CN108809062A - 用于cot模式降压变换器的定时器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于COT模式降压转换器的定时器，主要解决现有技术中开关频率不稳定、电路结构复杂及需要输出电压引脚的问题。其包括：充放电单元(1)，滤波分压单元(2)和比较输出单元(3)，该充放电单元将开关点电压转换为与之成比例的电流，并将此电流转换为电容两端电压，输入到比较输出单元的一个输入端；该滤波分压单元将开关点电压进行滤波和分压，产生与输出电压成比例的电压输入到比较输出单元的另一个输入端；该比较输出单元将充放电单元和滤波分压单元产生的电压进行比较，产生定时器电路的输出。本发明结构简单，占用面积小，提高了开关频率的稳定性，不需输出电压引脚，可用于恒定导通时间模式的降压变换器中。
Description
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，具体的涉及一种定时器电路，可用于恒定导通时间COT模式降压变换器中。
背景技术
开关电源是通过IC控制电路来控制功率管的导通和关断，从而稳定输出电压的一种设备。最常见的开关电源为DC-DC变换器，它包括降压型、升压型以及降压-升压型三种基本架构。其调制方式包括脉宽调制方式PWM、脉冲频率调制方式PFM以及跨周期调制方式PSM，控制方式主要有电压模式与电流模式。目前，DC-DC变换器的瞬态响应快慢已经成为人们日益关注的焦点，COT模式因具有较快的响应速度而被广泛应用。
如图1所示，COT控制模式降压变换器的系统可分为两个部分：调制模块与反馈网络。其中，调制模块包括：逻辑与驱动电路，开关管，LC滤波电路，环路比较器与定时器电路。反馈网络包括电阻Ra和Rb。反馈网络产生反馈电压VFB，输入到环路比较器中，与基准电压VREF作比较，比较器的结果控制定时器电路的开断，从而控制逻辑与驱动电路，进而控制上下管的导通来调节输出电压VOUT。
由伏秒平衡定律：
(VIN-VOUT-IORD1)X＝(1-X)(VOUT+IORD2) <1>
可得到占空比X的表达式：
因此，降压转换器的频率公式为：
其中，TON为定时器电路产生的导通时间，X为占空比，VOUT为输出电压，VIN为输入电压，IO为负载电流，RD1和RD2分别为主开关管和同步管的导通电阻。
上述这种传统COT模式的定时器电路，其所产生的导通时间TON是定值，且开关频率随输入电压、输出电压以及负载电流变化，从而导致电磁兼容问题比较严重。
发明内容
本发明的目的在于针对传统COT模式的缺点及现有架构的不足，提出一种用于COT模式降压变换器的定时器，以简化电路结构、稳定开关频率、减少芯片引脚。
为实现上述目的，本发明用于COT模式降压变换器的定时器电路，包括：包括充放电单元1和比较输出单元3，其特征在于：还包括滤波分压单元2；
所述充放电单元1，其输入端连接开关点SW以及使能信号EN，用于将开关点SW的电压转换为与该点电压成比例的电流，当使能信号EN工作时，将此电流转换为电容两端电压，输入到比较输出单元3的一个输入端；
所述滤波分压单元2，用于将开关点SW的电压进行滤波和分压，产生与输出电压成比例的电压值KVOUT，输入到比较输出单元3的另一个输入端；
所述比较输出单元3，用于将充放电单元1和滤波分压单元2产生的电压进行比较，从而产生定时器电路的输出结果。
进一步，所述充放电单元1包括NMOS管MN1、三个PMOS管MP0、MP1、MP2、两个三极管Q1、Q2、二极管D、充电电容C及外围电阻R0、R1、R2、R3；其中：
NMOS管MN1的漏极与充电电容C的正极相连，其源极与充电电容C的负极相连，其栅极与使能信号EN相连；
第一PMOS管MP0的源极接电源VCC，其漏极与第一三极管Q1的发射极相连，其栅极与外部给出的基准电压BIAS相连；
第二PMOS管MP1的源极接电源VCC，其栅极与漏极相连，并与第三PMOS管MP2的栅极相连，其漏极与第二三极管Q2的集电极相连；
第三PMOS管MP2的源极与电源VCC相连，其漏极通过第二电阻R1的一端相连；
第一三极管Q1的集电极接地VSS，其基极分别第二电阻R1的另一端、充电电容C的正极、第四电阻R3的一端以及二极管D的正极相连；第四电阻R3的另一端接开关点SW；二极管D的负极通过第三电阻R2与电源VCC相连；
第二三极管Q2的基极与第一三极管Q1的发射极相连，其发射极通过第一电阻R0接地VSS。
进一步，所述滤波分压单元2包括四个电阻R4、R5、R6、R7，两个滤波电容C1、C2；开关点SW依次通过第五电阻R4、第六电阻R5、第八电阻R7与比较器CMP的正向输入端连接；第五电阻R4和第六电阻R5的连接点通过第一滤波电容C1接地VSS；第六电阻R5和第八电阻R7的连接点通过第七电阻R6接地VSS；第八电阻R7与比较输出单元3输入端的连接点通过第二滤波电容C2连接到地VSS。
进一步，所述比较输出单元3由比较器CMP构成；该比较器的正向输入端与滤波分压单元2的输出电压KVOUT相连，其反相输入端与充电电容C的正极相连，其输出端输出定时器电路的输出电压TON。
本发明具有波如下优点：
本发明由于采用了滤分压单元2，对开关点SW的电压进行滤波分压，产生与输出电压成正比的电压KVOUT，可适用于没有VOUT引脚的芯片；
本发明由于充放电单元1由三极管及电阻电容组成，无需运算放大器，所以结构简单，占用面积小，且有效地避免了晶体管基极电流的影响；
本发明由于采样开关点SW的电压，相比于传统结构采样输入电压VIN，可产生一个与输入电压、输出电压以及负载电流有关的导通时间，提高了开关频率的稳定性。
附图说明
图1为现有COT模式降压转换器的系统架构图；
图2为本发明的结构框图；
图3为本发明的电路原理图。
具体实施方式
以下参照说明书附图对本发明的实施方式作进一步的说明。
本发明是对COT控制模式降压变换器系统的定时器电路进行改进。
参考图2，本发明提供的定时器电路，包括充放电单元1，滤波分压单元2和比较输出单元3，该充放电单元1的输入端接开关点SW以及使能信号EN，输出端与比较输出单元3相连，用于将开关点SW的电压转换为与之成比例的电流I，再将此电流转化为电容两端电压。使能信号EN控制电容开始充电的时间，即TON开始的时间；该滤波分压单元2的输入端接开关点SW，用于将开关点SW的电压进行滤波及分压，产生与输出电压成比例的电压KVOUT，输出到比较输出单元3中；该比较输出单元3将充放电单元1产生的电容电压VC和滤波分压单元2产生的电压KVOUT进行比较，从而产生定时器电路的输出结果TON。
参考图3，本发明定时器电路中的各单元的结构如下：
所述充放电单元1，包括NMOS管MN1、三个PMOS管MP0、MP1、MP2、两个三极管Q1、Q2、二极管D、充电电容C及外围电阻R0、R1、R2、R3；其中：NMOS管MN1的漏极与充电电容C的正极相连，其源极与充电电容C的负极相连，其栅极与使能信号EN相连；第一PMOS管MP0的源极接电源VCC，其漏极与第一三极管Q1的发射极相连，其栅极与外部给出的基准电压BIAS相连；第二PMOS管MP1的源极接电源VCC，其栅极与漏极相连，并与第三PMOS管MP2的栅极相连，其漏极与第二三极管Q2的集电极相连；第三PMOS管MP2的源极与电源VCC相连，其漏极通过第二电阻R1的一端相连；第一三极管Q1的集电极接地VSS，其基极分别第二电阻R1的另一端、充电电容C的正极、第四电阻R3的一端以及二极管D的正极相连；第四电阻R3的另一端接开关点SW；二极管D的负极通过第三电阻R2与电源VCC相连；第二三极管Q2的基极与第一三极管Q1的发射极相连，其发射极通过第一电阻R0接地VSS。该第三电阻R2和二极管D起保护作用，保证第一三极管Q1的基极电压不会超过VCC+VD，VD为二极管D的导通压降。其中：
第二PMOS管MP1与第三PMOS管MP2组成1:1电流镜结构,第二电阻R1上的电流I1为：
I1＝I0＝IR0-Ib2 <4>
式中，I0为第二三极管Q2的集电极电流，IR0为第一电阻R0上的电流，Ib2为第二三极管Q2的基极电流；
第一三极管Q1的基极与充点电容C正极的连接点用A表示，该点电压用VA表示，第二三极管Q2的发射极与第一电阻R0的连接点用B表示，该点电压用VB表示，则有：
VA＝VB； <5>
第四电阻R3上电流IR3为：
其中，VSW为开关点SW的电压。
令第四电阻R3的值等于第一电阻R0，第一电阻R0上的电流IR0为：
充电电容C的充电电流为I：
I＝I1+IR3+Ib1 <8>
将公式<4>至<7>代入公式<8>，得到充电电流I为开关点SW的电压VSW与第四电阻R3的比值：
从<9>可看到，开关点SW的电压VSW被转换为与之成比例的电流I。相比于现有的结构，此单元由三极管及电阻电容组成，不需要运算放大器来实现此功能，结构简单，占用面积小，并且有效地抵消了三极管的基极电流。
当充电电容C在充电时，使能信号EN为低电平，充电电容C上的电压VC从0开始上升，即：
当充电电容C在放电时，使能信号EN为高电平，电容上的电荷通过NMOS管MN1释放到地，VC变为0。
所述滤波分压单元2，包括四个电阻R4、R5、R6、R7，两个滤波电容C1、C2；开关点SW依次通过第五电阻R4、第六电阻R5、第八电阻R7与比较器CMP的正向输入端连接；第五电阻R4和第六电阻R5的连接点通过第一滤波电容C1接地VSS；第六电阻R5和第八电阻R7的连接点通过第七电阻R6接地VSS；第八电阻R7与比较输出单元3输入端的连接点通过第二滤波电容C2连接到地VSS。
开关点SW的电压VSW为方波信号，高电平为VIN-IORD1，低电平为-IORD2，通过第五电阻R4和第一滤波电容C1滤波，滤除了开关点SW电压的毛刺，再经过第六电阻R5和第七电阻R6分压，然后经过第八电阻R7和第二滤波电容C2进行二次滤波后，得到滤波分压单元2的输出V1为：
将公式<2>得到的占空比X代入公式<11>，可得：
其中VOUT为COT模式降压变化器的输出电压，比例系数K由第七电阻R6与第六电阻R5、第七电阻R6之和的比值决定。因此，滤波分压单元通过将VSW滤波分压，得到与输出电压成正比的电压KVOUT，不需要对输出电压引脚进行采样，适用于不包含VOUT引脚的芯片，
所述比较输出单元3，包括比较器CMP，该比较器的正向输入端与滤波分压单元2的输出电压KVOUT相连，其反相输入端与充电电容C的正极相连，其输出端输出定时器电路的输出时间TON。
输出时间TON从电容C充电开始，到比较输出单元的输出由高电平变为低电平结束，充电结束时，充点电容C两端的电压VC为：
由公式<9>和<13>求得定时器电路的输出时间TON为：
将公式<14>代入公式<3>可得到开关频率fsw为：
由公式<15>可得，芯片的开关频率基本不随输入输出电压以及负载电流变化，提高了开关频率的稳定性，有效地避免了电磁兼容问题。
综上，本发明的定时器电路，使得芯片的频率基本不随输入电压、输出电压以及负载电流变化；同时，充放电单元无需运放，结构简单，占用面积小，并有效地避免了三极管基极电流的影响；滤波分压单元通过采样开关点SW的电压，产生与输出电压成正比的电压KVOUT，适用于没有VOUT引脚的芯片。
Claims (4)
1.一种用于COT模式降压转换器的定时器，包括充放电单元(1)和比较输出单元(3)，其特征在于：还包括滤波分压单元(2)；
所述充放电单元(1)，其输入端连接开关点SW以及使能信号EN，用于将开关点SW的电压转换为与该点电压成比例的电流，当使能信号EN工作时，将此电流转换为电容两端电压，输入到比较输出单元(3)的一个输入端；
所述滤波分压单元(2)，用于将开关点SW的电压进行滤波和分压，产生与输出电压成比例的电压值KVOUT，输入到比较输出单元(3)的另一个输入端；
所述比较输出单元(3)，用于将充放电单元(1)和滤波分压单元(2)产生的电压进行比较，从而产生定时器电路的输出结果。
2.根据权利要求1所述的定时器，其特征在于：所述充放电单元(1)包括NMOS管MN1、三个PMOS管MP0、MP1、MP2、两个三极管Q1、Q2、二极管D、充电电容C及外围电阻R0、R1、R2、R3；其中：
NMOS管MN1的漏极与充电电容C的正极相连，其源极与充电电容C的负极相连，其栅极与使能信号EN相连；
第一PMOS管MP0的源极接电源VCC，其漏极与第一三极管Q1的发射极相连，其栅极与外部给出的基准电压BIAS相连；
第二PMOS管MP1的源极接电源VCC，其栅极与漏极相连，并与第三PMOS管MP2的栅极相连，其漏极与第二三极管Q2的集电极相连；
第三PMOS管MP2的源极与电源VCC相连，其漏极通过第二电阻R1的一端相连；
第一三极管Q1的集电极接地VSS，其基极分别第二电阻R1的另一端、充电电容C的正极、第四电阻R3的一端以及二极管D的正极相连；第四电阻R3的另一端接开关点SW；二极管D的负极通过第三电阻R2与电源VCC相连；
第二三极管Q2的基极与第一三极管Q1的发射极相连，其发射极通过第一电阻R0接地VSS。
3.根据权利要求1所述的定时器，其特征在于：所述滤波分压单元(2)包括四个电阻R4、R5、R6、R7，两个滤波电容C1、C2；开关点SW依次通过第五电阻R4、第六电阻R5、第八电阻R7与比较器CMP的正向输入端连接；第五电阻R4和第六电阻R5的连接点通过第一滤波电容C1接地VSS；第六电阻R5和第八电阻R7的连接点通过第七电阻R6接地VSS；第八电阻R7与比较输出单元(3)输入端的连接点通过第二滤波电容C2连接到地VSS。
4.根据权利要求1所述的定时器，其特征在于：所述比较输出单元(3)由比较器CMP构成；该比较器的正向输入端与滤波分压单元(2)的输出电压KVOUT相连，其反相输入端与充电电容C的正极相连，其输出端输出定时器电路的输出TON。
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