TW201739159A - 直流轉直流電壓轉換器及其控制方法 - Google Patents

直流轉直流電壓轉換器及其控制方法

Info

Publication number
TW201739159A
TW201739159A TW106112930A TW106112930A TW201739159A TW 201739159 A TW201739159 A TW 201739159A TW 106112930 A TW106112930 A TW 106112930A TW 106112930 A TW106112930 A TW 106112930A TW 201739159 A TW201739159 A TW 201739159A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
ramp
voltage
circuit
inductor current
signal
Prior art date
Application number
TW106112930A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI632764B (zh
Inventor
陳敦士
楊帆
Original Assignee
聯發科技（新加坡）私人有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 聯發科技（新加坡）私人有限公司 filed Critical 聯發科技（新加坡）私人有限公司
Publication of TW201739159A publication Critical patent/TW201739159A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI632764B publication Critical patent/TWI632764B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0019—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being load current fluctuations
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1566—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with means for compensating against rapid load changes, e.g. with auxiliary current source, with dual mode control or with inductance variation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明提供了一種直流轉直流電壓轉換器及其控制方法。其中該DC-DC電壓轉換器電性連接至具有輸入電壓的輸入端和具有輸出電壓的輸出端。該DC-DC電壓轉換器將該輸入電壓轉換為該輸出電壓，其中該DC-DC電壓轉換器操作在脈波頻率調變模式。該DC-DC電壓轉換器包括：一電感和一轉換電路。一電感電流流過該電感。該轉換電路根據設置信號，調整該電感電流，使得該電感電流小於或等於該電感電流的上限。

Description

直流轉直流電壓轉換器及其控制方法
本發明涉及電子電路領域，特別係涉及一種直流轉直流（Direct Current- Direct Current，DC-DC）電壓轉換器及其控制方法，例如一種能夠動態地調整電感電流上限的DC-DC電壓轉換器及其控制方法。
在電子產品中，積體電路（Integrated Circuit，IC）晶片係配合著其他元件使用。一般地，DC-DC電壓轉換器用來將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout，該輸出電壓Vout進一步用來供IC晶片操作時使用。
第1圖為DC-DC電壓轉換器的示意圖。在接收輸入電壓Vin之後，DC-DC電壓轉換器相應地轉換該輸入電壓Vin並在輸出端Nout產生輸出電壓Vout。負載電路13（例如，IC晶片）接收該輸出電壓Vout，並且將流至負載電路13的電流定義為輸出電流Iout。
DC-DC電壓轉換器11可以響應於負載電路13的負載變化而提供雙模式功能。通過該雙模式功能，DC-DC電壓轉換器11能夠自動地在PWM（Pulse Width Modulation，脈波寬度調變）模式和PFM（Pulse Frequency Modulation，脈波頻率調變）模式之間切換。一般地，PWM模式和PFM模式分別比較適合於重負載應用和輕負載應用。PFM模式中的輸出電流（IoutPFM）低於PWM模式中的輸出電流（IoutPWM）。
在PWM模式與PFM模式之間切換的決定與許多因素有關，諸如輸入電壓Vin，輸出電壓Vout，電感L和輸出電容Cout，等等。因此，DC-DC電壓轉換器11的模式切換的定時（timing）和閾值係復雜的，並且輸出電壓Vout的穩定性和轉換效率在模式切換持續時間會受到影響。或者說，當負載電路13的負載接近於PFM模式和PWM模式之間的轉換值時，模式切換會降低DC-DC電壓轉換器11的性能。
因此，對於DC-DC電壓轉換器11，期望其無需改變操作模式，而能夠容忍一定的負載變化並且同時最大化性能。
因此，本發明之主要目的即在於提供一種直流轉直流電壓轉換器及其控制方法，能夠動態地調整電感電流的上限。
根據本發明至少一個實施例的一種直流轉直流電壓轉換器，電性連接至具有輸入電壓的輸入端和具有輸出電壓的輸出端，用來將該輸入電壓轉換為該輸出電壓，其中該直流轉直流電壓轉換器操作在脈波頻率調變模式並且包括：一電感，其中一電感電流流過該電感；以及一轉換電路，電性連接至該電感，用於根據設置信號，調整該電感電流，使得該電感電流小於或等於該電感電流的上限。
根據本發明至少一個實施例的一種控制方法，應用於一直流轉直流電壓轉換器，其中，該直流轉直流電壓轉換器操作在脈波頻率調變模式，並且該直流轉直流電壓轉換器包括：一電感和一轉換電路，其中該控制方法包括以下步驟：從輸入端接收一輸入電壓；將該輸入電壓轉換為輸出端處的輸出電壓，其中一電感電流流過該電感；以及根據設置信號，調整該電感電流，使得該電感電流小於或等於該電感電流的上限。
本發明實施例，能夠動態地調整電感電流的上限。
在下面的詳細描述中，為了解釋的目的，闡述了許多具體細節，以便提供對公開的實施例的透徹理解。 然而，顯而易見的是，可以在沒有這些具體細節的情況下實踐一個或複數個實施例。 在其他情況下，為了簡化圖式，示意性地示出了眾所周知的結構和裝置。
如上所述，如果負載電路的負載增加，那麼處於PFM模式中的傳統DC-DC電壓轉換器的輸出電流Iout受到限制，使得DC-DC電壓轉換器需要從PFM模式向PWM模式轉換。但是，DC-DC電壓轉換器的模式轉換降低了DC-DC電壓轉換器的性能。
這了解決這個問題，本發明提供了一種應用於DC-DC電壓轉換器的控制方法。通過該控制方法，DC-DC電壓轉換器的輸出電流Iout可以動態地改變以響應負載電路的負載，同時DC-DC電壓轉換器處於PFM模式中。
降壓轉換器（buck converter 或者 step-down converter）係一種將電壓從其輸入至其輸出降低的DC-DC電壓轉換器。示出降壓轉換器來作為如何應用控制方法的示例。該控制方法可以應用至不同類型的操作於PFM模式中的DC-DC電壓轉換器。
請一並參考第2圖和第3圖。第2圖為降壓轉換器的示意圖。該降壓轉換器21包括：一轉換電路211和一電感L。該降壓轉換器21從輸入端Nin接收輸入電壓Vin，並且在輸出端Nout產生輸出電壓Vout。電感電流IL 流過電感L以及輸出電流Iout流過負載電路23。
在PFM模式中，一系列的電感電流脈波被應用至負載電路23和輸出電容Cout，以維持輸出電壓Vout。理論上而言，降壓轉換器21的效率與電感電流IL 的峰值（也就是峰值電感電流IL,pk ）有關。處於PFM模式中的不同類型的DC-DC電壓轉換器的操作在許多方面類似，並且出於說明的目的，可以參考降壓轉換器21的操作。
第3圖為波形示意圖，用來示意PFM模式中的DC-DC電壓轉換器的操作。其中第一波形和第二波形分別表示輸出電壓Vout和電感電流IL 。
請一並參考第2圖和第3圖。根據第3圖，當輸出電壓Vout下降且變得小於下限閾值Vout_thl時，突發持續時間（burst duration）Tbrst開始並且電荷被傳送至電感L。接著，輸出電壓Vout開始增加。一旦輸出電壓Vout變得大於或等於上限閾值Vout_thh，則降壓轉換器21停止產生電感電流IL 並且轉換為睡眠狀態。
當降壓轉換器21處於睡眠狀態時，電感電流IL 保持為0。利用睡眠持續時間Tsl可以降低PFM模式中的降壓轉換器的切換損失Psw。
如第3圖所示，降壓轉換器21的操作基於突發持續時間Tbrst做周期性重複。每個突發持續時間Tbrst包括：一活動持續時間Tsw和一睡眠持續時間Tsl，並且該活動持續時間Tsw包括：電感電流IL 的一個或複數個（N個）脈波，N表示在活動持續時間Tsw內的脈波數目。
在第3圖中，Tpl表示電感電流IL 的脈波持續的時間（也就是，脈波持續時間），以及脈波頻率fpl可以定義為fpl=1/Tpl。
在睡眠持續時間Tsl，降壓轉換器21保持在睡眠狀態並且輸出電壓Vout下降。突發持續時間Tbrst等於N*Tpl+Tsl，並且突發頻率可以定義為fb=1/Tbrst。
在電感電流IL 的每個脈波中，對於第一子脈波持續時間dt1，電感電流IL 增加，而對於第二子脈波持續時間dt2，電感電流IL 降低。在第一子脈波持續時間dt1內，電感電流IL 增加直至其峰值（以下簡稱峰值電感電流IL,pk ），該峰值等於電感電流的上限IL,ub 。也就是，IL,pk ＝IL,ub 。在第二子脈波持續時間dt2中，電感電流IL 降低直至其值等於0。也就是說，電感電流IL 在第一子脈波持續時間dt1內傾斜上升，而在第二子脈波持續時間dt2內耗盡至0。
一般地，電感電流的上限IL,ub 與活動持續時間Tsw內所包含的脈波數目有關。另外，活動持續時間Tsw內所包含的脈波數目改變突發持續時間Tbrst的長度。電感電流的上限IL,ub 、活動持續時間Tsw內所包含的脈波數目以及突發持續時間Tbrst的長度之間的關係示意如下。
第4A圖為波形示意圖，用來示意降壓轉換器的電感電流的變化，並且該降壓轉換器處於具有相對短的突發持續時間的PFM模式中。在第4A圖中，電感電流的上限IL,ub 較高，並且假定活動持續時間Tsw包含一個脈波持續時間，也就是N=1。
第4B圖為波形示意圖，用來示意降壓轉換器的電感電流的變化，並且該降壓轉換器處於具有相對長的突發持續時間的PFM模式中。在第4B圖中，電感電流的上限IL,ub 比較低，並且假定活動持續時間Tsw包含8個脈波持續時間，也就是N=8。
請一並參考第4A和4B圖。第4B圖的電感電流的上限IL,ub （即最大電感電流IL_max ）低於第4A圖的電感電流的上限IL,ub 。另外，第4B圖的活動持續時間Tsw比第4A圖的活動持續時間Tsw，包含更多的脈波數。因此，第4B圖中的活動持續時間Tsw的長度大於第4A圖中的活動持續時間Tsw的長度。
與第4A和4B圖的不同活動持續時間Tsw相反，睡眠持續時間Tsl僅與輸出電容Cout和負載電路23相關。換言之，降壓轉換器21在睡眠持續時間Tsl內暫停其操作而無視電感電流的上限IL,ub 。其結果是，輸出電壓Vout下降的持續時間是一個恒定值，並且第4A圖中的睡眠時間Tsl等於第4B圖中的睡眠時間Tsl。
由於電感電流IL 的脈波為三角形，因此平均脈波電感電流IL,avg,pl 可以表示為峰值電感電流IL,pk 的一半，也就是IL,avg,pl ＝IL,pk /2。另外，活動持續時間Tsw內的平均電感電流IL,avg 可以表示為偏移電流IL,offset 和平均脈波電感電流IL,avg,pl 之和，也就是，。
出於說明的目的，偏移電流IL,offset 可以假定為0。另外，由於負載電路23通過輸出電容Cout放電，因此輸出電容Cout的波動（也就是）可以表示負載電路23的放電操作。變量Vr 為表示輸出電壓Vout變化的紋波電壓（ripple voltage）。平均電感電流和輸出電流Iout之間的差可以表示輸出電容Cout在活動持續時間Tsw內的充電速度。因此，活動持續時間Tsw可以由方程式（1）表示。方程式（1）
另一方面，方程式（2）顯示：負載電路23在睡眠持續時間Tsl內放掉的電荷可以表示為輸出電流Iout乘以睡眠持續時間Tsl。方程式（2）
對於降壓轉換器21，在活動持續時間Tsw充電的電荷等於由負載電路放電的電荷。因此，方程式（1）和（2）可以進一步表示為方程式（3）。方程式（3）
根據方程式（3），峰值電感電流IL,pk 和輸出電流Iout的變化與活動持續時間Tsw=N*Tpl和睡眠持續時間Tsl之間的關係有關。換句話說，基於電感電流的上限IL,ub 和輸出電流Iout的預定規則可以用來調整活動持續時間Tsw=N*Tpl與睡眠持續時間Tsl之間的關係。方程式（4）
方程式（4）顯示：電感電流的優化上限IL,ub,opt 假定等於輸出電流Iout與邊限（margin）電感電流ΔIL 之和的兩倍。取決於不同的預定規則，邊限電感電流ΔI的值可以自由地確定。在實際應用中，預定規則可以與以下至少一個參數有關：流過電性連接至輸出端Nout的負載電路的輸出電流Iout，邊限電感電流ΔIL ，負載電路的操作模式，輸入電壓Vin以及輸出電壓Vout。
根據預定規則的第一示例，邊限電感電流ΔI可以定義為等於輸出電流Iout的比率，也就是ΔIL =𝛼*Iout。無論輸出電流Iout如何變化，比值𝛼為恒定的。因此，方程式（4）可以進一步表示為方程式（5）。方程式（5）
一旦根據方程式（5）設置了電感電流的優化上限IL,ub,opt ，那麼方程式（3）可以重新表示為如下。另外，可以得到脈波持續時間Tpl和睡眠持續時間Tsl之間的關係。 方程式（6）
方程式（6）顯示：可以根據變量α的設置來調整活動持續時間Tsw=N*Tpl與睡眠持續時間Tsl之間的關係。當根據方程式（5）設置了電感電流的優化上限IL,ub,opt ，以及活動持續時間Tsw=N*Tpl與睡眠持續時間Tsl之間的關係滿足方程式（6）時，降壓轉換器21可以保持在平衡狀態。當降壓轉換器21在平衡狀態時，輸出電壓Vout在下限閾值Vout_thl和上限閾值Vout_thh之間變化。
根據預定規則的第二示例，邊限電感電流ΔIL 可以定為恒定的電流Iconst，也就是，ΔIL ＝Iconst。因此，方程式（4）中的電感電流的優化上限IL,ub,opt 可以由方程式（7）來表示。方程式（7）
一旦根據方程式（7）設置了電感電流的優化上限IL,ub,opt ，那麼可以重寫方程式（3）以得到活動持續時間Tsw=N*Tpl與睡眠持續時間Tsl之間的關係。方程式（8）
當根據方程式（7）設置了電感電流的優化上限IL,ub,opt ，以及活動持續時間Tsw=N*Tpl與睡眠持續時間Tsl之間的關係滿足方程式（8）時，則降壓轉換器21可以保持在平衡狀態。
第5A圖為根據本發明實施例的能夠自適應地調整峰值電感電流的DC-DC電壓轉換器的示意圖。該DC-DC電壓轉換器31包括：一電感L，一轉換電路311以及一輸出電容Cout。該輸出電容Cout係通過輸出端Nout電性連接至負載電路33。該電感L電性連接至轉換電路311，並且該轉換電路311接收表示電感電流的上限IL,ub 的設置信號。
取決於DC-DC電壓轉換器31的類型，輸入端Nin，輸出端Nout，轉換電路311和電感L之間的連接可以改變。例如，降壓轉換器，升降壓（buck-boost）轉換器，以及升壓（boost）轉換器可以在DC-DC電壓轉換器31內廣泛地使用，並且他們內部的連接不同。
在DC-DC電壓轉換器31為降壓轉換器的情形中，轉換電路311電性連接至輸入端Nin，並且電感L電性連接至輸出端Nout。在DC-DC電壓轉換器31為升降壓轉換器時，電感L的兩個端均連接至轉換電路311，並且轉換電路311電性連接至輸入端Nin和輸出端Nout。也就是說，在升降壓轉換器中，電感L不連接至輸入端和輸出端。在DC-DC電壓轉換器31為升壓轉換器的情形中，電感L電性連接至輸入端Nin和轉換電路311，並且轉換電路311電性連接至輸出端Nout。
第5B圖為應用至第5A圖所示的DC-DC電壓轉換器31的控制方法的流程示意圖。首先，轉換電路311在輸入端Nin接收輸入電壓Vin（步驟S31），並且將輸入電壓Vin轉換為輸出端Nout處的輸出電壓Vout（步驟S33）。接著，轉換電路311接收或者產生表示電感電流的上限IL,ub 的設置信號（步驟S35）。接著，轉換電路311根據該電感電流的上限IL,ub 動態地調整電感電流IL （步驟S37）。重複地執行該流程。
在實際應用中，起始的設置信號不受限制，並且一些關於設置信號的生成的示例如第6A~6D圖所示。儘管本發明實施例主要基於降壓轉換器，但是存在許多類型的DC-DC電壓轉換器，並且本發明實施例的概念可以應用至其他類型的DC-DC電壓轉換器。
第6A、6B、6C和6D圖為根據本發明實施例的降壓轉換器的示意圖，該降壓轉換器能夠動態地調整電感電流的上限IL,ub 。該降壓轉換器41包括：一電容Cout，一電感L和一轉換電路411。可選地，該降壓轉換器41可以進一步包括：一自適應電路413。
在第6A圖中，轉換電路411從控制器44接收設置信號。控制器44可以為微控制器（microcontroller，以下簡稱MCU），中央處理單元（Central Processing Unit，以下簡稱CPU）或者數位信號處理器（Digital Signal Processor，以下簡稱DSP）。該控制器44一般為整個系統的核心並且該控制器44負責系統的操作模式切換。因此，控制器44可以通過設置信號來通知轉換電路411關於操作模式切換的信息。例如，如果控制器44意識到系統即將進入傾向於具有重負載的操作模式，那麼控制器44發送設置信號來通知降壓轉換器41增加電感電流的上限IL,ub 。在第6B圖中，轉換電路411從負載電路45接收該設置信號，其中該負載電路45可以為控制器。
在第6C圖中，降壓轉換器41進一步包括：一自適應電路（adaptive circuit）413，並且該自適應電路413從控制器46接收自適應控制信號CTLapt。使用該自適應控制信號CTLapt，自適應電路413相應地產生該設置信號並且傳送該設置信號至轉換電路411。
在第6D圖中，轉換電路411進一步包括：一DC-DC調變器411a和一DC-DC功率級411b。該DC-DC調變器411a接收電感電流IL 並發送狀態信號ST至自適應電路413。自適應電路413決定電感電流的上限IL,ub 並發送至DC-DC調變器411a。關於自適應電路413的更多細節在下面示意。
第7圖為應用至第6D圖所示的降壓轉換器的控制方法的流程示意圖。首先，轉換電路411偵測電感電流IL （步驟S301）。接著，轉換電路411發送狀態信號ST至自適應電路413（步驟S303）。根據本發明實施例，狀態信號ST用來表示活動持續時間Tsw和睡眠持續時間Tsl。當降壓轉換器41處於活動持續時間Tsw中時，狀態信號ST被設置為第一電平狀態（例如高電平狀態），反之亦然。
基於狀態信號ST和預定規則，自適應電路413決定電感電流的上限IL,ub 。並且電感電流的上限IL,ub 進一步被傳送至轉換電路411（步驟S305）。轉換電路411根據電感電流的上限IL,ub 和預定規則產生電感電流IL （步驟S307）。重複地執行該流程。
第8A，8B和8C圖為波形示意圖，用來示意自適應電路在不同場景下的操作。在這些圖式中，從上至下，垂直軸上的信號依次為電感電流IL ，狀態信號ST，電感電流的上限IL,ub 和斜坡電壓（ramping voltage）VRAMP 。斜坡電壓VRAMP 與自適應電路413的內部設計有關並且將在稍後說明。
第8A圖的波形示意圖如下所示。第8A圖示出了6個突發持續時間Tbrst1~Tbrst6。在第8A圖中，在突發持續時間Tbrst1~Tbrst4的開始處調節電感電流的上限IL,ub ，並且降壓轉換器41從突發持續時間Tbrst5開始處於平衡狀態。
突發持續時間Tbrst1介於時間點t0和t2之間並且包括：時間點t0和t1之間的活動持續時間 Tsw和時間點t1和t2之間的睡眠持續時間。類似地，每個突發持續時間Tbrst2~Tbrst6均包括：其自身的活動持續時間Tsw和睡眠持續時間Tsl，並且此中不再贅述。
第8A圖中的第一波形顯示：峰值電感電流IL,pk 在突發持續時間Tbrst1、Tbrst2、Tbrst3和Tbrst4中逐步地降低。
第8A圖的第二波形顯示：狀態信號ST的狀態是對應突發持續時間Tbrst1~Tbrst6的活動持續時間Tsw和睡眠持續時間Tsl之間的變化。在突發持續時間Tbrst1~Tbrst6內的電感電流IL 的脈波對應具有高電平狀態的狀態信號ST。
根據第8A圖中的第一和第二波形，可以觀察到：峰值電感電流IL,pk 越大，活動持續時間Tsw越短。根據定義，突發持續時間等於活動持續時間Tsw和睡眠持續時間Tsl之和，並且每個突發持續時間Tbrst1~Tbrst6的睡眠時間Tsl相等。因此，第8A圖中的突發持續時間Tbrst1~Tbrst6的長度可以表示為：Tbrst1＜Tbrst2＜Tbrst3＜Tbrst4=Tbrst5=Tbrst6。
第三波形顯示了電感電流的上限IL,ub 。在第8A圖中，電感電流的上限IL,ub 在每個單獨的突發持續時間Tbrst1~Tbrst6內維持不變。電感電流的上限IL,ub 的調整與斜坡電壓VRAMP 有關。在第8A圖中，電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst1~Tbrst3的開始處降低，並且電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst4~Tbrst6之間維持不變。
第8B圖中的波形如下所示。第8B圖示出了6個突發持續時間Tbrst1~Tbrst6。在第8B圖中，在突發持續時間Tbrst1~Tbrst4以及Tbrst6的開始處調節電感電流的上限IL,ub ，並且降壓轉換器41在突發持續時間Tbrst5內處於平衡狀態。
第8B圖中的第一波形顯示：峰值電感電流IL,pk 在突發持續時間Tbrst1、Tbrst2和Tbrst3內逐步地降低。在突發持續時間Tbrst4內，峰值電感電流IL,pk 等於時間點t6和t7之間的第一值，以及等於時間點t7和t8之間的第二值。
在突發持續時間Tbrst5的開始處，降壓轉換器41處於平衡狀態並且峰值電感電流IL,pk 維持不變，為突發持續時間Tbrst4內的一個峰值電感電流IL,pk 。在突發持續時間Tbrst5之後，峰值電感電流IL,pk 在時間點t12和t13之間降低。在突發持續時間Tbrst6的活動持續時間內，峰值電感電流IL,pk 在時間點t13和t14之間增長。突發持續時間Tbrst6的睡眠持續時間Tsl介於時間點t14和t15之間。
第8B圖的第二波形顯示：狀態信號ST的狀態對應突發持續時間Tbrst1~Tbrst6內的活動持續時間Tsw和睡眠持續時間Tsl之間的變化。在突發持續時間Tbrst1~Tbrst6內的電感電流IL 的脈波對應具有高電平狀態的狀態信號ST。
第三波形顯示電感電流的上限IL,ub 。在第8B圖中，電感電流的上限IL,ub 在每個突發持續時間Tbrst1~Tbrst3內維持不變。電感電流的上限IL,ub 的調整與斜坡電壓VRAMP 有關。在第8B圖中，電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst1~Tbrst3，Tbrst4和Tbrst6的開始處降低，並且電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst5內維持不變。在突發持續時間Tbrst4和Tbrst6中，電感電流的上限IL,ub 在活動持續時間Tsw內是可調節的。
第8C圖中的波形示意圖如下所示。第8C圖示出了6個突發持續時間Tbrst1~Tbrst6。在第8C圖中，在突發持續時間Tbrst1~Tbrst6的開始處調節電感電流的上限IL,ub ，並且降壓轉換器41在突發持續時間Tbrst5和Tbrst6內處於平衡狀態。
第8C圖中的第一波形顯示：峰值電感電流IL,pk 在突發持續時間Tbrst1、Tbrst2和Tbrst3內逐步地降低。在突發持續時間Tbrst4內，峰值電感電流IL,pk 等於時間點t6和t7之間的第一值以及等於時間點t7和t8之間的第二值。峰值電感電流IL,pk 在突發持續時間Tbrst5和Tbrst6中的圖案類似於峰值電感電流IL,pk 在突發持續時間Tbrst4中的圖案。
第8C圖的第二波形顯示：狀態信號ST的狀態對應突發持續時間Tbrst1~Tbrst6的活動持續時間Tsw和睡眠持續時間Tsl之間的變化。在突發持續時間Tbrst1~Tbrst6內的電感電流IL 的脈波對應具有高電平狀態的狀態信號ST。
第三波形顯示電感電流的上限IL,ub 。在第8C圖中，電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst1~Tbrst3中的每一個內均維持不變。電感電流的上限IL,ub 的調整與斜坡電壓VRAMP 有關。在第8C圖中，電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst1~Tbrst6的開始處降低，並且電感電流的上限IL,ub 在突發持續時間Tbrst1~ Tbrst3內維持不變。在突發持續時間Tbrst4 、Tbrst5和Tbrst6中，電感電流的上限IL,ub 在活動持續時間Tsw內是可調節的。
上述控制方法的實現以及降壓轉換器41的設計是可以變化的。例如，轉換電路411和自適應電路413可以採用類比或數位的方式來實現。
第9A圖為根據本發明實施例的自適應電路的類比實現的示意圖。該自適應電路511包括：一充電泵電路5111，一補償器5113和一最大/最小箝位電路（clamping circuit）5115。
該充電泵5111包括：一上部和一下部。該上部包括：一第一電流源CS1和一開關sw1。該下部包括：一第二電流源CS2和一開關sw2。開關sw1和sw2的開關狀態與狀態信號ST的電壓電平有關。
補償器5113補償充電泵電路5111的輸出。最大/最小箝位電路5115使用DC電壓來移動充電泵電路5111的輸出，以便於產生設置信號。
第9B圖為根據本發明實施例的自適應電路的示意圖。該自適應電路60包括：一斜坡模組（ramp module）61，一移位驅動器63，一移位器65和電流型DAC（Digital-to-Analog Converter，數位至類比轉換器）67。斜坡模組61，移位驅動器63，移位器65和電流型DAC均從其他電路（如負載電路或控制器）接收重置信號RST和下垂信號（droop signal）Droop。
斜坡模組61從轉換電路411接收狀態信號ST並且相應地產生控制信號。該控制信號進一步傳送至移位驅動器63。
該移位驅動器63產生方向移動信號SFTdir和時脈移動信號SFT clk並傳送至移位器65。該方向移動信號SFTdir表示需要增加或降低電感電流的上限IL,ub 。如果該方向移動信號SFTdir處於第一電平狀態（如高電壓電平），那麼增加該電感電流的上限IL,ub ，以及如果該方向移動信號SFTdir處於第二電平狀態（如低電壓電平），那麼降低該電感電流的上限IL,ub 。另外，時脈移動信號SFTclk表示需要移動電感電流IL 的脈波。換句話說，方向移動信號SFTdir和時脈移動信號SFTclk分別對應如何在量和定時（timing）方面調整電感電流的上限IL,ub 。
移位器65產生電感電流的上限IL,ub 的數位設置（Q[n:1] ），並傳送至電流型DAC67。電流型DAC67將電感電流的上限IL,ub 的數位設置轉換為電感電流的上限IL,ub 的類比設置（IL,ub,set ），並傳送至轉換電路411。
第10圖為根據本發明實施例的斜坡模組的示意圖。該斜坡模組61包括：一斜坡產生器611和一比較電路613。該斜坡產生器61接收狀態信號ST，重置信號RST和下垂信號Droop。另一方面，比較電路613接收第一設定閾值VRAMP_TH1 和第二設定閾值VRAMP_TH2 。
斜坡產生器611產生至比較電路613的斜坡電壓VRAMP 。參考斜坡電壓VRAMP 來調整電感電流的上限IL,ub 的設定。
在接收到斜坡電壓VRAMP 之後，比較電路613產生第一比較信號CMP1和第二比較信號CMP2。第一比較信號CMP1基於斜坡電壓VRAMP 和第一設定閾值VRAMP_TH1 之間的比較結果而生成。第二比較信號CMP2基於斜坡電壓VRAMP 和第二設定閾值VRAMP_TH2 之間的比較結果而生成。
第11圖為根據本發明實施例的斜坡產生器的示意圖。該斜坡產生器611包括兩個部分：一開關電路6111和一積分電路6113。該開關電路6111具體包括：彼此連接的上部電路6111a和下部電路6111b。該上部電路6111a，下部分電路6111b和積分電路6113交替地使能。上部電路6111a電性連接至電源電壓（Vsrc）端，以及下部電路電性連接至接地端（Gnd）。
上部電路6111a包括：電晶體P1，P2和Mp。電晶體P2和Mp共同形成上部電流鏡，以及電晶體P1受使能信號EN1的控制。使能信號EN1的電壓電平決定充電電流是否通過斜坡節點NRAMP 。充電電流等於基極電流（IB ）。下部電路6111b包括：電晶體N1，N2和Mn。電晶體N2和Mn共同形成下部電流鏡，並且電晶體N1受另一使能信號EN2的控制。使能信號EN2的電壓電平決定放電電流是否從斜坡節點NRAMP 傳導致接地端Gnd。放電電流等於複數個基極電流（M* IB ）。
斜坡產生器611的輸出，也就是，斜坡節點NRAMP 的電壓被定義為斜坡電壓VRAMP 。相比於第一設定閾值VRAMP_TH1 和第二設定閾值VRAMP_TH2 ，斜坡電壓VRAMP 成為用來顯示如何調整電感電流的上限IL,up 的指示。
積分電路6113具體包括：一電晶體N3，一共模電容Ccm以及一斜坡電容Crmp。電晶體N3和斜坡電容Crmp均電性連接至斜坡節點NRAMP 和共模節點Ncm。共模電容Ccm電性連接至共模節點Ncm和接地端Gnd。電晶體N3受另一使能信號EN3的控制。
當使能信號EN3處於低電平狀態時，起源於斜坡節點NRAMP 的電流流過斜坡電容Crmp和共模電容Ccm而至接地端Gnd。另外，第二設定閾值VRAMP_TH2 被設置為等於：當共模電容Ccm和斜坡電容Crmp均完全充電時，斜坡節點NRAMP 的電壓。
當使能信號EN3處於高電壓電平狀態時，起源於斜坡節點NRAMP 的電流流過共模電容Ccm，而不流過斜坡電容Crmp。因此，共模節點Ncm的電壓保持為大於0V。另外，第一設定閾值VRAMP_TH1 被設置為等於：當共模電容Ccm完全充電時，共模節點Ncm處的電壓。
對於轉換電路411，方程式（6）顯示：睡眠持續時間Tsl和活動持續時間Tsw=N*Tpl之間的關係可以表示為。分子和分母分別表示轉換電路411傳導放電電流的持續時間和轉換電路411傳導充電電流的持續時間。一般地，轉換電路411中的充電電流和放電電流分別在開關電路6111的上部電路和下部電路被模擬，其中開關電路6111為自適應電路的一部分。因此，可以將本來表示轉換電路411的操作的方程式當作開關電路6111的控制操作的基礎。其結果是，可以參考睡眠持續時間Tsl和活動持續時間Tsw=N*Tpl之間的比值（）來控制開關電路6111中的放電電流和充電電流。也就是，。
第12A圖為與第11圖所示的斜坡產生器有關的控制信號的示意圖。在第12A圖中，從上至下，垂直軸中的信號依次為狀態信號ST，斜坡電壓VRAMP ，和使能信號EN1、EN2、EN3。虛線矩形R12,R22和R32分別對應第8A圖中的虛線矩形R11，第8B圖的虛線矩形R21和第8C圖中的虛線矩形R31。
介於時間點t0和t3之間的虛線矩形R12如下所示。在時間點t0和t1之間（也就是，第一時間間隔T1），狀態信號ST處於高電平狀態。與此同時，使能信號EN1,EN2和EN3處於低電平狀態。因此，晶體管P1導通，而晶體管N1和N3斷開。其結果是，上部電路6111a導通，使得斜坡電壓在第一時間間隔T1內逐漸增長。
在時間點t1，斜坡電壓VRAMP 達到峰值，並且該峰值小於第二設定閾值VRAMP_TH2 。
在時間點t1和t2之間（也就是，第二時間間隔T2），狀態信號ST處於低電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN2處於高電平狀態，而使能信號EN3處於低電平狀態。因此，電晶體P1斷開，電晶體N1導通，電晶體N3斷開。其結果是，下部電路6111b導通，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t1和t2之間逐漸降低。
在時間點t2和t3之間（也就是，第三時間間隔T3），狀態信號ST處於高電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN3處於高電平狀態，以及使能信號EN2處於低電平狀態。因此，電晶體P1和N1斷開，而電晶體N3導通。其結果是，斜坡節點NRAMP 直接連接至共模節點Ncm，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t3變為等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。
在虛線矩形R12內的波形可以總結如下。在第一情形中（其中，第一情形是指：在突發持續時間的結束處（例如，第12A圖中的時間點t2），斜坡電壓VRAMP 大於第一設定閾值VRAMP_TH1 ），降壓轉換器41處於平衡狀態並且無需調整接著的突發持續時間Tbrst對應的電感電流的上限IL,up 。
介於時間點t3和t6之間的虛線矩形R22示意如下。在時間點t3和t4之間（也就是，第四時間間隔T4），狀態信號ST為高電平狀態。與此同時，使能信號EN1、EN2和EN3均處於低電平狀態。因此，電晶體P1導通，而電晶體N1和N3斷開。其結果是，上部電路6111a導通，使得斜坡電壓VRAMP 在第四時間間隔內逐漸增加。
在時間點t4，斜坡電壓VRAMP 達到峰值，並且峰值小於第二設定閾值VRAMP_TH2 。
在時間點t4和t5之間（也就是，第五時間間隔T5），狀態信號ST處於低電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN2處於高電平狀態，而使能信號EN3處於低電平狀態。因此，電晶體P1和N3斷開，而電晶體N1導通。其結果是，下部電路6111b導通，使得斜坡電壓VRAMP 在第五時間間隔內逐漸降低。
在時間點t5和t6之間（也就是，第六時間間隔T6），狀態信號ST仍然處於低電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN3處於高電平狀態，而使能信號EN2處於低電平狀態。因此，電晶體P1和N1斷開，而電晶體N3導通。其結果是，斜坡節點NRAMP 直接連接至共模節點Ncm，使得斜坡電壓在時間點t6變得等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。
在虛線矩形R22內的波形可以總結如下。在第二情形中（其中，第二情形是指：斜坡電壓VRAMP 在突發持續時間的結束處（例如，第12A圖中的時間點t6）變得等於第一設定閾值VRAMP_TH1 ），負載電路在睡眠持續時間Tsl內的放電速度被確定為慢於轉換電路411在活動持續時間Tsw內的充電速度。由於不能夠調整負載電路的放電速度，因此需要將轉換電路411的充電速度調得更低。為了降低轉換電路411的充電速度，峰值電感電流IL,pk 需要更低，並且基於預定規則降低對應下個突發持續時間Tbrst的電感電流的上限IL,ub 。
介於時間點t6和t10之間的虛線矩形R32說明如下。在時間點t6和t7之間（也就是，第七時間間隔T7），狀態信號ST處於高電平狀態。與此同時，使能信號EN1、EN2和EN3均處於低電平狀態。因此，電晶體P1導通，而電晶體N1和N3斷開。其結果是，上部電路6111a導通，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t6和t7之間逐漸增加。
在時間點t7，斜坡電壓VRAMP 達到峰值，並且該峰值等於第二設定閾值VRAMP_TH2 。在這樣的環境下，斜坡電壓VRAMP 超過了其限制並且需要被降低。
在時間點t7和t8之間（也就是，第八時間間隔T8），狀態信號ST處於高電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN3處於高電平狀態，而使能信號EN2處於低電平狀態。因此，電晶體P1和N1斷開，而電晶體N3導通。其結果是，斜坡節點NRAMP 直接連接至共模節點Ncm，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t7變得等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。
在時間點t8和t9之間（也就是，第九時間間隔T9），狀態信號ST仍為高電平狀態。與此同時，使能信號EN1、EN2和EN3均處於低電平狀態。因此，電晶體P1導通，而電晶體N1和N3斷開。其結果是，上部電路6111a導通，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t8和t9之間逐漸增加。
在時間點t9，斜坡電壓VRAMP 達到另一峰值，並且該峰值小於第二設定閾值VRAMP_TH2 。
在時間點t9和t10之間（也就是，第十時間間隔T10），狀態信號ST為低電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN2處於高電平狀態，而使能信號EN3處於低電平狀態。因此，電晶體P1和N3斷開，而電晶體N1導通。其結果是，下部電路6111b導通，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t9和t10之間逐漸降低。
在時間點t10，斜坡電壓VRAMP 變得等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。
在時間點t10之後，狀態信號ST仍處於低電平狀態。與此同時，使能信號EN1和EN3處於高電平狀態，而使能信號EN2處於低電平狀態。因此，電晶體P1和N1斷開，而電晶體N3導通。其結果是，斜坡節點NRAMP 直接連接至共模節點Ncm，使得斜坡電壓VRAMP 在時間點t10之後，等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。
在虛線矩形R32內的波形可以總結如下。在第三情形中（其中，第二情形是指：斜坡電壓VRAMP 在突發持續時間內（例如，第8C圖中的時間點t7,t10，以及第12A圖中的時間點t7），變得大於或等於第二設定閾值VRAMP_TH2 ），負載電路43在睡眠持續時間Tsl內的放電速度被確定為相對快於轉換電路411在活動持續時間Tsw內的充電速度。由於不能夠調整負載電路43的放電速度，因此需要調高轉換電路411的充電速度。為了提高轉換電路411的充電速度，需要更高的峰值電感電流IL,pk ，並且基於預定規則增加對應下個突發持續時間Tbrst的電感電流的上限IL,ub 。
根據以上說明，虛線矩形R12對應降壓轉換器41處於平衡狀態的情形，虛線矩形R22對應負載電路43的放電速度相對快於轉換電路411的充電速度的情形，以及虛線矩形R32對應負載電路43的放電速度相對慢於轉換電路411的充電速度的情形。參考每個突發持續時間 Tbrst的未端的斜坡電壓VRAMP 來確定是否調整電感電流的上限IL,ub ，以及如果需要調整，那麼如何調整電感電流的上限IL,ub 。第8A，8B和8C圖中所示的斜坡電壓VRAMP 的變化類似於虛線矩形R11，R22和R32中所示的情形之一，在此不再贅述。
基於第12A圖所示的波形，斜坡產生器611的操作可分為複數個狀態，分別對應電晶體P1，N1和N3的不同操作狀態。
在第一時間間隔T1，第四時間間隔T4，第七時間間隔T7和第九時間間隔T9中，當狀態信號ST處於高電平狀態時，電晶體P1由於使能信號EN1處於低電平狀態而導通，電晶體N1由於使能信號EN2處於低電平狀態而斷開，以及電晶體N3由於使能信號EN3處於低電平狀態而斷開。出於說明目的，在以下文本中，將電晶體P1導通、電晶體N1斷開、電晶體N3斷開和狀態信號ST處於高電平狀態的操作狀態定義為狀態A。
在第二時間間隔T2，第五時間間隔T5和第十時間間隔T10中，當狀態信號ST處於低電平狀態時，電晶體P1由於使能信號EN1處於高電平狀態而斷開，電晶體N1由於使能信號EN2處於高電平狀態而導通，以及電晶體N3由於使能信號EN3處於低電平狀態而斷開。出於說明目的，在以下文本中，將電晶體P1斷開、電晶體N1導通、電晶體N3斷開和狀態信號ST處於低電平狀態的操作狀態定義為狀態B。
在第三時間間隔T3和第八時間間隔T8中，當狀態信號ST處於高電平狀態時，電晶體P1由於使能信號EN1處於高電平狀態而斷開，電晶體N1由於使能信號EN2處於低電平狀態而斷開，以及電晶體N3由於使能信號EN3處於高電平狀態而導通。出於說明目的，在以下文本中，將電晶體P1斷開、電晶體N1斷開、電晶體N3導通和狀態信號ST處於高電平狀態的操作狀態定義為狀態C。
另外，在第六時間間隔T6中，當狀態信號ST處於低電平狀態時，電晶體P1由於使能信號EN1處於高電平狀態而斷開，電晶體N1由於使能信號EN2處於低電平狀態而斷開，以及電晶體N3由於使能信號EN3處於高電平狀態而導通。出於說明目的，在以下文本中，將電晶體P1斷開、電晶體N1斷開、電晶體N3導通和狀態信號ST處於低電平狀態的操作狀態定義為狀態D。
第12B圖示出了狀態圖以及第12C圖示出了流程圖。在第12B和12C圖中，詳細示出了狀態A~D之間的狀態轉換以及斜坡產生器在狀態A~D下的操作。
第12B圖為狀態圖，用來示意斜坡產生器的行為。橢圓形表示斜坡產生器611的不同操作狀態，並且虛線箭頭表示操作狀態之間的轉換。
當斜坡產生器611操作在狀態A時，下部電路6111b和積分電路6113暫停，僅上部電路611a將充電電流傳導至斜坡節點NRAMP 。當斜坡產生器611操作在狀態B時，上部電路6111a和積分電路6113暫停，僅下部電路6111b將放電電流傳導至斜坡節點NRAMP 。當斜坡產生器611操作在狀態C時，上部電路6111a和積分電路6113暫停，僅下部電路611b將放電電流傳導至斜坡節點NRAMP 。當斜坡產生器611操作在狀態D時，開關電路6111被禁用，並且上部電路和下部電路都不影響斜坡電壓VRAMP 。
第12C圖為斜坡產生器的操作的流程示意圖。首先，斜坡產生器確定狀態信號ST是否處於高電平狀態（步驟S601）。
如果步驟S601的判斷結果為肯定的，那麼電晶體P1導通，電晶體N1斷開以及電晶體N3斷開（步驟S603）。其結果是，斜坡電壓VRAMP 增加。當對斜坡電壓VRAMP 進行充電時，斜坡產生器611需要檢查斜坡電壓VRAMP 是否變得大於或等於第二設定閾值VRAMP_TH2 （步驟S605）。
請一並參考第12B圖所示的狀態A和第12C圖所示的步驟S605。在第12B圖中，始於狀態A的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為高電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 仍然小於第二設定閾值VRAMP_TH2 ，則斜坡產生器611停留在狀態A中操作。如步驟605的否定支路所示，在斜坡電壓VRAMP 仍然小於第二設定閾值VRAMP_TH2 的情形中，重複地執行步驟S603。
另一方面，另一始於狀態A的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為高電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 變得大於或等於第二設定閾值VRAMP_TH2 ，則斜坡產生器611從狀態A變為狀態C。如步驟605的肯定支路所示，斜坡產生器611轉變為狀態C並且執行步驟S607。
當斜坡產生器611在狀態C時，電晶體P1斷開，電晶體N1斷開，並且電晶體N3導通（步驟S607）。其結果是，斜坡電壓VRAMP 增加。在放電斜坡電壓VRAMP 時，斜坡產生器611需要檢查斜坡電壓VRAMP 是否仍然大於第一設定閾值VRAMP_TH2 （步驟S609）。
請一並參考第12B圖的狀態C和第12C圖的步驟S609。在第12B圖中，始於狀態C的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為高電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 仍然大於第一設定閾值VRAMP_TH1 ，則斜坡產生器611停留在狀態C中操作。如步驟S609的肯定支路所示，在斜坡電壓VRAMP 仍然大於或等於第一設定閾值VRAMP_TH1 的情形中，重複地執行步驟S607。
另一方面，另一始於狀態C的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為高電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 變得等於第一設定閾值VRAMP_TH1 ，則斜坡產生器611從狀態C變為狀態A。如步驟S609的否定支路所示，斜坡產生器611轉變為狀態A並且執行步驟S603。
如果步驟S601的判斷結果為否定的，那麼電晶體P1斷開，電晶體N1導通，電晶體N3斷開（步驟S611）。其結果是，斜坡電壓VRAMP 降低。在放電斜坡電壓VRAMP 時，斜坡產生器611需要檢查狀態信號ST是否變為高電平狀態（步驟S613）。
請一並參考第12B圖中的狀態B和第12C圖中的步驟S613和S615。在第12B圖中，始於狀態B的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST從低電平狀態變為高電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 仍然大於第一設定閾值VRAMP_TH1 ，那麼斜坡產生器611從狀態B變為在狀態C。如步驟S613的肯定支路所示，斜坡產生器611變換至狀態C並且執行步驟S607。
在第12B圖中，另一始於狀態B的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為低電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 仍然大於第一設定閾值VRAMP_TH1 ，那麼斜坡產生器611停留於在狀態B中操作。如第12C圖所示，如果步驟S613的判斷結果為否定的且步驟S615的判斷結果為肯定的，那麼重複地執行步驟S611。
在第12B圖中，又另一始於狀態B的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為低電平狀態並且斜坡電壓VRAMP 等於第一設定閾值VRAMP_TH1 ，那麼斜坡產生器611從狀態B變換至狀態D。如第12C圖所示，如果步驟S613的判斷結果為否定的，那麼斜坡產生器611進一步檢查斜坡電壓VRAMP 是否變得大於第一設定閾值VRAMP_TH1 （步驟S615）。如果步驟S615的判斷結果為否定的，則確認斜坡電壓VRAMP 等於第一設定閾值VRAMP_TH1 同時執行步驟S617，並且斜坡產生器611處於狀態D。
在狀態D，電晶體P1斷開，電晶體N1斷開，而電晶體N3導通。與此同時，共模電容Ccm完全充電並且斜坡電壓VRAMP 維持為與第一設定閾值VRAMP_TH1 相等（步驟S617）。接著，斜坡產生器611需要檢查狀態信號ST是否變為高電平狀態（步驟S619）。
請一並參考第12B圖中的狀態D和第12C圖中的步驟S619。在第12B圖中，始於狀態D的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST維持為低電平狀態，那麼斜坡產生器611停留在狀態D。如步驟S619的否定支路所示，斜坡產生器611停留在狀態D並且重複執行步驟S617。
在第12B圖中，另一始於狀態D的虛線箭頭顯示：如果狀態信號ST從低電平狀態變為高電平狀態，那麼斜坡產生器611從狀態D變為狀態A。如步驟S619的肯定支路所示，斜坡產生器611切換至狀態A並且執行步驟S603。
需要注意的是，由於積分電路6113，斜坡電壓VRAMP 總是大於或等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。因此，步驟S609和步驟S615的否定判斷結果意味著斜坡電壓等於第一設定閾值VRAMP_TH1 。
第13A和13B圖為根據本發明實施例的比較電路的示意圖。
在第13A圖中，使用了兩個比較器623a和623b。比較器623b比較斜坡電壓VRAMP 和第一設定閾值VRAMP_TH1 ，以產生比較信號CMP1，而另一比較器623a比較斜坡電壓VRAMP 和第二設定閾值VRAMP_TH1 ，以產生另一比較信號CMP2。比較信號CMP1和CMP2可以用來產生傳送至移位驅動器63的控制信號。
第13B圖示了比較電路643的另一實現。通過使用傳輸閘，僅需要一個比較器643a。在第13B圖中的比較器643a的操作類似於比較器623a和623b，並且於此中不再贅述。
如第9和10圖所提及，除了狀態信號ST之外，斜坡模組61也接收重置信號RST和下垂信號Droop。當斜坡模組61初始化時，斜坡模組61接收重置信號RST。另一方面，當斜坡模組61處於操作中時，其接收下垂信號Droop。下垂信號Droop由下垂電路產生，並且下垂電路基於輸出電壓Vout和下垂閾值Vdroop_th的比較來產生下垂信號Droop。
根據本發明實施例，當斜坡模組61接收到重置信號RST的脈波時，將電感電流的上限IL,ub 設置為第一既定值，並且當斜坡模組61接收到下垂信號Droop的脈波時，將電感電流的上限IL,ub 設置為第二既定值。第一既定值和第二既定值可以相同或不同。第二既定值例如可以為電感電流的上限IL,ub 的最大值。
第14圖為波形示意圖，用來示意下垂信號Droop的產生。在時間點t0和t1之間，輸出電壓Vout在下限閾值Vout_thl和上限閾值Vout_thh之間變化。
在時間點t1，輸出電流Iout突然增加，使得偵測到的輸出電壓Vout顯著下降並且變得小於下限閾值Vout_thl。
在時間點t2，輸出電壓Vout變得小於下垂閾值Vdroop_th。因此，下垂信號在時間點t2被設置為高電平狀態。
根據本發明實施例，如果下垂信號Droop變為高電平狀態，那麼接著將電感電流的上限IL,ub 設置為第二既定值。因此，峰值電感電流IL,pk 可以變為更大的值以恢復輸出電流Iout的變化。因此，可以維持峰值電感電流IL,pk 和輸出電流Iout的穩定性。
第15圖為根據本發明實施例的下垂電路的示意圖。其中，比較器70由運算放大器來實現。運算放大器的反向輸入端接收輸出電壓Vout，非反向輸入端接收下垂閾值Vdroop_th。運算算大器的輸出端為下垂信號Droop。
利用比較器70，偵測輸出電壓Vout以及如果輸出電壓Vout顯著下降則快速地將電感電流的上限IL,ub 恢復為第二既定值。借助此種機制，降壓轉換器41可以立即對輸出電壓Vout的顯著下降起反應。
第16圖為流程示意圖，用來示意根據下垂信號來改變電感電流的上限IL,ub 設定。首先，偵測輸出電壓Vout（步驟S71）。接著，將輸出電壓Vout與下垂閾值Vdroop_th比較（步驟S73）。如果輸出電壓Vout大於下垂閾值Vdroop_th，流程結束。如果輸出電壓Vout小於或等於下垂閾值Vdroop_th，則將電感電流的上限IL,ub 設置為第二既定值。
第17圖根據本發明實施例的波形示意圖，用來示意降壓轉換器響應下垂信號的操作。下垂信號Droop在時間點t0和t1之間處於低電平狀態，並且在時間點t1和t2之間為高電平狀態。
在時間點t1之前，峰值電感電流IL,pk 和電感電流的上限IL,ub 均逐漸降低。與此同時，斜坡電壓VRAMP 的峰值在時間點t1之前的突發持續時間內增加。
在時間點t1，峰值電感電流IL,pk 和電感電流的上限IL,ub 動態地增加至第二既定值。斜坡電壓VRAMP 的峰值在時間點t2後的突發持續時間內增加。
如上所述，提供的控制方法允許降壓轉換器41能夠操作在某些PFM模式的負載範圍內。升壓轉換器在PFM模式中的操作具有與降壓轉換器41相似的問題，因此基於本發明實施例的控制方法可以對升降壓轉換器和升壓轉換器提供相同的益處。
第18A和18B圖為根據本發明實施例的升降壓轉換器的原理示意圖。該升降壓轉換器81包括：一轉換電路811，一電感L和一輸出電容Cout。電感L的兩端電性連接至轉換電路811。轉換電路811電性連接至輸入端Nin。轉換電路811，輸出電容Cout和負載電路83共同電性連接至輸出端Nout。
在第18A圖中，升降壓轉換器81從外部接收設置信號，使得轉換電路811可以控制電感電流IL 。在第18B圖中，降壓轉換器81包括：一自適應電路813，用來產生該設置信號。
請一並參考第3和18B圖。脈波持續時間Tpl包括：第一子脈波持續時間dt1和第二子脈波持續時間dt2。在第一子脈波持續時間dt1內的電感電流IL 可以表示為Vin/L，並且在第二子脈波持續時間dt2內的電感電流IL 可以表示為Vout/L。另外，第一子脈波持續時間dt1的電感電流IL 乘上第一子脈波持續時間dt1等於第二子脈波持續時間dt2內的電感電流IL 乘上第二子脈波持續時間dt2，見方程式（9）。方程式（9）
第一子脈波持續時間dt1和第二子脈波持續時間dt2之間的關係可以表示為方程式（10）。方程式（10）
平均輸出電流Iout,avg 可以表示為方程式（11）。（方程式11）
相應地，根據平均輸出電流Iout,avg 和活動持續時間內的脈波數目N可以得到活動持續時間Tsw。變量Vr 為表示輸出電壓Vout的變化的紋波電壓。（方程式12）
另一方面，睡眠持續時間Tsl可以表示為方程式（13）。（方程式13）
根據方程式（12）和（13），關於確定電感電流的優化上限IL,ub,opt 的規則可以表示為方程式（14）。（方程式14）
類似於降壓轉換器41，升降壓轉換器81可以利用預定規則來調整活動持續時間N*Tpl和睡眠持續時間Tsl之間的關係。
根據預定規則的第一示例，邊限電感電流ΔI可以定義為等於輸出電流Iout的比率，也就是ΔIL =𝛼*Iout。無論輸出電流Iout如何變化，比值𝛼為恒定的。因此，根據方程式（14）和邊限電感電流ΔIL =𝛼*Iout，可以導出與方程式（6）類似的關係。
根據預定規則的第二示例，邊限電感電流ΔIL 可以定義為恒定的電流Iconst，也就是，ΔIL ＝Iconst。因此，根據方程式（14）和ΔIL ＝Iconst，可以導出與方程式（8）類似的關係。
因此，上面關於降壓轉換器41的說明可以容易地相似於升降壓轉換器81，并且用於升降壓轉換器81的自適應電路的實現細節在此中不再贅述。
第19A和19B圖為根據本發明的實施例的升壓轉換器的示意圖。該升壓轉換器91包括：一轉換電路911，一電感L和一輸出電容Cout。該電感L電性連接至輸入端Nin和轉換電路911。轉換電路911，輸出電容Cout和負載電路93共同電性連接至輸出端Nout。
在第19A圖中，升壓轉換器91從外部接收設置信號。在第19B圖中，升壓轉換器91包括：自適應電路913，用來產生該設置信號。
請一並參考第3和19B圖。脈波持續時間Tpl包括：第一子脈波持續時間dt1和第二子脈波持續時間dt2。在第一子期脈波持續時間dt1所充電的電荷等於在第二子脈波持續時間dt2所放電的電荷，並且可以表示為方程式（15）。方程式（15）
因此，第一脈波持續時間dt1可以由第二脈波持續時間dt2來表示，如方程式（16）所示。方程式（16）
基於第一子脈波持續時間dt1和第二子脈波持續時間dt2的關係，平均輸出電流Iout,avg 可以表示為方程式（17）。方程式（17）
相應地，根據平均輸出電流Iout,avg 和活動持續時間內的脈波數目N可以得到活動持續時間Tsw。變量Vr 為表示輸出電壓Vout的變化的紋波電壓。
另一方面，睡眠持續時間Tsl可以表示為方程式（19）。方程式（19）
根據方程式（18）和（19），關於確定電感電流的優化上限IL,ub,opt 的預定規則可以表示為方程式（20）。方程式（20）
根據預定規則的第一示例，邊限電感電流ΔI可以定義為等於輸出電流Iout的比率，也就是ΔIL =𝛼*Iout。無論輸出電流Iout如何變化，比值𝛼為恒定的。因此，根據方程式（20）和邊限電感電流ΔIL =𝛼*Iout，可以導出類似於方程式（6）的關係。
根據預定規則的第二示例，邊限電感電流ΔIL 可以定義為恒定電流Iconst，也就是，ΔIL ＝Iconst。因此，根據方程式（20）和ΔIL ＝Iconst，可以導出類似於方程式（8）的關係。
因此，上面關於降壓轉換器41的說明可以容易地相似於升壓轉換器91，并且用於升壓轉換器91的自適應電路913的實現細節在此中不再贅述。
如上所述，既使輸出電流Iout輕微地變化，也可以動態地調整電感電流的上限IL,ub 。初始的設置信號表示該上限不受限制，並且此種控制方法可以容易地應用至不同類型的DC-DC電壓轉換器。進一步示意了設置信號源的內部實現，即自適應電路。自適應電路的實現也不受限制。通過提供各種輸出電流Iout的容差（tolerance），DC-DC電壓轉換器無需頻繁地在PFM模式與PWM模式之間切換。
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
Vin‧‧‧輸入電壓
Nout‧‧‧輸出端
Vout‧‧‧輸出電壓
13、23、33、43、45、83、93‧‧‧負載電路
Iout‧‧‧輸出電流
11、31‧‧‧DC-DC電壓轉換器
21、41‧‧‧降壓轉換器
211、311、411、811、813‧‧‧轉換電路
L‧‧‧電感
Nin‧‧‧輸入端
Nout‧‧‧輸出端
IL‧‧‧電感電流
Cout‧‧‧輸出電容
Vout_thl‧‧‧下限閾值
Tbrst、Tbrst1~Tbrst6‧‧‧突發持續時間
Vout_thh‧‧‧上限閾值
Tsl‧‧‧睡眠持續時間
Tsw‧‧‧活動持續時間
Tpl‧‧‧脈波持續時間
dt1‧‧‧第一子脈波持續時間
dt2‧‧‧第二子脈波持續時間
IL,pk‧‧‧峰值電感電流
IL,ub‧‧‧電感電流的上限
IL_max‧‧‧最大電感電流
S31、S33、S35、S37、S301、S303、S305、S307、S601、S603、S605、S607、S609、S611、S613、S615、S617、S617、S71、S73、S75‧‧‧步驟
413、511、60、913‧‧‧自適應電路
44、46‧‧‧控制器
CTLapt‧‧‧自適應控制信號
411a‧‧‧DC-DC調變器
411b‧‧‧DC-DC功率級
ST‧‧‧狀態信號
VRAMP‧‧‧斜坡電壓
t0~t15‧‧‧時間點
5111‧‧‧充電泵電路
5113‧‧‧補償器
5111‧‧‧最大/最小箝位電路
CS1、CS2‧‧‧電流源
sw1、sw2‧‧‧開關
61‧‧‧斜坡模組
63‧‧‧移位驅動器
65‧‧‧移位器
67‧‧‧電流型DAC
RST‧‧‧重置信號
Droop‧‧‧下垂信號
SFTdir‧‧‧方向移動信號
SFT clk‧‧‧時脈移動信號
Q[n:1]‧‧‧數位設置
IL,ub,set‧‧‧類比設置
611‧‧‧斜坡產生器
613‧‧‧比較電路
‧‧‧VRAMP_TH1、VRAMP_TH2‧‧‧設定閾值
CMP1、CMP2‧‧‧比較信號
6111‧‧‧開關電路
6113‧‧‧積分電路
6111a‧‧‧上部電路
6111b‧‧‧下部電路
Vsrc‧‧‧電源電壓 Gnd‧‧‧接地端
P1、P2、Mp、N1、N2、Mn、N3‧‧‧電晶體
EN1、EN2、EN3‧‧‧使能信號
NRAMP‧‧‧斜坡節點
IB‧‧‧‧‧‧基極電流
Ccm‧‧‧共模電容
Crmp‧‧‧斜坡電容
Ncm ‧‧‧共模節點
R12、R22、R32、R11、R21、R31‧‧‧虛線矩形
623a、623b、643a‧‧‧比較器
Vdroop_th‧‧‧下垂閾值
70‧‧‧比較器
81‧‧‧升降壓轉換器
91‧‧‧升壓轉換器
811、911‧‧‧轉換電路
第1圖為DC-DC電壓轉換器的示意圖； 第2圖為降壓轉換器的示意圖； 第3圖為波形示意圖，用來示意處於PFM模式中的DC-DC電壓轉換器的操作； 第4A圖為波形示意圖，用來示意降壓轉換器的電感電流的變化，並且該降壓轉換器處於具有相對短的突發持續時間的PFM模式中； 第4B圖為波形示意圖，用來示意降壓轉換器的電感電流的變化，並且該降壓轉換器處於具有相對長的突發持續時間的PFM模式中； 第5A圖為根據本發明實施例的能夠自適應地調整峰值電感電流的DC-DC電壓轉換器的示意圖； 第5B圖為應用至第5A圖所示的DC-DC電壓轉換器的控制方法的流程示意圖； 第6A，6B，6C和6D圖為根據本發明實施例的降壓轉換器的示意圖，該降轉換器能夠動態地調整電感電流的上限； 第7圖為應用至第6D圖所示的降壓轉換器的控制方法的流程示意圖； 第8A，8B和8C圖為波形示意圖，用來示意不同應用場景下的自適應電路的操作； 第9A圖為根據本發明實施例的自適應電路的類比實現的示意圖； 第9B圖為根據本發明實施例的自適應電路的數位實現的示意圖； 第10圖為根據本發明實施例的斜坡模組的示意圖； 第11圖為根據本發明實施例的斜坡產生器的示意圖； 第12A圖為與第11圖所示的斜坡產生器有關的控制信號的示意圖； 第12B圖為狀態示意圖，用來示意斜坡產生器的狀態轉移； 第12C圖為流程示意圖，用來示意斜坡產生器的操作； 第13A和13B圖為根據本發明實施例的比較電路的實現的示意圖； 第14圖為根據本發明實施例的波形示意圖，用來示意下垂信號的產生； 第15圖為根據本發明實施例的下垂電路的示意圖； 第16圖為流程示意圖，用來示意響應於下垂信號而改變電感電流的上限設置； 第17圖為根據本發明實施例的波形示意圖，用來示意降壓轉換器響應於下垂信號的操作； 第18A和18B圖為根據本發明實施例的升降壓轉換器的示意圖； 第19A和19B圖為根據本發明實施例的升壓轉換器的示意圖。
31‧‧‧DC-DC電壓轉換器
311‧‧‧轉換電路
33‧‧‧負載電路
Nin‧‧‧輸入端
Vin‧‧‧輸入電壓
Nout‧‧‧輸出端
Vout‧‧‧輸出電壓
Iout‧‧‧輸出電流
Cout‧‧‧輸出電容
L‧‧‧電感
IL‧‧‧電感電流
IL,ub‧‧‧電感電流的上限

Claims (14)

  1. 一種直流轉直流電壓轉換器，電性連接至具有輸入電壓的輸入端和具有輸出電壓的輸出端，用來將該輸入電壓轉換為該輸出電壓，其中該直流轉直流電壓轉換器操作在脈波頻率調變模式並且包括： 一電感，其中一電感電流流過該電感；以及 一轉換電路，電性連接至該電感，用於根據設置信號，調整該電感電流，使得該電感電流小於或等於該電感電流的上限。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該設置信號由該轉換電路產生，或者，該設置信號由該轉換電路從一負載電路、一控制器或一自適應電路接收； 其中，該設置信號表示該電感電流的該上限。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，進一包括： 一自適應電路，電性連接至該轉換電路，其中，該轉換電路偵測該電感電流，該自適應電路根據偵測到的該電感電流和預定規則，動態地決定該電感電流的該上限。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，進一包括： 一控制器； 一自適應電路，電性連接至該控制器與該轉換電路，用於從該控制器接收自適應控制信號，並根據該自適應控制信號生成傳送至該轉換電路的該設置信號。
  5. 如申請專利範圍第3項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該預定規則與以下至少一個因素有關： 流過負載電路的輸出電流，其中該負載電路電性連接至該輸出端； 邊限電感電流； 該負載電路的操作模式； 該輸入電壓；以及 該輸出電壓。
  6. 如申請專利範圍第3項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該轉換電路根據該電感電流，產生一狀態信號； 其中，當該電感電流處於活動持續時間內時，該狀態信號處於第一電平狀態，並且該活動持續時間的長度與該電感電流的該上限有關； 其中，當該電感電流處於睡眠持續時間內時，該狀態信號處於第二電平狀態。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該自適應電路包括：一斜坡模組，其中該斜坡模組包括： 一斜坡產生器，電性連接至該轉換電路，用於接收該狀態信號並相應地生成一斜坡電壓；以及 一比較電路，電性連接至該斜坡產生器，用於根據該斜坡電壓和至少一個設定閾值，生成至少一個比較信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該自適應電路進一步包括： 一移位驅動器，電性連接至該斜坡模塊，用於從該斜坡模組接收該至少一個比較信號並相應地生成方向移動信號和時脈移動信號； 一移位器，電性連接至該移位驅動器，用於接收該方向移動信號和該時脈移動信號並相應地生成該上限的數位設定；以及 一電流型數位至類比轉換器，電性連接至該移位器，用於將該上限的該數位設定轉換為該上限的類比設定。
  9. 如申請專利範圍第7項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該斜坡產生器包括： 一開關電路，通過一斜坡節點電性連接至該比較電路，並且包括：一上部電路和一下部電路，該上部電路用於產生充電電流以增大該斜坡電壓，該下部電路用於產生放電電流以降低該斜坡電壓；以及 一積分電路，電性連接至該斜坡節點，用來將該斜坡電壓改變為第一設定閾值。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，該上部電路、該下部電路和該積分電路分別受第一使能信號、第二使能信號和第三使能信號的控制，其中該上部電路、該下部電路和該積分電路交替地使能。
  11. 如申請專利範圍第3項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，當該控制信號為重置信號時，該自適應電路將該電感電流的該上限改變為第一既定值； 及/或，當該控制信號為下垂信號時，該自適應電路將該電感電流的該上限改變為第二既定值，其中當該輸出電壓小於下垂閾值時，生成該下垂信號。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的直流轉直流電壓轉換器，其中，如果該轉換電路電性連接至該輸入端且該電感電性連接至該輸出端，則該輸入電壓大於該輸出電壓； 或者，如果該電感電性連接至該輸入端且該轉換電路電性連接至該輸出端，則該輸入電壓小於該輸出電壓； 或者，如果該電感不連接至該輸入端和該輸出端，且該轉換電路電性連接至該輸入端和該輸出端，則該輸入電壓大於或小於該輸出電壓。
  13. 一種控制方法，應用於一直流轉直流電壓轉換器，其中，該直流轉直流電壓轉換器操作在脈波頻率調變模式，並且該直流轉直流電壓轉換器包括：一電感和一轉換電路，其中該控制方法包括以下步驟： 從輸入端接收一輸入電壓； 將該輸入電壓轉換為輸出端處的輸出電壓，其中一電感電流流過該電感；以及 根據設置信號，調整該電感電流，使得該電感電流小於或等於該電感電流的上限。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，進一步包括：產生或接收該設置信號，並且該設置信號表示該電感電流的該上限。
TW106112930A 2016-04-19 2017-04-18 直流轉直流電壓轉換器及其控制方法 TWI632764B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662324361P 2016-04-19 2016-04-19
US62/324,361 2016-04-19
US15/485,255 US10033279B2 (en) 2016-04-19 2017-04-12 DC-DC voltage converter and associated control method capable of dynamically adjusting upper boundary of inductor current
US15/485,255 2017-04-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201739159A true TW201739159A (zh) 2017-11-01
TWI632764B TWI632764B (zh) 2018-08-11

Family

ID=58578891

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW106112930A TWI632764B (zh) 2016-04-19 2017-04-18 直流轉直流電壓轉換器及其控制方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10033279B2 (zh)
EP (1) EP3240171B1 (zh)
CN (1) CN107306080B (zh)
TW (1) TWI632764B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI708467B (zh) * 2018-05-02 2020-10-21 美商茂力科技股份有限公司 直流變換器及電壓直流變換方法

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI617834B (zh) 2017-09-18 2018-03-11 大立光電股份有限公司 光學攝影鏡頭、取像裝置及電子裝置
FR3083038B1 (fr) 2018-06-22 2020-06-05 Continental Automotive France Procede de regulation du rapport cyclique d'un signal permettant le controle en courant d'un module de conversion d'un convertisseur
US10707756B2 (en) 2018-08-28 2020-07-07 Mediatek Inc. Method for improving efficiency of power converter
CA3117469A1 (en) * 2018-10-30 2020-05-07 Jason Young High efficiency, parallel, power conversion system with adaptive dynamic efficiency optimization
US11387732B2 (en) 2019-09-12 2022-07-12 Cirrus Logic, Inc. Efficient use of energy in a switching power converter
US11469661B2 (en) 2019-10-25 2022-10-11 Cirrus Logic, Inc. Multiphase inductive boost converter with multiple operational phases
US10777121B1 (en) * 2019-11-21 2020-09-15 Himax Technologies Limited Power circuit, gate driver and related operation control method for multi-source display system
US11463008B2 (en) 2019-11-22 2022-10-04 Cirrus Logic, Inc. Decreasing output droop in a power converter via an energy storage capacitor
US11152846B2 (en) 2020-01-15 2021-10-19 Apple Inc. Method and apparatus for providing adaptive inductor peak current in DC-DC converter
US20210367514A1 (en) * 2020-05-20 2021-11-25 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Load regulation of a power converter based on adjustable output voltage thresholds
CN115668721B (zh) 2020-05-20 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 功率转换器中的电流的随机化
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
US11522460B2 (en) 2020-07-24 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Optimizing the control of a hysteretic power converter at low duty cycles
US11735942B2 (en) 2020-07-29 2023-08-22 Cirrus Logic Inc. Maintaining operation within a stable region of a power curve of a power converter
US11183849B1 (en) 2020-07-29 2021-11-23 Cirrus Logic, Inc. Control of power converter based on dynamic constraint factors
US11522440B2 (en) 2020-07-29 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Use of shared feedback among two or more reactive schemes
CN112087135B (zh) * 2020-07-31 2021-09-14 西安电子科技大学 一种应用于llc变换器的多模式调制芯片
TWI746097B (zh) * 2020-07-31 2021-11-11 台達電子工業股份有限公司 具有雙模式控制之電力變換裝置
US11855471B2 (en) 2020-08-14 2023-12-26 Cirrus Logic Inc. Power supply architecture with bidirectional battery idealization
US11843317B2 (en) 2021-08-25 2023-12-12 Cirrus Logic Inc. Pseudo-bypass mode for power converters

Family Cites Families (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5568044A (en) 1994-09-27 1996-10-22 Micrel, Inc. Voltage regulator that operates in either PWM or PFM mode
IT1317125B1 (it) 2000-03-07 2003-05-27 St Microelectronics Srl Circuito di controllo a frequenza costante per un regolatore ditensione di switching di tipo isteretico
US6628109B2 (en) 2000-06-26 2003-09-30 Texas Instruments Incorporated Integrated low ripple, high frequency power efficient hysteretic controller for dc-dc converters
US6396252B1 (en) * 2000-12-14 2002-05-28 National Semiconductor Corporation Switching DC-to-DC converter with discontinuous pulse skipping and continuous operating modes without external sense resistor
US6366070B1 (en) 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
US7102339B1 (en) 2003-01-21 2006-09-05 Microsemi, Inc. Method and apparatus to switch operating modes in a PFM converter
US7173404B2 (en) 2004-08-11 2007-02-06 Niko Semiconductor Co., Ltd. Auto-switching converter with PWM and PFM selection
US7353122B2 (en) * 2005-01-05 2008-04-01 Fyre Storm, Inc. Power converters with limited operation to conserve power and with adjustments that overcome ringing
US7327127B2 (en) 2005-06-17 2008-02-05 Via Technologies, Inc. Pulse-frequency mode DC-DC converter circuit
US7688046B2 (en) 2005-07-25 2010-03-30 Apple Inc. Power converters having varied switching frequencies
US7116089B1 (en) 2005-10-28 2006-10-03 Monolithic Power Systems, Inc. Constant-peak-current minimum-off-time pulse frequency modulator for switching regulators
US7786712B2 (en) * 2006-12-30 2010-08-31 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-efficiency DC/DC voltage converter including up inductive switching pre-regulator and capacitive switching post-converter
TWI330775B (en) 2007-01-23 2010-09-21 Richtek Technology Corp Quick response switching regulator and control method thereof
ITVA20070060A1 (it) 2007-07-04 2009-01-05 St Microelectronics Srl Metodo di controllo di un convertitore step-up dc-dc e relativo convertitore
US7719251B2 (en) 2007-08-06 2010-05-18 Intel Corporation Enhancement of power conversion efficiency using dynamic load detecting and tracking
US7906943B2 (en) 2007-12-20 2011-03-15 Microsemi Corporation Boost converter with adaptive coil peak current
US8253397B2 (en) 2009-06-18 2012-08-28 Analog Devices, Inc. Switching converters with efficiently-controlled mode transitions
US8427123B2 (en) 2009-07-08 2013-04-23 Microchip Technology Incorporated System, method and apparatus to transition between pulse width modulation and pulse-frequency modulation in a switch mode power supply
US8274266B2 (en) 2009-08-14 2012-09-25 Linear Technology Corporation Switch mode power supply with dynamic topology
US8283907B1 (en) * 2009-11-20 2012-10-09 Texas Instruments Incorporated Boost regulator with pulse frequency mode of operation having substantially constant percentage output ripple and frequency
KR101699772B1 (ko) 2010-06-17 2017-01-26 삼성전자주식회사 전력 변환기 및 전력 변환 방법
US8957651B2 (en) 2010-12-06 2015-02-17 Microchip Technology Incorporated User-configurable, efficiency-optimizing, power/energy conversion switch-mode power supply with a serial communications interface
CN103066566B (zh) * 2013-01-15 2016-04-13 昂宝电子（上海）有限公司 基于占空比信息为电源转换器提供过流保护的系统和方法
US8912773B2 (en) 2011-01-20 2014-12-16 International Rectifier Corporation Synchronous buck converter including multi-mode control for light load efficiency and related method
US8698470B2 (en) 2011-02-28 2014-04-15 Texas Instruments Incorporated Control for switching between PWM and PFM operation in a buck converter
WO2013080403A1 (ja) 2011-11-28 2013-06-06 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置および半導体装置
US8599581B2 (en) 2012-02-16 2013-12-03 Fremont Micro Devices (Sz) Limited Primary-side regulated modulation controller with improved transient response and audile noise
US8896383B2 (en) 2012-04-30 2014-11-25 Qualcomm Incorporated Enhanced pulse frequency modulation (PFM) control mode for switching regulators
US8780590B2 (en) 2012-05-03 2014-07-15 Hong Kong Applied Science & Technology Research Institute Company, Ltd. Output current estimation for an isolated flyback converter with variable switching frequency control and duty cycle adjustment for both PWM and PFM modes
US9641066B2 (en) 2012-07-31 2017-05-02 Texas Instruments Incorporated Switching regulator circuit/process counting clock cycles after regulator comparator change
US9444364B2 (en) 2013-03-15 2016-09-13 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive peak power control
US9306454B2 (en) 2013-05-23 2016-04-05 Micrel, Inc. Optimal ripple injection for a boost regulator
US9337726B2 (en) 2013-08-27 2016-05-10 Intersil Americas LLC PWM/PFM controller for use with switched-mode power supply
KR102194973B1 (ko) 2014-01-28 2020-12-24 삼성전자주식회사 전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치
US9923468B2 (en) 2014-04-02 2018-03-20 Apple Inc. Multiphase power conversion using skewed per-phase inductor current limits
US9515556B2 (en) 2014-04-28 2016-12-06 Intersil Americas LLC Current pulse count control in a voltage regulator
US9647558B2 (en) * 2014-05-02 2017-05-09 Intersil Americas LLC System and method for maintaining a constant output voltage ripple in a buck converter in discontinuous conduction mode

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI708467B (zh) * 2018-05-02 2020-10-21 美商茂力科技股份有限公司 直流變換器及電壓直流變換方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP3240171B1 (en) 2022-05-25
CN107306080A (zh) 2017-10-31
US10033279B2 (en) 2018-07-24
CN107306080B (zh) 2019-06-28
US20170302166A1 (en) 2017-10-19
TWI632764B (zh) 2018-08-11
EP3240171A1 (en) 2017-11-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI632764B (zh) 直流轉直流電壓轉換器及其控制方法
US9893622B2 (en) Multi-level step-up converter topologies, control and soft start systems and methods
US9595869B2 (en) Multi-level switching regulator circuits and methods with finite state machine control
US7202644B2 (en) DC—DC converting method and apparatus
US9647557B2 (en) Three phases controller for buck-boost regulators
US9312772B2 (en) Current limiting scheme for a converter
US10566901B2 (en) Constant-frequency control method with fast transient
US10148176B2 (en) DC to DC converter with pulse width modulation and a clamping circuit for non-pulse width modulation control
US20160187914A1 (en) Switching converter with smart frequency generator and control method thereof
TWI434499B (zh) 電源轉換器的頻率抖動控制器及頻率抖動控制方法
JP2012510247A (ja) スイッチモード電圧調整器
TW201351861A (zh) 控制電源轉換裝置的方法及其相關電路
JP2012253953A (ja) 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
EP2949031B1 (en) Negative current sense feedback for reverse boost mode
CN111082663B (zh) 使用占空比状态机控制开关模式功率转换器的装置和方法
JP5213621B2 (ja) スイッチングレギュレータの制御回路、制御方法およびそれらを利用したスイッチングレギュレータ、充電装置
JP2005287249A (ja) スイッチング電源装置
TWI528692B (zh) 動態預充電之電壓轉換裝置
US11621625B2 (en) Controller for a power supply and a power supply
US11817785B2 (en) Device and method for controlling output voltage of a digital-to-analog converter