CN107104595A - 适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路 - Google Patents

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Abstract

适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路，属于电子电路技术领域。直接采样降压变换器开关节点SW处的电压，然后通过两次滤波，得到一个与降压变换器输出电压Vo成比例的直流量作为运算放大器的正向输入电压，运算放大器将其负向输入端钳位至与正向输入端相同的电压，也即第五电阻R5上的压降；再经过第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2构成的电流镜，使得第三电容C3的充电电流与流经第五电阻R5的电流成比例，第六电阻R6上的压降大小等于第三电容C3的电压，且第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4构成电流镜，使得流经第七电阻R7的电流与流经第六电阻R6的电流成比例，最终得到第七电阻R7的压降为自适应斜坡补偿电压，与降压变换器输出电压Vo成比例。

Description

适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种适用于基于峰值电流模控制的降压型DC-DC变换器补偿的自适应斜坡补偿产生电路。
背景技术
在电子设备被广泛应用的今天，市场对电源管理集成电路的需求不断上升，其中降压型(Buck)DC-DC变换器更是被广泛应用于通信、计算机、工业自动化等领域。传统的降压型DC-DC变换器分为电流模、电压模及迟滞控制三种控制模式。其中采用峰值电流模控制的定频PWM技术由于其动态性能好、增益带宽大、易于补偿及优良的EMI特性等优点而被广泛采用。
然而峰值电流模在占空比大于50％时会出现次谐波振荡现象，故需要斜坡补偿电路增加系统稳定性。传统的补偿方式有固定斜坡补偿及分段线性补偿两种，针对不同应用条件下占空比变化范围较广的情况会出现过剩补偿量，导致系统带载能力下降、瞬态响应特性变差。
发明内容
本发明针对电流模控制型降压变换器在不同该应用条件下对应最佳补偿量不一致的情况，提出了一种适用于峰值电流模控制型降压变换器的自适应斜坡补偿产生电路，使其在不同应用条件、不同占空比的情况下均能实现最佳动态补偿，从而提升系统稳定性；且避免过补偿的发生，保证系统瞬态响应速度，同时本发明直接采样上下管开关节点，无需额外芯片端口，方案简单易行。
本发明的技术方案是：
适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路，包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三三极管Q3和运算放大器OP，
第一电阻R1和第一电容C1串联，第一电阻R1的另一端接所述峰值电流模控制的降压变换器的开关节点SW，第一电容C1的另一端接地；
第二电阻R2和第三电阻R3串联，第二电阻R2的另一端接第一电阻R1和第一电容C1的串联点，第三电阻R3的另一端接地；
第四电阻R4和第二电容C2串联，其串联点接运算放大器OP的正向输入端，第四电阻R4的另一端接第二电阻R2和第三电阻R3的串联点，第二电容C2的另一端接地；
运算放大器OP的负向输入端接第一NMOS管MN1的源极，其输出端接第一NMOS管MN1的栅极，第五电阻R5接在第一NMOS管MN1的源极和地之间；
第一PMOS管MP1的栅漏短接并连接第一NMOS管MN1的漏极和第二PMOS管MP2的栅极，第二PMOS管MP2的漏极连接第一三极管Q1的集电极和第三三极管Q3的基极；
第一三极管Q1的基极连接第二三极管Q2的基极和第三三极管Q3的发射极，第二NMOS管MN2的漏极接第一三极管Q1的发射极，其栅极接时钟信号CLK，其源极接地，第三电容C3接在第二NMOS管MN2的漏极和源极之间；
所述时钟信号CLK的频率与所述峰值电流模控制的降压变换器的频率相同；
第三PMOS管MP3的栅漏互连并连接第四PMOS管MP4的栅极和第二三极管Q2的集电极，第二三极管Q2的发射极通过第六电阻R6后接地，第四PMOS管MP4的漏极通过第七电阻R7后接地，第四PMOS管MP4的漏极作为所述自适应斜坡补偿电路的输出端；
第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4的源极和第三三极管Q3的集电极接电源电压VCC；
所述第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3为NPN型三极管。
具体的，第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的镜像比为1:1。
具体的，第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的镜像比为1:1。
本发明的有益效果为：在不同应用条件下均能做到自适应地调整补偿斜率以提供最佳斜坡补偿量，使系统品质因数Q值保持在最佳的大小(即2/π)，这样能一方面稳定系统工作状态，避免补偿过小而导致的次谐波振荡，另一方面，避免过补偿引起的系统带载能力下降、瞬态响应特性变差等后果；同时，本发明直接采样上下功率管节点电压SW，无需额外端口，方案简单易行。
附图说明
图1为峰值电流模控制型降压变换器环路控制原理图；
图2为本发明提出的自适应斜坡补偿产生电路图；
图3为自适应斜坡补偿产生电路的仿真波形图；
图4为峰值电流模采样电感电流及补偿斜坡叠加的时序示意图。
具体实施方式
下面将结合附图和具体实施例，具体描述本发明的技术方案：
图1所示为峰值电流模控制型降压型变化器环路原理控制图，其中包括输入电压Vin、电感L、上下两个功率管S1及S2、输出电容Co及输出负载Ro，其输出电压为Vo。上管开启下管关断的时间为Ton，其结束标志为叠加补偿斜坡过后的采样电感电流触碰误差放大器(EA)的输出Vc。此处误差放大器采用Ⅱ型补偿，其补偿网络由位于误差放大器输出端的RC、CC、CF构成；上管关断下管开启的时间为Toff，由于峰值电流模控制型降压变化器为定频工作，其结束的标志为固定周期T计时完成。Ton占据整个开关周期T(Ton+Toff)的比例即为占空比D。而本发明产生的自适应补偿斜坡电压用于与采样电感电流转换的电压信息叠加之后与误差放大器比较，其补偿量随应用条件不同动态调整，提升系统稳定性的同时能保证系统瞬态响应特性及不同应用下的带载能力。
从建模的角度分析，对于由误差放大器的输出Vc到峰值电流模控制型降压型变化器输出Vo，峰值电流模型降压变换器的电流环会使得系统传递函数在二分之一开关频率处产生复极点对，如下式所示：
ωn＝πfsw
其中s为频率，fsw为开关频率。对任何类型转换器，其品质因数可表示为：
令Dˊ为1与占空比D之差，即D′＝1-D。此处，定义mc为斜坡补偿参数，其大小为：
其中，Se为斜坡补偿的斜率，Sn为采样电感电流上升的斜率。要使得系统稳定且瞬态特性优良，需保证品质因数Q为2/π。定义系统采样电压于电感电流之比为等效采样电阻Ri，代入得出理想的斜坡补偿电压的斜率为一个与应用条件相关的量，其大小与输出电压成比例：
由此，在不同应用下对应的最佳补偿量并不固定，它的斜率会随输出电压成比例变化。对于采用固定电感L的变换器，其对应等效采样电阻Ri由系统采样电路决定(可等效为一固定值)，本发明提供一种电路得到这样自适应的补偿斜坡。
具体的自适应斜坡产生电路工作过程如下：
如图2所示，输入端为降压变换器上下功率管节点电压SW，SW为一方波信号。对于降压型变换器，在Ton期间SW节点电压等于Vin，Toff期间SW节点电压等于0。故对于降压型DC-DC变换器，在每个周期内SW节点电压的平均值可表示为：
采样上下开关管节点SW处的电压首先通过一个由第一电阻R1、第一电容C1及第二电阻R2、第三电阻R3组成的RC网络滤为三角波信号，此处第二电阻R2和第三电阻R3的作用是调整三角波的平均值大小以符合后级跨导放大器的共模输入范围；之后通过第四电阻R4和第二电容C2的二次滤波，得到一个与降压变换器输出电压Vo成比例的直流量作为钳位运算放大器的正向输入电压。此处第四电阻R4的阻值及第二电容C2的容值越大则滤波结果越接近理想直流电平，然而过大则会耗费过多的版图面积，故取值时需折中考虑。由此，钳位运算放大器OP的正向输入端的电压大小为：
V(OP+)＝K·Vo
其中K为由分压电阻决定的固定比例系数，由于运算放大器OP的负反馈作用，将其负向输入端钳位至与正向输入相同的电压，也即第五电阻R5上的压降。由此可得流过第五电阻R5的电流为：
镜像管第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2等比例匹配，本实施例中其镜像比为1:1，故第三电容C3的充电电流与流经第五电阻R5的电流相等。开关管第二NMOS管MN2控制第三电容C3的充放电，第二NMOS管的栅极接时钟信号CLK，时钟信号CLK的频率与降压变换器的频率相同，从而控制第三电容C3周期性的充放电。在周期T内时钟信号CLK保持低电平，使第二NMOS管MN2关断，第三电容C3正常充电；在周期T结束时时钟信号CLK出现高电平脉冲，开启第二NMOS管MN2对第三电容C3放电使其上压降为0。在整个工作周期内，第三电容C3的压降以一固定斜率上升，该斜率可表示为：
在每个周期末，时钟信号CLK的控制脉冲来临前，第三电容C3上的斜坡电压达到峰值，其大小为：
实际电路设计中，考虑该斜坡峰值的大小要保证第二PMOS管MP2及第一三极管Q1的正常工作。同时，由于第六电阻R6上的压降在第三电容C3压降的基础上增加了第一三极管Q1基极与发射极之间的电压VBE后降低了第二三极管Q2的基极与发射极之间的电压VBE，第六电阻R6上的压降大小等于第三电容C3的电压。此处第三三极管Q3的作用为增大三极管的电流增益，使得第六电阻R6上的压降更加精确的跟随第三电容C3上的压降。由此，流经第六电阻R6的电流在每个周期内从零开始以一固定斜率开始上升，其斜率大小为：
而本实施例设计电流镜第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4管匹配使其宽长比为1:1，故流经第七电阻R7的电流精确跟随第六电阻R6的电流。最终第七电阻R7上的压降即为自适应斜坡补偿电路的输出电压Vslope，其在每个周期内的斜率为：
本实施例将第六电阻R6和第七电阻R7作匹配，使其大小相等，故上式可进一步化简为：
要得到自适应补偿斜坡，由前所述，补偿量的理想斜率为下式得到：
由此，只要满足以上两式相等，即可得到自适应补偿斜坡。由此，只需要根据变换器的电感L及等效电阻Ri的大小调整本发明电路参数，使得下式成立：
在得到补偿斜坡电压之后，如图2所示，将采样的电感电流转换为电压信息VSENSE，再将转换之后的采样电感电流的电压VSENSE与得到的补偿斜坡电压相叠加后与误差放大器的输出VC作比较，从而控制PWM输出的脉冲信号，控制上管关断下管开启。
图3所示为本电路对应的仿真波形图，其纵坐标表示本发明得到的补偿斜坡电压，图中的仿真条件为：由上至下的波形对应的输入电压Vin分别为24V、18V、12V及6V，开关频率均为700kHz(即开关周期约为1428.6ns)，Ton时间均为125ns，对应输出电压Vo分别为2.1V、1.58V、1.05V及0.5V。由仿真波形图可得，该电路能实现在不同应用条件下产生不同斜率的补偿斜坡电压，与前述理论分析相符。
图4所示为采样电感电流及斜坡补偿叠加的时序示意图。图4(a)所示为采样的电感电流波形，采样在Ton期间发生；图4(b)所示为本发明对应产生的补偿斜坡电压，为一周期为T且斜率固定的斜坡，其斜率随应用条件变化；图4(c)所示为采样电感电流转换为电压后叠加补偿斜坡电压，并与误差放大器输出Vc比较的示意图。
本发明能在不同应用条件下均能做到自适应地调整补偿斜率以提供最佳斜坡补偿量，使系统Q值保持在最佳的大小(即2/π)。这样能一方面稳定系统工作状态，避免补偿过小而导致的次谐波振荡；另一方面，避免过补偿引起的系统带载能力下降、瞬态响应特性变差等后果。同时，本发明直接采样上下功率管节点电压SW，无需额外端口，方案简单易行。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路，包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第五电阻(R5)、第六电阻(R6)、第七电阻(R7)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、第四PMOS管(MP4)、第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第一三极管(Q1)、第二三极管(Q2)、第三三极管(Q3)和运算放大器(OP)，
第一电阻(R1)和第一电容(C1)串联，第一电阻(R1)的另一端接所述峰值电流模控制的降压变换器的开关节点(SW)，第一电容(C1)的另一端接地；
第二电阻(R2)和第三电阻(R3)串联，第二电阻(R2)的另一端接第一电阻(R1)和第一电容(C1)的串联点，第三电阻(R3)的另一端接地；
第四电阻(R4)和第二电容(C2)串联，其串联点接运算放大器(OP)的正向输入端，第四电阻(R4)的另一端接第二电阻(R2)和第三电阻(R3)的串联点，第二电容(C2)的另一端接地；
运算放大器(OP)的负向输入端接第一NMOS管(MN1)的源极，其输出端接第一NMOS管(MN1)的栅极，第五电阻(R5)接在第一NMOS管(MN1)的源极和地之间；
第一PMOS管(MP1)的栅漏短接并连接第一NMOS管(MN1)的漏极和第二PMOS管(MP2)的栅极，第二PMOS管(MP2)的漏极连接第一三极管(Q1)的集电极和第三三极管(Q3)的基极；
第一三极管(Q1)的基极连接第二三极管(Q2)的基极和第三三极管(Q3)的发射极，第二NMOS管(MN2)的漏极接第一三极管(Q1)的发射极，其栅极接时钟信号(CLK)，其源极接地，第三电容(C3)接在第二NMOS管(MN2)的漏极和源极之间；
所述时钟信号(CLK)的频率与所述峰值电流模控制的降压变换器的频率相同；
第三PMOS管(MP3)的栅漏互连并连接第四PMOS管(MP4)的栅极和第二三极管(Q2)的集电极，第二三极管(Q2)的发射极通过第六电阻(R6)后接地，第四PMOS管(MP4)的漏极通过第七电阻(R7)后接地，第四PMOS管(MP4)的漏极作为所述自适应斜坡补偿电路的输出端；
第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、第四PMOS管(MP4)的源极和第三三极管(Q3)的集电极接电源电压(VCC)；
所述第一三极管(Q1)、第二三极管(Q2)和第三三极管(Q3)为NPN型三极管。
2.根据权利要求1所述的适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路，其特征在于，所述第一PMOS管(MP1)和第二PMOS管(MP2)的镜像比为1:1。
3.根据权利要求1或2所述的适用于峰值电流模控制降压变换器的自适应斜坡补偿电路，其特征在于，所述第三PMOS管(MP3)和第四PMOS管(MP4)的镜像比为1:1。
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