CN114944748A - 一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路及方法，所述控制电路包括与驱动电路U5相连的RS触发器U2，与RS触发器U2的R端相连的定时器U4，一个输入端接反馈网络产生的反馈电压FB、另一个输入端接基准电压Vref且输出端与RS触发器U2的S端相连的比较器U1，连接于比较器U1的输出端与定时器U4之间的非门逻辑器U7，一端与转换器的输入端相连且另一端与定时器U4相连的V‑I转换器，以及一端与定时器U4相连且另一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的输出模块Vo。本发明方案从SW节点通过RC滤波取到Vout信息比从Vout取电压会得到更准确Ton控制，可以减少5%‑16.7%的开关频率变化。本方案降低芯片成本的同时，提高了开关频率的稳定。

Description

一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路及方法

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，具体地说，是涉及一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路及方法。

背景技术

目前主流的DCDC降压转换器大多采用PWM控制方式，分为电流模和电压模控制方式，其控制原理为输出电压反馈进芯片与参考电压做误差放大，误差放大输出与锯齿波比较得到PWM开关控制电源功率传输，维持输出电压的稳定。其中锯齿波是内部产生的固定频率斜波，所以开关电源的工作频率是固定频率的工作方式。电流模式在锯齿波上加入电感电流的斜波信息，使得开关电源可以逐周期控制峰值电流，通过加入斜波补偿可以很好的解决电感电流次斜波振荡的问题，使得电流模PWM控制方式的DCDC逐渐成为主流的控制方式。

随着工艺节点逐渐走低，主控芯片对低电压大电流的电源需求逐渐增多，而且对电源电压的波动要求也越来越严苛，从而对电源电压的瞬态响应要求也逐渐增加。现有的PWM控制方式都是采样输出电压经过内部的误差放大器，进而控制PWM的占空比实现输出电压的电压稳定。为保证环路稳定，需在误差放大器输出设计一个主极点，这就导致瞬态响应变差。主流的PWM控制器难以满足主控芯片的低电压大电流的要求。

恒定导通时间（Constant On Time，COT）工作模式是检测输出电压低于设定电压即打开一个固定的导通时间脉冲的变频率控制模式。由于是实时的逐周期检测，所以具有极快的响应速度，适用于低压大电流的应用场合。由于开关打开时刻是由输出电压纹波的波谷决定，所以开关频率由输出电压纹波决定。输出电压纹波由输出电容的充放电电流决定，而电容的充放电电流受打开脉冲Ton、输入电压、输出电压和负载电流等多种因素影响，所以采用恒定导通时间（COT）控制方式的开关电源其开关频率受多种因素影响，难以像PWM控制方式那样恒定频率工作。随着主控芯片功能越来越复杂，对电源EMI的要求也越来越高。如果是固定频率的开关电源，则很容易对其EMI进行优化。但是如果频率在较大范围内变化，则给EMI优化工作带来严重挑战。

现有的COT控制模式定频控制方法有的较繁杂，有的则频率变化较大不能满足要 求。现有的恒定导通时间控制方式Ton产生的实现方法中，由降压式DCDC的占空比式子：

（1）知道，设定输入（Vin）输出(Vout)电压的情况下，如果打开时间 Ton固定，则开关频率(f=1/T)固定。如果Ton可以跟随输入输出电压变化而变化，则就可以 保证开关频率不变。因此现有的恒定导通时间控制方式的转换器大多采用式子I*T=CV=

=C0*n*Vout（2）的原理来实现，方法是Vin通过V-I转换得到与Vin相关的电 流，该电流在开关打开时（PWM on为高）流入C0，使C0电压上升到Vout电压时关闭开关（PWM off为高）。由式子（2）可以推出式子

=(Vout/Vin)*T（3），这 样就得到了随Vin和Vout变化而迅速变化的Ton时间控制。其中式子（2）（3）中的k为电流缩 放系数，n为Vout电压缩放系数。这样开关周期T就只与Ra、C0、k和n这些设定的常数有关，而 与输入输出电压无关，从而实现系统的恒定频率控制。然而实现该方案需要增加Vout电压 的输入引脚，增加芯片成本。同时该方案只是转换效率为100% 的理想情况下推导得到，实 际上开关电源转换效率不能达到100%，还要考虑电感的串联电阻、芯片开关的导通阻抗等 寄生参数的影响，因此式子（3）不完全成立，Ton并不完全等于(Vout/Vin)*T。所以完全采用 式子（2）、（3）来设计的恒定导通时间控制电路，并不能得到固定的开关频率，其开关频率会 受到输入电压和负载电流的影响而存在较明显的变化。从而使得DCDC系统存在较宽频率范 围的EMI干扰。给系统抗EMI干扰设计带来困扰和难题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路及方法，使得恒定导通时间控制模式开关电源实现不受输入电压和负载电流影响的固定频率工作。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路，所述转换器包括驱动电路U5，连接于所述驱动电路U5上的功率开关管MH和功率开关管ML，连接在功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW与转换器输出端之间的电感L，连接于电感L另一端和地之间的输出电容Cout，以及并联在输出电容Cout两端的反馈网络；其中，所述反馈网络包括串联连接的电阻R1和R2，用于产生反馈电压FB，功率开关管MH的漏极端作为转换器的输入端；所述控制电路包括与驱动电路U5相连的RS触发器U2，与RS触发器U2的R端相连的定时器U4，一个输入端接反馈网络产生的反馈电压FB、另一个输入端接基准电压Vref且输出端与RS触发器U2的S端相连的比较器U1，连接于比较器U1的输出端与定时器U4之间的非门逻辑器U7，一端与转换器的输入端相连且另一端与定时器U4相连的V-I转换器，以及一端与定时器U4相连且另一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的输出模块Vo。

进一步地，在本发明中，所述输出模块Vo包括一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的电阻R3，与电阻R3另一端相连的电阻R4、R5，以及连接于电阻R4另一端和电阻R5另一端的电容C11；其中，电阻R4、电容C1的公共端接地，电阻R5、电容C1的公共端接定时器U4。

进一步地，在本发明中，所述输出模块Vo包括漏极与转换器的输入端相连且栅极与功率开关管MH的栅极相连的开关管M1，漏极与开关管M1的源极相连且栅极与功率开关管ML的栅极相连的开关管M2，漏极与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连且源极与开关管M1的源极相连的开关管M3，与开关管M3的源极相连的电阻R6，与电阻R6另一端相连的电阻R7、R8，以及连接于电阻R7另一端和电阻R8另一端的电容C2；其中，电阻R7、电容C2的公共端接地，电阻R8、电容C2的公共端接定时器U4。

进一步地，在本发明中，所述输出模块Vo包括漏极与转换器的输入端相连且栅极与功率开关管MH的栅极相连的开关管M4，漏极与开关管M4的源极相连且栅极与驱动电路U5相连的开关管M5，漏极与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连且源极与开关管M4的源极相连的开关管M6，与开关管M6的源极相连的电阻R9，与电阻R9另一端相连的电阻R10、R11，以及连接于电阻R10另一端和电阻R11另一端的电容C3；其中，电阻R10、电容C3的公共端接地，电阻R11、电容C3的公共端接定时器U4。

本发明提供了一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制方法，包括如下步骤：

A1：输出模块Vo从功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW获取SW电压信号；

A2：利用分压电阻R3和R4对SW电压进行分压后再通过R5和C1进行滤波，得到稳定的参考电压Nvo；

A3：输出的NVo电压至定时器用于产生导通时间脉冲Ton；从而实现转换器的定频控制。

本发明还提供了一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制方法，包括如下步骤：

B1：输出模块Vo 从功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW获取SW电压信号，从功率开关管MH的栅极获取Hg电压信号，从功率开关管ML的栅极获取Lg电压信号；其中，Hg、Lg为功率开关管MH、ML的驱动电压信号；

B2：当转换器工作在CCM模式时，Hg变高电平时Vs=Vin，Lg变高电平时Vs=0，Hg变低电平到Lg变高电平的死区时间Td2，Vs维持当前电压不变；当转换器工作在DCM模式时，无电感电流，Hg和Lg都关闭，从Lg关闭到Hg打开的时间信号Tdcm为高电平，Tdcm信号接到开关管M3的栅极，这时Vs=Vsw=Vout，其中，Vs为开关管M3的源极电压；

B3：利用分压电阻R6和R7对Vs电压进行分压后再通过电阻R8和电容C2进行滤波，得到稳定的参考电压Nvo；

B4：输出的NVo电压至定时器用于产生导通时间脉冲Ton；从而实现转换器的定频控制。

本发明另提供了一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制方法，包括如下步骤：

D1：输出模块Vo 从功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW获取SW电压信号；输出模块Vo从功率开关管MH的栅极获取Hg电压信号；输出模块Vo从驱动电路获取Hgp电压信号；其中，Hgp电压信号是Hg电压信号转换参考电平到GND再与Tdcm信号做或非逻辑处理得到；Tdcm信号为Lg变低关闭ML功率开关管到Hg变高打开MH功率开关管之间的时间信号；

D2：当转换器工作在CCM模式时，开关管M6的源极电压Vs信号在Hg为高电平时等于Vin，在功率开关管MH关闭后被拉到低电平GND；当转换器工作在DCM模式时，电感电流会减小到0，这时关闭Hg和Lg控制信号，Tdcm信号接到MOS管M6的栅极，Tdcm信号电平为高，Vs=Vsw=Vout，电感无电流后SW节点电压等于Vout电压；

D3：利用分压电阻R9和R10对Vs电压进行分压后再通过电阻R11和电容C3进行滤波，得到稳定的参考电压Nvo；

D4：输出的NVo电压至定时器用于产生导通时间脉冲Ton；从而实现转换器的定频控制。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

（1）本发明方案从SW节点通过RC滤波取到Vout信息比从Vout取电压会得到更准确Ton控制，可以减少5%-16.7%的开关频率变化。同时可以为芯片省去一个Vout输入引脚。本方案降低芯片成本的同时，提高了开关频率的稳定。

（2）本发明通过通过Tdcm信号和内部的开关管将SW的Vout电压传进内部Vs节点，这样Vs节点电压的平均值就是DCDC电源系统真实控制的输出电压，得到Vs平均电压输出到NVo端口。NVo的平均电压送给Ton模块就可以得到精确的时间脉冲控制，从而得到不受输入输出电压、负载电流等因素影响的恒定开关频率的COT电源转换器。这样不管DCDC电源系统工作在CCM模式还是DCM模式下，本发明都可以准确的检测到真实的输出电压，并转化为NVo参考电压输出，从而产生准确的Ton脉冲，得到稳定的定频控制。

附图说明

图1为本发明-实施例1的电路结构示意图。

图2为本发明-实施例1中输出模块Vo的电路结构示意图。

图3为本发明-实施例2的电路结构示意图。

图4为本发明-实施例2中输出模块Vo的电路结构示意图。

图5 为本发明-实施例3的电路结构示意图。

图6为本发明-实施例3中输出模块Vo的电路结构示意图。

图7为本发明-实施例2的输出模块Vo的关键节点示意图。

图8为本发明-实施例2的输出模块Vo在CCM模式时的关键节点示意图。

图9为本发明-实施例3的输出模块Vo在DCM模式时的关键节点示意图。

具体实施方式

下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。

实施例1

如图1所示，为本发明的一种基本实施方式，其中，所述转换器包括驱动电路U5，连接于所述驱动电路U5上的功率开关管MH和功率开关管ML，连接在功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW与转换器输出端之间的电感L，连接于电感L另一端和地之间的输出电容Cout，以及并联在输出电容Cout两端的反馈网络；其中，所述反馈网络包括串联连接的电阻R1和R2，用于产生反馈电压FB，功率开关管MH的漏极端作为转换器的输入端。图1中，Resr_l为电感本身的寄生电阻，Resr_c为电容的串联寄生电阻。

所述控制电路包括与驱动电路U5相连的RS触发器U2，与RS触发器U2的R端相连的定时器U4，一个输入端接反馈网络产生的反馈电压FB、另一个输入端接基准电压Vref且输出端与RS触发器U2的S端相连的比较器U1，连接于比较器U1的输出端与定时器U4之间的非门逻辑器U7，一端与转换器的输入端相连且另一端与定时器U4相连的V-I转换器，以及一端与定时器U4相连且另一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的输出模块Vo。

如图2所示，在本实施例中，所述输出模块Vo包括一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的电阻R3，与电阻R3另一端相连的电阻R4、R5，以及连接于电阻R4另一端和电阻R5另一端的电容C1；其中，电阻R4、电容C1的公共端接地，电阻R5、电容C1的公共端接定时器U4。

输出模块Vo输入SW信号，输出NVo电压给定时器U4用于产生导通时间脉冲Ton。如 式子I*T=CV=

=C0*n*NVo=C0*n*Vsw_avg （4）所示，对SW电压取平均值输出到 NVo端口。图3中R3和R4为分压电阻，对SW电压进行分压后再通过R5和C1进行滤波，得到稳定 的参考电压NVo。其中R3和R4的分压比例等效于式子（4）中的缩放系数n，其中0<n≤1。当n取 1时，则无R3、R4分压，SW直接经过R5、C1滤波。

在本实施例中。由DCDC结构知道，Vout实际上是SW节点电压经过LC滤波得到。由于电感都存在寄生的串联电阻，所以有Vsw_avg=Vout+Iout*Resr_l，其中Vsw_avg为SW电压的平均值，Iout为输出平均电流，Resr_l为电感的串联电阻。可以知道电感由于存在寄生串联电阻，从而会损失一部分压降，DCDC系统如果要稳定输出电压，则需要在负载增加时增加ton以提高SW电压的平均电压，弥补寄生串联电阻引起的压降损失。如果芯片没有增加ton，则在FB反馈环路的作用下就会相应比例的提高开关频率，稳定输出电压，这样就引起了开关频率的变化。一般寄生串联电阻与电感的感值和绕线粗细等因素有关，阻值从30m欧到100m欧不等，按最大2A负载电流1.2V输出电压算，寄生电阻对开关频率有5%-16.7%的影响。因此本发明方案从SW节点通过RC滤波取到Vout信息比从Vout取电压会得到更准确Ton控制，可以减少5%-16.7%的开关频率变化。同时可以为芯片省去一个Vout输入引脚。本方案降低芯片成本的同时，提高了开关频率的稳定。

实施例2

如图3、4所示，为本发明提出第2个实现方案。在本实施例中，所述输出模块Vo包括漏极与转换器的输入端相连且栅极与功率开关管MH的栅极相连的开关管M1，漏极与开关管M1的源极相连且栅极与功率开关管ML的栅极相连的开关管M2，漏极与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连且源极与开关管M1的源极相连的开关管M3，与开关管M3的源极相连的电阻R6，与电阻R6另一端相连的电阻R7、R8，以及连接于电阻R7另一端和电阻R8另一端的电容C2；其中，电阻R7、电容C2的公共端接地，电阻R8、电容C2的公共端接定时器U4。其中，输出模块Vo输入Hg、Lg、Tdcm、Vin和SW信号，输出NVo电压。其中Hg、Lg为图3中MH、ML功率管的驱动信号，分别接到开关管M1和M2的栅极。当Hg为高时Vs=Vin，当Lg为高时Vs=0。Tdcm为转换器工作在DCM模式时Lg变低关闭ML功率开关管到Hg变高打开MH功率开关管之间的时间。如转换器工作在CCM模式，则Tdcm信号恒为低电平，如图8所示。如转换器工作在DCM模式时，无电感电流时功率开关管MH和ML都关闭，这时SW电压等于Vout电压。Tdcm信号接到开关管M3的栅极，当Tdcm信号为高时，Vs=Vsw=Vout。R6和R7为分压电阻，对Vs电压进行分压后再通过R8和C2进行滤波，得到稳定的参考电压NVo。其中R6和R7的分压比例等效于式子（4）中的缩放系数n，其中0<n≤1。当n取1时，则无R6、R7分压，SW直接经过R8、C2滤波。

式子（1）（2）（3）中对时间脉冲Ton的计算都是理想情况下的，符合没有负载电流没有效率损失条件。所以在DCM工作模式没有电感电流的阶段SW引脚的Vout电压可以用于产生精确的Ton脉冲。在连续导通模式（CCM）情况下因为有功率开关管开关动作，电感存在电流，这时就需要考虑电感寄生电阻和功率开关管MH、ML的导通阻抗。可以由电感的伏秒平衡得到式子：

（5）；

从而推导得出式子：

（6）

中真实的Ton，其中T=Ton+Toff。同时由Vsw_avg=Vout+Iout*Resr_l得到式子：

（7）。

其中，

（8）；

由式子（7）知道，实施例1中采用SW的平均值会受功率开关管的导通阻抗Rhon、Rlon和负载电流Iout的大小影响。用式子：

（9）

的Vsw_avg代入式子（7）得到式子：

（10）；

通过式子（10）可以得到式子：

（11）；

如此考虑多种寄生参数后，推导出准确的Ton，如式子（11）所示给出。因此，在本实施例中，即采用(Vin*Ton)/T的平均值输出NVo给定时器U4。式子：

（12）；

为U4的Ton模块的实现原理，即由Vin进行V-I转换后得到与Vin相关的电流k*Vin/Ra，该电流给C0电容充电，充电到(Vin*Ton)/T的平均值后输出Ton关闭信号。利用电容充电公式可以得到式子（12），经过化简后得到式子：

（13）；

由式子（13）知道，采用(Vin*Ton)/T的平均值作为电容充电目标电平可以得到与输入电压、输出电压、寄生电阻和负载电流都无关的恒定的开关频率，开关频率只与V-I转换电阻Ra，充电电容C0，电流缩放系数k，电压缩放系数n有关，这些参数是芯片设定的参数。

如图7所示为图3和图4方案的关键节点信号示意图，在CCM工作模式或有开关动作时，采用功率开关管MH、ML的驱动信号Hg、Lg和Vin电压来得到Vin*Ton，如图7所示，如果Hg和Lg的死区时间Td1、Td2较小，则可以得到较为准确的Vin*Ton。内部节点电压Vs经过RC滤波后得到(Vin*Ton)/T的平均值。在轻输出负载的情况下，DCDC系统会工作在断续电流（DCM）模式下，在DCM工作模式，在Hg、Lg都关闭时通过Tdcm和M3 开关管使得内部节点Vs通过SW引脚得到Vout电压。从而保证系统不论工作在CCM模式还是DCM模式下都能产生真实准确的NVo参考电压，从而通过Ton模块产生相应的Ton脉冲，保证系统工作在恒定的开关频率下。

实施例3

可以从图7看出由于功率管死区时间Td1和Td2的存在，实施例2实现的(Vin*Ton)/T的平均值仍然存在偏差。实际上得到的为(Vin*(Ton+Td2))/T，而由Ton=Vout/Vin知道，Ton会随输入输出电压变化而变化，但是死区时间Td2几乎不变。Vin较低时，Ton较大，Td2对(Vin*(Ton+Td2))/T的值影响较小。Vin较高时，Ton较小，Td2对(Vin*(Ton+Td2))/T的值影响就会比较大。比如Vin=18V，Vout=1.2V，500k开关频率时，Ton=133nS，如果Td2有10nS，则实际Ton就会偏小10nS，偏差7.5%。Ton偏小就会导致开关频率偏大7.5%。

为提出更精确定频控制电路，在本实施例中，所述输出模块Vo包括漏极与转换器的输入端相连且栅极与功率开关管MH的栅极相连的开关管M4，漏极与开关管M4的源极相连且栅极与驱动电路U5相连的开关管M5，漏极与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连且源极与开关管M4的源极相连的开关管M6，与开关管M6的源极相连的电阻R9，与电阻R9另一端相连的电阻R10、R11，以及连接于电阻R10另一端和电阻R11另一端的电容C3；其中，电阻R10、电容C3的公共端接地，电阻R11、电容C3的公共端接定时器U4。

由推导得到的式子（11）知道，(Vin*Ton)/T是电源系统控制的输出电压，由于开关管导通阻抗、电感寄生电阻的原因，Vout并不准确的等于(Vin*Ton)/T。所以芯片需在内部产生所需要的(Vin*Ton)/T电压，再利用此电压产生对应的导通时间脉冲Ton。

实现方法的电路结构如图5、6所示。其中Hgp是Hg信号转换参考电平到GND然后再与Tdcm做或非逻辑处理得到。该信号在功率开关管MH关闭后立刻变高打开，从而消除死区时间Td2的影响。由于开关管M4和M5较小，其驱动电流也较小所以串通电流影响较小，不需死区时间控制。CCM工作模式时，如图8所示，内部Vs信号在功率开关管MH打开期间等于Vin，在功率开关管MH闭后被拉到低电平GND，如此Vs的高电平就可以精确的等于Vin*Ton，经过R9和R10分压，再经过R10、C3滤波取平均值，就可以得到Vin*Ton/T的平均电压输出到NVo端口。NVo的平均电压送给定时器U4就可以实现式子（12）的功能，从而得到式子（13）的不受输入输出电压、负载电流等因素影响的开关周期T，最终实现了固定开关频率的COT电源转换器。当DC转换器工作模式时，如图9所示，电感电流会减小到0，这时关闭Hg和Lg控制信号，电感无电流后SW节点电压等于Vout电压。芯片检测到功率开关管ML的电流减小到0或者接近0后使能Tdcm信号变高，同时关闭Lg信号，控制功率开关管ML关闭。由于无电感电流，就没有了上述提出寄生导通阻抗和电感串联电阻的影响，SW电压就可以反映真实的Vout电压。本发明通过Tdcm信号和开关管M6将SW的Vout电压传进内部Vs节点，这样Vs节点电压的平均值就是DCDC电源系统真实控制的输出电压，同样的经过R9和R10分压，再经过经过R11、C3滤波取平均值，就可以得到Vs平均电压输出到NVo端口。NVo的平均电压送给Ton模块就可以实现式子（12）（13）的功能，从而得到不受输入输出电压、负载电流等因素影响的恒定开关频率的COT电源转换器。这样不管DCDC电源系统工作在CCM模式还是DCM模式下，图6所示的电路结构都可以准确的检测到真实的输出电压，并转化为NVo参考电压输出。从而产生准确的Ton脉冲，得到稳定的定频控制。

上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路，所述转换器包括驱动电路U5，连接于所述驱动电路U5上的功率开关管MH和功率开关管ML，连接在功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW与转换器输出端之间的电感L，连接于电感L另一端和地之间的输出电容Cout，以及并联在输出电容Cout两端的反馈网络；其中，所述反馈网络包括串联连接的电阻R1和R2，用于产生反馈电压FB，功率开关管MH的漏极端作为转换器的输入端，其特征在于，所述控制电路包括与驱动电路U5相连的RS触发器U2，与RS触发器U2的R端相连的定时器U4，一个输入端接反馈网络产生的反馈电压FB、另一个输入端接基准电压Vref且输出端与RS触发器U2的S端相连的比较器U1，连接于比较器U1的输出端与定时器U4之间的非门逻辑器U7，一端与转换器的输入端相连且另一端与定时器U4相连的V-I转换器，以及一端与定时器U4相连且另一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的输出模块Vo。

2.根据权利要求1所述的一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路，其特征在于，所述输出模块Vo包括一端与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连的电阻R3，与电阻R3另一端相连的电阻R4、R5，以及连接于电阻R4另一端和电阻R5另一端的电容C11；其中，电阻R4、电容C1的公共端接地，电阻R5、电容C1的公共端接定时器U4。

3.根据权利要求1所述的一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路，其特征在于，所述输出模块Vo包括漏极与转换器的输入端相连且栅极与功率开关管MH的栅极相连的开关管M1，漏极与开关管M1的源极相连且栅极与功率开关管ML的栅极相连的开关管M2，漏极与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连且源极与开关管M1的源极相连的开关管M3，与开关管M3的源极相连的电阻R6，与电阻R6另一端相连的电阻R7、R8，以及连接于电阻R7另一端和电阻R8另一端的电容C2；其中，电阻R7、电容C2的公共端接地，电阻R8、电容C2的公共端接定时器U4。

4.根据权利要求1所述的一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制电路，其特征在于，所述输出模块Vo包括漏极与转换器的输入端相连且栅极与功率开关管MH的栅极相连的开关管M4，漏极与开关管M4的源极相连且栅极与驱动电路U5相连的开关管M5，漏极与功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW相连且源极与开关管M4的源极相连的开关管M6，与开关管M6的源极相连的电阻R9，与电阻R9另一端相连的电阻R10、R11，以及连接于电阻R10另一端和电阻R11另一端的电容C3；其中，电阻R10、电容C3的公共端接地，电阻R11、电容C3的公共端接定时器U4。

5.一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制方法，其特征在于，采用了如权利要求2所述的控制电路，包括如下步骤：

A1：输出模块Vo从功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW获取SW电压信号；

A2：利用分压电阻R3和R4对SW电压进行分压后再通过R5和C1进行滤波，得到稳定的参考电压Nvo；

A3：输出的NVo电压至定时器用于产生导通时间脉冲Ton；从而实现转换器的定频控制。

6.一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制方法，其特征在于，采用了如权利要求3所述的控制电路，包括如下步骤：

B1：输出模块Vo 从功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW获取SW电压信号，从功率开关管MH的栅极获取Hg电压信号，从功率开关管ML的栅极获取Lg电压信号；其中，Hg、Lg为功率开关管MH、ML的驱动电压信号；

B2：当转换器工作在CCM模式时，Hg变高电平时Vs=Vin，Lg变高电平时Vs=0，Hg变低电平到Lg变高电平的死区时间Td2，Vs维持当前电压不变；当转换器工作在DCM模式时，无电感电流，Hg和Lg都关闭，从Lg关闭到Hg打开的时间信号Tdcm为高电平，Tdcm信号接到开关管M3的栅极，这时Vs=Vsw=Vout，其中，Vs为开关管M3的源极电压；

B3：利用分压电阻R6和R7对Vs电压进行分压后再通过电阻R8和电容C2进行滤波，得到稳定的参考电压Nvo；

B4：输出的NVo电压至定时器用于产生导通时间脉冲Ton；从而实现转换器的定频控制。

7.一种恒定导通时间控制模式转换器的定频控制方法，其特征在于，采用了如权利要求4所述的控制电路，包括如下步骤：

D1：输出模块Vo 从功率开关管MH和功率开关管ML的连接节点SW获取SW电压信号；输出模块Vo从功率开关管MH的栅极获取Hg电压信号；输出模块Vo从驱动电路获取Hgp电压信号；其中，Hgp电压信号是Hg电压信号转换参考电平到GND再与Tdcm信号做或非逻辑处理得到；Tdcm信号为Lg变低关闭ML功率开关管到Hg变高打开MH功率开关管之间的时间信号；

D2：当转换器工作在CCM模式时，开关管M6的源极电压Vs信号在Hg为高电平时等于Vin，在功率开关管MH关闭后被拉到低电平GND；当转换器工作在DCM模式时，电感电流会减小到0，这时关闭Hg和Lg控制信号，Tdcm信号接到MOS管M6的栅极，Tdcm信号电平为高，Vs=Vsw=Vout，电感无电流后SW节点电压等于Vout电压；

D3：利用分压电阻R9和R10对Vs电压进行分压后再通过电阻R11和电容C3进行滤波，得到稳定的参考电压Nvo；

D4：输出的NVo电压至定时器用于产生导通时间脉冲Ton；从而实现转换器的定频控制。

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