端子１６
ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子
７のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり、１０は第２のトランスであり１次巻線１０ａ
と１つ以上の２次巻線１０ｂを有する。１１は第１の整
流ダイオードであり、１２は第１の平滑コンデンサであ
り、第１の整流ダイオード１１と第１の平滑コンデンサ
１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ−１３ｂ
は第１の出力端子である。１４は第２の整流ダイオード
であり、１５は第２の平滑コンデンサであり、第２の整
流ダイオード１４と第２の平滑コンデンサ１５とで第２
の整流平滑手段を構成し、１６ａ−１６ｂは第２の出力
端子である。１７は制御回路であり第２の出力端子１６
ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子
７のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００３０】１８は第３のコンデンサであり、第１のス
イッチング素子４の両端に接続され、第１のスイッチン
グ素子４および第２のスイッチング素子７に印加される
電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１のスイッチン
グ素子４と第２のスイッチング素子７は同時にオフの期
間を持つように制御回路１７のオンオフ信号は設定され
ている。
イッチング素子４の両端に接続され、第１のスイッチン
グ素子４および第２のスイッチング素子７に印加される
電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１のスイッチン
グ素子４と第２のスイッチング素子７は同時にオフの期
間を持つように制御回路１７のオンオフ信号は設定され
ている。
【００３１】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００３２】図４において（ａ）は制御回路１７の第１
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流Ｉ D2を示している。
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流Ｉ D2を示している。
【００３３】基本的な動作は第１の実施例の回路構成と
同じであるが、第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子７は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子７
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子４の両端には第３のコンデンサ１
８が接続されているため第１のスイッチング素子４のタ
ーンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上
がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ１８
に蓄えられた電荷を入力直流電源１に回生してから、第
１のスイッチング素子４をターンオンできるため、第１
のスイッチング素子４のターンオン損失にならない。同
様な効果は第２のスイッチング素子７にもある。
同じであるが、第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子７は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子７
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子４の両端には第３のコンデンサ１
８が接続されているため第１のスイッチング素子４のタ
ーンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上
がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ１８
に蓄えられた電荷を入力直流電源１に回生してから、第
１のスイッチング素子４をターンオンできるため、第１
のスイッチング素子４のターンオン損失にならない。同
様な効果は第２のスイッチング素子７にもある。
【００３４】これらのような過渡時以外の動作は図１で
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時において第１のト
ランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に
第１のスイッチング素子４のオフ時の各巻線電流の初期
電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少な
く、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素
子７に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズ
の発生が抑えられ、第１のスイッチング素子４と第２の
スイッチング素子７のスイッチング損失の発生も抑えら
れる効果がある。さらに本実施例ではトランスの漏れイ
ンダクタンスに起因する第１のスイッチング素子４およ
び第２のスイッチング素子７のターンオフ時のスパイク
電圧が第１のダイオード５および第２のダイオード８が
ターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ６
および第２のコンデンサ９に吸収され、スパイク電圧の
発生はない。またトランスの電流は常に連続となり、負
荷条件によるスイッチング素子のオンオフ期間の変動も
抑えられる。
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時において第１のト
ランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に
第１のスイッチング素子４のオフ時の各巻線電流の初期
電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少な
く、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素
子７に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズ
の発生が抑えられ、第１のスイッチング素子４と第２の
スイッチング素子７のスイッチング損失の発生も抑えら
れる効果がある。さらに本実施例ではトランスの漏れイ
ンダクタンスに起因する第１のスイッチング素子４およ
び第２のスイッチング素子７のターンオフ時のスパイク
電圧が第１のダイオード５および第２のダイオード８が
ターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ６
および第２のコンデンサ９に吸収され、スパイク電圧の
発生はない。またトランスの電流は常に連続となり、負
荷条件によるスイッチング素子のオンオフ期間の変動も
抑えられる。
【００３５】また２つの出力を別々のトランスから取り
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。またコンデンサ６とコンデ
ンサ９は直流電圧を保持する目的で用いたがコンデンサ
の容量値を小さくして、直流電圧値を１周期内で変動さ
せレギュレーション特性を改善することが可能である。
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。またコンデンサ６とコンデ
ンサ９は直流電圧を保持する目的で用いたがコンデンサ
の容量値を小さくして、直流電圧値を１周期内で変動さ
せレギュレーション特性を改善することが可能である。
【００３６】さらに第１のトランス３と第２のトランス
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線１０ａ
を流れる電流の交流電流分をゼロとすることができると
いう特徴もある。
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線１０ａ
を流れる電流の交流電流分をゼロとすることができると
いう特徴もある。
【００３７】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図５は本発明の
第３の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。
ついて、図面を参照しながら説明する。図５は本発明の
第３の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。
【００３８】１は入力直流電源であり入力電圧はＶINと
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有する。
４は第１のスイッチング素子であり、制御回路１７によ
りオンオフされる。５は第１のダイオードであり前記第
１のスイッチング素子４と前記第１のダイオード５で第
１のスイッチング手段を構成する。
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有する。
４は第１のスイッチング素子であり、制御回路１７によ
りオンオフされる。５は第１のダイオードであり前記第
１のスイッチング素子４と前記第１のダイオード５で第
１のスイッチング手段を構成する。
【００３９】６は直流電圧ＶC1を保持する第１のコンデ
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり、１０は第２のトランスであり１次巻線１０ａ
と１つ以上の２次巻線１０ｂを有する。１１は第１の整
流ダイオードであり、１２は第１の平滑コンデンサであ
り、前記第１の整流ダイオード１１と前記第１の平滑コ
ンデンサ１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ
−１３ｂは第１の出力端子である。１４は第２の整流ダ
イオードであり、１５は第２の平滑コンデンサであり、
前記第２の整流ダイオード１４と前記第２の平滑コンデ
ンサ１５とで第２の整流平滑手段を構成し、１６ａ−１
６ｂは第２の出力端子である。１７は制御回路であり前
記第２の出力端子１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力
電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子４
と前記第２のスイッチング素子７のオンオフ比を変える
制御信号を発生する。
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり、１０は第２のトランスであり１次巻線１０ａ
と１つ以上の２次巻線１０ｂを有する。１１は第１の整
流ダイオードであり、１２は第１の平滑コンデンサであ
り、前記第１の整流ダイオード１１と前記第１の平滑コ
ンデンサ１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ
−１３ｂは第１の出力端子である。１４は第２の整流ダ
イオードであり、１５は第２の平滑コンデンサであり、
前記第２の整流ダイオード１４と前記第２の平滑コンデ
ンサ１５とで第２の整流平滑手段を構成し、１６ａ−１
６ｂは第２の出力端子である。１７は制御回路であり前
記第２の出力端子１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力
電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子４
と前記第２のスイッチング素子７のオンオフ比を変える
制御信号を発生する。
【００４０】１９は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記第１のトランス３の１次巻線３
ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７のオ
ン期間に前記第１のコンデンサ６と共振し、前記第１の
トランス３の２次巻線３ｂに伝達される出力電流を共振
電流とする。２０は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記第２のトランス１０の１次巻線
１０ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７
のオン期間に前記第２のコンデンサ９と共振し、前記第
２のトランス１０の２次巻線１０ｂに伝達される出力電
流を共振電流とする。
タンス素子であり、前記第１のトランス３の１次巻線３
ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７のオ
ン期間に前記第１のコンデンサ６と共振し、前記第１の
トランス３の２次巻線３ｂに伝達される出力電流を共振
電流とする。２０は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記第２のトランス１０の１次巻線
１０ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７
のオン期間に前記第２のコンデンサ９と共振し、前記第
２のトランス１０の２次巻線１０ｂに伝達される出力電
流を共振電流とする。
【００４１】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００４２】図６において（ａ）は制御回路１７の第１
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流Ｉ D2を示している。動作状態の時間的変化を
示すためｔ1〜ｔ4を図中に記している。
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流Ｉ D2を示している。動作状態の時間的変化を
示すためｔ1〜ｔ4を図中に記している。
【００４３】基本的な動作は第１の実施例の回路構成と
同じであるが、第２のスイッチング素子７がオンとなり
出力に電流を供給するとき、第１のコンデンサ６と漏れ
インダクタンスまたはインダクタンス素子１９は共振
し、共振周波数を十分小さく設定されているので、第１
のトランス３の２次巻線電流ＩD1は正弦波状となりゼロ
から立ち上がり、ｔ4で再びゼロとなる。従って第１の
整流ダイオード１１はゼロ電流スイッチングとなりリカ
バリは発生しない。同様に、第２のコンデンサ９と漏れ
インダクタンスまたはインダクタンス素子２０は共振
し、共振周波数を十分小さく設定されているので、第２
のトランス１０の２次巻線電流ＩD2は正弦波状となりゼ
ロから立ち上がり、ｔ2で再びゼロとなる。従って第２
の整流ダイオード１４はゼロ電流スイッチングとなりリ
カバリは発生しない。
同じであるが、第２のスイッチング素子７がオンとなり
出力に電流を供給するとき、第１のコンデンサ６と漏れ
インダクタンスまたはインダクタンス素子１９は共振
し、共振周波数を十分小さく設定されているので、第１
のトランス３の２次巻線電流ＩD1は正弦波状となりゼロ
から立ち上がり、ｔ4で再びゼロとなる。従って第１の
整流ダイオード１１はゼロ電流スイッチングとなりリカ
バリは発生しない。同様に、第２のコンデンサ９と漏れ
インダクタンスまたはインダクタンス素子２０は共振
し、共振周波数を十分小さく設定されているので、第２
のトランス１０の２次巻線電流ＩD2は正弦波状となりゼ
ロから立ち上がり、ｔ2で再びゼロとなる。従って第２
の整流ダイオード１４はゼロ電流スイッチングとなりリ
カバリは発生しない。
【００４４】これらのような過渡時以外の動作は図１で
説明した実施例と同様であるので省略する。
説明した実施例と同様であるので省略する。
【００４５】さらに第１のスイッチング素子４と第２の
スイッチング素子７のターンオフ電流を小さくでき、ス
イッチングロスを小さくできるという効果もある。
スイッチング素子７のターンオフ電流を小さくでき、ス
イッチングロスを小さくできるという効果もある。
【００４６】直流電圧ＶC1およびＶC2は実際は直流電圧
分と共振電圧である変動分の和電圧となるが、共振電圧
による変動分は十分小さく設定できるため、入力電圧と
出力電圧の変換比は実施例１の場合とほとんど変わらな
い。
分と共振電圧である変動分の和電圧となるが、共振電圧
による変動分は十分小さく設定できるため、入力電圧と
出力電圧の変換比は実施例１の場合とほとんど変わらな
い。
【００４７】さらに本実施例ではトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子４および第
２のスイッチング素子７のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード５および第２のダイオード８がター
ンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ６およ
び第２のコンデンサ９に吸収され、スパイク電圧の発生
はない。またトランスの電流は常に連続となり、負荷条
件によるスイッチング素子のオンオフ期間の変動も抑え
られる。
クタンスに起因する第１のスイッチング素子４および第
２のスイッチング素子７のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード５および第２のダイオード８がター
ンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ６およ
び第２のコンデンサ９に吸収され、スパイク電圧の発生
はない。またトランスの電流は常に連続となり、負荷条
件によるスイッチング素子のオンオフ期間の変動も抑え
られる。
【００４８】また２つの出力を別々のトランスから取り
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６と
第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用いた
がコンデンサの容量値を小さくして、直流電圧値を１周
期内で変動させレギュレーション特性を改善することが
可能である。また各トランスの２次巻線を流れる共振電
流の共振周波数は、第１のトランス３で第１のコンデン
サ６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１
９、第２のトランス１０で第２のコンデンサ９と漏れイ
ンダクタンスまたはインダクタンス素子２０で設定する
ことができ、共振周波数の設定が容易となる。
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６と
第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用いた
がコンデンサの容量値を小さくして、直流電圧値を１周
期内で変動させレギュレーション特性を改善することが
可能である。また各トランスの２次巻線を流れる共振電
流の共振周波数は、第１のトランス３で第１のコンデン
サ６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１
９、第２のトランス１０で第２のコンデンサ９と漏れイ
ンダクタンスまたはインダクタンス素子２０で設定する
ことができ、共振周波数の設定が容易となる。
【００４９】さらに第１のトランス３と第２のトランス
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線１０ａ
を流れる電流の交流電流分をゼロとすることができると
いう特徴もある。
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線１０ａ
を流れる電流の交流電流分をゼロとすることができると
いう特徴もある。
【００５０】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図７は本発明の
第４の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。
ついて、図面を参照しながら説明する。図７は本発明の
第４の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。
【００５１】１は入力直流電源であり入力電圧はＶINと
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有する。
４は第１のスイッチング素子であり、制御回路１７によ
りオンオフされる。５は第１のダイオードであり前記第
１のスイッチング素子４と前記第１のダイオード５で第
１のスイッチング手段を構成する。
する。２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトラン
スで１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有する。
４は第１のスイッチング素子であり、制御回路１７によ
りオンオフされる。５は第１のダイオードであり前記第
１のスイッチング素子４と前記第１のダイオード５で第
１のスイッチング手段を構成する。
【００５２】６は直流電圧ＶC1を保持する第１のコンデ
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり、１０は第２のトランスであり１次巻線１０ａ
と１つ以上の２次巻線１０ｂを有する。１１は第１の整
流ダイオードであり、１２は第１の平滑コンデンサであ
り、前記第１の整流ダイオード１１と前記第１の平滑コ
ンデンサ１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ
−１３ｂは第１の出力端子である。１４は第２の整流ダ
イオードであり、１５は第２の平滑コンデンサであり、
前記第２の整流ダイオード１４と前記第２の平滑コンデ
ンサ１５とで第２の整流平滑手段を構成し、１６ａ−１
６ｂは第２の出力端子である。１７は制御回路であり前
記第２の出力端子１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力
電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子４
と前記第２のスイッチング素子７のオンオフ比を変える
制御信号を発生する。
ンサであり、７は第２のスイッチング素子であり、８は
第２のダイオードであり前記第２のスイッチング素子７
と前記第２のダイオード８で第２のスイッチング手段を
構成する。９は直流電圧ＶC2を保持する第２のコンデン
サであり、１０は第２のトランスであり１次巻線１０ａ
と１つ以上の２次巻線１０ｂを有する。１１は第１の整
流ダイオードであり、１２は第１の平滑コンデンサであ
り、前記第１の整流ダイオード１１と前記第１の平滑コ
ンデンサ１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ
−１３ｂは第１の出力端子である。１４は第２の整流ダ
イオードであり、１５は第２の平滑コンデンサであり、
前記第２の整流ダイオード１４と前記第２の平滑コンデ
ンサ１５とで第２の整流平滑手段を構成し、１６ａ−１
６ｂは第２の出力端子である。１７は制御回路であり前
記第２の出力端子１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出し出力
電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子４
と前記第２のスイッチング素子７のオンオフ比を変える
制御信号を発生する。
【００５３】１９は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記第１のトランス３の１次巻線３
ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７のオ
ン期間に前記第１のコンデンサ６と共振し、前記第１の
トランス３の２次巻線３ｂに伝達される出力電流を共振
電流とする。２０は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記第２のトランス１０の１次巻線
１０ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７
のオン期間に前記第２のコンデンサ９と共振し、前記第
２のトランス１０の２次巻線１０ｂに伝達される出力電
流を共振電流とする。
タンス素子であり、前記第１のトランス３の１次巻線３
ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７のオ
ン期間に前記第１のコンデンサ６と共振し、前記第１の
トランス３の２次巻線３ｂに伝達される出力電流を共振
電流とする。２０は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記第２のトランス１０の１次巻線
１０ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子７
のオン期間に前記第２のコンデンサ９と共振し、前記第
２のトランス１０の２次巻線１０ｂに伝達される出力電
流を共振電流とする。
【００５４】１８は第３のコンデンサであり、前記第１
のスイッチング素子４の両端に接続され、前記第１のス
イッチング素子４および前記第２のスイッチング素子７
に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１
のスイッチング素子４と前記第２のスイッチング素子７
は同時にオフの期間を持つように制御回路１７のオンオ
フ信号は設定されている。
のスイッチング素子４の両端に接続され、前記第１のス
イッチング素子４および前記第２のスイッチング素子７
に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１
のスイッチング素子４と前記第２のスイッチング素子７
は同時にオフの期間を持つように制御回路１７のオンオ
フ信号は設定されている。
【００５５】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００５６】図８において（ａ）は制御回路１７の第１
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング素子４に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流ＩD2を示している。
のスイッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１７の第２のスイッチング素子７
の駆動パルス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のト
ランス３の１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第
２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、
（ｅ）は第１のスイッチング素子４に印加される電圧Ｖ
DS1を示しており、（ｆ）は第１のスイッチング手段に
流れる電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング手段に印加される電圧ＶDS2を示しており、（ｈ）
は第２のスイッチング手段に流れる電流ＩQ2を示してお
り、（ｉ）は第１の整流ダイオード１１を流れる電流Ｉ
D1を示しており、（ｊ）は第２の整流ダイオード１４を
流れる電流ＩD2を示している。
【００５７】基本的な動作は第３の実施例の回路構成と
同じであるが、第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子７は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子７
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子４の両端には第３のコンデンサ１
８が接続されているため第１のスイッチング素子４のタ
ーンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上
がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ１８
に蓄えられた電荷を前記入力直流電源１に回生してか
ら、第１のスイッチング素子４をターンオンできるた
め、第１のスイッチング素子４のターンオン損失になら
ない。同様な効果は第２のスイッチング素子７にもあ
る。
同じであるが、第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子７は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子７
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子４の両端には第３のコンデンサ１
８が接続されているため第１のスイッチング素子４のタ
ーンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上
がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ１８
に蓄えられた電荷を前記入力直流電源１に回生してか
ら、第１のスイッチング素子４をターンオンできるた
め、第１のスイッチング素子４のターンオン損失になら
ない。同様な効果は第２のスイッチング素子７にもあ
る。
【００５８】これらのような過渡時以外の動作は図５で
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時において第１のト
ランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に
第１のスイッチング素子４のオフ時の各巻線電流の初期
電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少な
く、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子７
に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発
生が抑えられ、第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子７のスイッチング損失の発生も抑えられる
効果がある。
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時において第１のト
ランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に
第１のスイッチング素子４のオフ時の各巻線電流の初期
電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少な
く、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子７
に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発
生が抑えられ、第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子７のスイッチング損失の発生も抑えられる
効果がある。
【００５９】さらに本実施例ではトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子４および第
２のスイッチング素子７のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード５および第２のダイオード８がター
ンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ６およ
び第２のコンデンサ９に吸収され、スパイク電圧の発生
はない。またトランスの電流は常に連続となり、負荷条
件によるスイッチング素子のオンオフ期間の変動も抑え
られる。
クタンスに起因する第１のスイッチング素子４および第
２のスイッチング素子７のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード５および第２のダイオード８がター
ンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ６およ
び第２のコンデンサ９に吸収され、スパイク電圧の発生
はない。またトランスの電流は常に連続となり、負荷条
件によるスイッチング素子のオンオフ期間の変動も抑え
られる。
【００６０】また２つの出力を別々のトランスから取り
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６と
第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用いた
がコンデンサの容量値を小さくして、直流電圧値を１周
期内で変動させレギュレーション特性を改善することが
可能である。また各トランスの２次巻線を流れる共振電
流の共振周波数は、第１のトランス３で第１のコンデン
サ６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１
９、第２のトランス１０で第２のコンデンサ９と漏れイ
ンダクタンスまたはインダクタンス素子２０で設定する
ことができ、共振周波数の設定が容易となる。
出しているため、トランスの巻数比を個別に設定でき設
計の自由度が増す。またトランスの励磁電流も小さくな
り、インダクタンス値を比較的大きくできる。これは高
周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６と
第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用いた
がコンデンサの容量値を小さくして、直流電圧値を１周
期内で変動させレギュレーション特性を改善することが
可能である。また各トランスの２次巻線を流れる共振電
流の共振周波数は、第１のトランス３で第１のコンデン
サ６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１
９、第２のトランス１０で第２のコンデンサ９と漏れイ
ンダクタンスまたはインダクタンス素子２０で設定する
ことができ、共振周波数の設定が容易となる。
【００６１】さらに第１のトランス３と第２のトランス
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線を流れ
る電流の交流電流分をゼロとすることができるという特
徴もある。
１０は磁気的に結合が可能であり部品数を少なくするこ
とができる。またトランスを結合させたとき第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａと第２のトランス１０の１次巻線
１０ａの巻数比と結合係数を等しくすることで、第１の
トランス３または第２のトランス１０の１次巻線を流れ
る電流の交流電流分をゼロとすることができるという特
徴もある。
【００６２】
【発明の効果】この構成によって、第１および第２のス
イッチング手段のターンオン時には、スイッチング手段
の寄生コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられ
たエネルギーを放電してからターンオンするためスパイ
ク電流の発生もなく、第１および第２のスイッチング手
段のターンオフ時には、トランスの漏れインダクタンス
の影響によるスパイク電圧の発生もない。またトランス
の電流は常に連続となり、負荷条件によるスイッチング
素子のオンオフ期間の変動も抑えられる。さらに多出力
時の巻数設定が独立して行えるため、設計の自由度が増
す。またクランプコンデンサの微少な電圧変動を利用し
てレギュレーション特性の改善の効果もある。また電流
共振とすることで２次側の整流ダイオードのゼロ電流ス
イッチングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がな
く、スイッチング素子のターンオフ電流を小さくできる
ためターンオフスイッチングロスも小さくできる。さら
に２つのクランプコンデンサの容量値を変えることで、
２つのトランスの漏れインダクタンスに応じた共振周波
数を設定できる。
イッチング手段のターンオン時には、スイッチング手段
の寄生コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられ
たエネルギーを放電してからターンオンするためスパイ
ク電流の発生もなく、第１および第２のスイッチング手
段のターンオフ時には、トランスの漏れインダクタンス
の影響によるスパイク電圧の発生もない。またトランス
の電流は常に連続となり、負荷条件によるスイッチング
素子のオンオフ期間の変動も抑えられる。さらに多出力
時の巻数設定が独立して行えるため、設計の自由度が増
す。またクランプコンデンサの微少な電圧変動を利用し
てレギュレーション特性の改善の効果もある。また電流
共振とすることで２次側の整流ダイオードのゼロ電流ス
イッチングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がな
く、スイッチング素子のターンオフ電流を小さくできる
ためターンオフスイッチングロスも小さくできる。さら
に２つのクランプコンデンサの容量値を変えることで、
２つのトランスの漏れインダクタンスに応じた共振周波
数を設定できる。
【００６３】したがって小型、高効率、低ノイズの優れ
たスイッチング電源装置を実現するものである。
たスイッチング電源装置を実現するものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図
源装置を示す回路構成図
【図２】図１の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図３】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図
源装置を示す回路構成図
【図４】図３の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図５】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図
源装置を示す回路構成図
【図６】図５の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図７】本発明の第４の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図
源装置を示す回路構成図
【図８】図７の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図９】図１の従来例におけるスイッチング電源装置の
回路構成図
回路構成図
【図１０】図９の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図１１】第２の従来例におけるスイッチング電源装置
の回路構成図
の回路構成図
【図１２】図１１の回路構成図の動作波形を示す説明図
１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ 第１のトランス ４ 第１のスイッチング素子 ５ 第１のダイオード ６ 第１のコンデンサ ７ 第２のスイッチング素子 ８ 第２のダイオード ９ 第２のコンデンサ １０ 第２のトランス １１ 第１の整流ダイオード １２ 第１の平滑コンデンサ １３ａ−１３ｂ 第１の出力端子 １４ 第２の整流ダイオード １５ 第２の平滑コンデンサ １６ａ−１６ｂ 第２の出力端子 １７ 制御回路 １８ 第３のコンデンサ １９ 漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子 ２０ 漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子 ２１ 第１のチョークコイル ２２ ダイオード ２３ 第２のチョークコイル ２４ トランス
Claims (5)
- 【請求項１】 少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻
線を有する第１のトランスの１次巻線とオンオフを繰り
返す第１のスイッチング手段を直列に接続し、前記第１
のトランスの１次巻線に並列に前記第１のスイッチング
手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手
段と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２の
スイッチング手段に並列に少なくとも１次巻線と１つ以
上の２次巻線を有する第２のトランスの１次巻線と第２
のコンデンサの直列回路を接続し、前記第１及び第２の
トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介
して出力に供給するスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 第１のスイッチング手段の両端または第
２のスイッチング手段の両端またはその両方にコンデン
サを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイ
ッチング手段を両方ともオフとなる期間を持ち、交互に
オンオフを繰り返すようにした請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項３】 少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻
線を有する第１のトランスの１次巻線とオンオフを繰り
返す第１のスイッチング手段を直列に接続し、前記第１
のトランスの１次巻線に並列に前記第１のスイッチング
手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手
段と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２の
スイッチング手段に並列に少なくとも１次巻線と１つ以
上の２次巻線を有する第２のトランスの１次巻線と第２
のコンデンサの直列回路を接続し、前記第１及び第２の
トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介
して出力に供給し、前記第１のトランスまたは前記第２
のトランスの１次巻線と２次巻線を介して結合される前
記第１及び第２のコンデンサ、整流平滑手段、前記第２
のスイッチング手段からなるループにおいて、前記コン
デンサまたは整流平滑手段またはそれらの組合せと前記
第１及び第２のトランスの漏れインダクタンスまたは外
付けのインダクタンスとで共振し、第１または第２のト
ランスまたはその両方の２次巻線電流を共振電流とした
スイッチング電源装置。 - 【請求項４】 第１のスイッチング手段の両端または第
２のスイッチング手段の両端またはその両方にコンデン
サを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイ
ッチング手段を両方ともオフとなる期間を持ち、交互に
オンオフを繰り返すようにした請求項３記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項５】 第１のトランスおよび第２のトランスを
磁気結合させた請求項１、請求項２、請求項３、請求項
４または請求項５記載のスイッチング電源装置。
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
| JP2000308271A (ja) * | 1999-04-21 | 2000-11-02 | Nagano Japan Radio Co | エネルギー移送装置、充電装置および電源装置 |
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-
1993
- 1993-03-08 JP JP04633293A patent/JP3175388B2/ja not_active Expired - Fee Related
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