CN113765385B - 一种变换器及变换器emi缓冲电路电容设计方法 - Google Patents

一种变换器及变换器emi缓冲电路电容设计方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种变换器，包括：BUCK变换器1和EMI缓冲电路2；EMI缓冲电路2连接在BUCK变换器1的开关点SW与接地点GND之间；EMI缓冲电路2包括串联的第一电阻Rf和第一电容Cf，第一电阻Rf的一端与BUCK变换器1的开关点SW连接，第一电容Cf的一端与BUCK变换器1的接地点GND连接。本申请在BUCK变换器1的开关点SW和接地点GND之间增加包括串联的RC电路的EMI缓冲电路2，可以更好的吸收大量的过冲和振铃波形带来的电磁辐射，提高了EMI优化效果。

Description

一种变换器及变换器EMI缓冲电路电容设计方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域，特别涉及一种变换器及变换器EMI缓冲电路电容设计方法。
背景技术
开关电源中常用BUCK芯片U1作为变换器的核心组件，BUCK变换器1的原理是将12V电压斩波之后经过输出LC整合成低压输出电平。开关电源的开关点SW在12V斩波的情况下可能会产生震荡，震荡意味着电压会产生高低的振铃，这种突起的高电压可能会损坏开关电源。
参见图1所示，现有技术在处理变换器的EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)问题时，往往采取铺设GND(电线接地端)环路的方式。在设计PCB电路板时，将GND设计成包围某个芯片的环形，可将该芯片与外界的电磁辐射做到一定程度上的隔离，以至于外界严酷的电磁辐射不会影响GND环路内的电子设备工作，且GND环路内的芯片如果释放出过量的电磁辐射，磁感线等也能够被限制在GND环路内，铺设GND环路是一种很简单易行的EMI优化方式，但也存在其局限性。
使用GND环路去优化电子设备的EMI是一种通用的方法，几乎不论哪种电子设备都可以使用该方法，但是该方法在开关电源的EMI优化中存在以下问题：1.PCB上的开关电源布局往往十分紧凑，经常遇到没有更多空间给开关电源做EMI优化的情况，2.开关电源的EMI强度较高，应用GND环路的方式优化EMI，起到的作用比较有限，高频段的辐射能量优化效果不够好
为此，需要一种面对EMI问题解决效果更好的方法。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种变换器及变换器EMI缓冲电路电容设计方法，更好的减少EMI。其具体方案如下：
一种变换器，包括：BUCK变换器1和EMI缓冲电路2；所述EMI缓冲电路2连接在所述BUCK变换器1的开关点SW与接地点GND之间；
所述EMI缓冲电路2包括串联的第一电阻Rf和第一电容Cf，所述第一电阻Rf的一端与所述BUCK变换器1的开关点SW连接，所述第一电容Cf的一端与所述BUCK变换器1的接地点GND连接。
可选的，所述第一电容Cf的容值为所述第一电阻Rf的阻值固定时，所述EMI缓冲电路2的吸收频率大于所述BUCK变换器1的振荡频率时，变换器转换效率不低于预设效率时，所述第一电容Cf能够取得的最大容值。
可选的，所述变换器转换效率的表达式为E＝Q/W；
其中，
W＝U*I*T；
式中，E表示所述变换器转换效率，Q表示缓冲电路散耗的能量，Cf表示第一电容Cf的容值，UCf表示第一电容Cf的工作电压，Rf表示第一电阻Rf的阻值，W表示开关电源每个周期传递的总能量、U表示所述BUCK变换器1的输出电压，I表示所述BUCK变换器1的输出电流，T＝t表示时间。
可选的，所述BUCK变换器1，包括：BUCK芯片U1、第一可控开关Q1、第二可控开关Q2、第二电阻R、第二电容C1、第三电阻Ra、第四电阻Rb、第三电容C2和第一电感L；
所述BUCK芯片U1的VDD端和第一可控开关Q1的输入端连接，所述BUCK芯片U1的Boost端与所述第二电阻R的一端连接，所述BUCK芯片U1的HDRV端与所述第一可控开关Q1的控制端连接，所述BUCK芯片U1的LDRV端与所述第二可控开关Q2控制端连接，所述BUCK芯片U1的FB端、所述第三电阻Ra的第一端、所述第四电阻Rb的第一端相互连接，所述BUCK芯片U1的GND端作为所述BUCK变换器1的接地点GND接地，所述第一可控开关Q1的输出端、所述第二可控开关Q2的输入端、所述第二电容C1的另一端和所述第一电感L的一端相互连接作为所述BUCK芯片U1的开关点SW，所述第二电阻R的另一端与所述第二电容C1的一端连接，所述第一电感L的另一端、所述第三电阻Ra的第二端和所述第三电容C2的一端相互连接，所述第三电容C2的另一端和所述第四电阻Rb的第二端接地。
可选的，所述第一电阻Rf的阻值为3.3Ω。
本发明还公开了一种变换器EMI缓冲电路电容设计方法，应用于如前述的变换器中，包括：
在确定EMI缓冲电路2中的第一电阻Rf阻值后，所述第一电容Cf的容值为所述EMI缓冲电路2的吸收频率大于BUCK变换器1的振荡频率时，变换器转换效率不低于预设效率时，所述第一电容Cf能够取得的最大容值。
可选的，所述变换器转换效率的表达式为E＝Q/W；
其中，
W＝U*I*T；
式中，E表示所述变换器转换效率，Q表示缓冲电路散耗的能量，Cf表示第一电容Cf的容值，UCf表示第一电容Cf的工作电压，Rf表示第一电阻Rf的阻值，W表示开关电源每个周期传递的总能量、U表示所述BUCK变换器1的输出电压，I表示所述BUCK变换器1的输出电流，T＝t表示时间。
本发明中，变换器，包括：BUCK变换器1和EMI缓冲电路2；EMI缓冲电路2连接在BUCK变换器1的开关点SW与接地点GND之间；EMI缓冲电路2包括串联的第一电阻Rf和第一电容Cf，第一电阻Rf的一端与BUCK变换器1的开关点SW连接，第一电容Cf的一端与BUCK变换器1的接地点GND连接。
本发明在BUCK变换器1的开关点SW和接地点GND之间增加包括串联的RC电路的EMI缓冲电路2，可以更好的吸收大量的过冲和振铃波形带来的电磁辐射，提高了EMI优化效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的铺设GND环路的示意图；
图2为本发明实施例公开的一种变换器结构示意图；
图3为本发明实施例公开的一种BUCK输入输出等效示意图；
图4为本发明实施例公开的一种变换器EMI缓冲电路电容设计方法流程示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种变换器，参见图2所示，包括：BUCK变换器1和EMI缓冲电路2；EMI缓冲电路2连接在BUCK变换器1的开关点SW与接地点GND之间；
EMI缓冲电路2包括串联的第一电阻Rf和第一电容Cf，第一电阻Rf的一端与BUCK变换器1的开关点SW连接，第一电容Cf的一端与BUCK变换器1的接地点GND连接。
具体的，通过在开关点SWSW和GND之间设置第一电阻Rf和第一电容Cf来达到优化高频EMI的效果，开关点SW的波形是0V～12V的周期脉冲，该脉冲的波形如图3所示，可以看到该波形除了简单的高低变换之外，还包含了大量的过冲和振铃波形，这些振铃波形能够对外释放高频的电磁辐射，通用的GND环路优化方法无法较好的削弱该部分的电磁辐射，但是通过设置本发明实施例的EMI缓冲电路2可以实现更好的EMI优化。
可见，本发明实施例在BUCK变换器1的开关点SW和接地点GND之间增加包括串联的RC电路的EMI缓冲电路2，可以更好的吸收大量的过冲和振铃波形带来的电磁辐射，提高了EMI优化效果。
具体的，BUCK变换器1，包括：BUCK芯片U1、第一可控开关Q1、第二可控开关Q2、第二电阻R、第二电容C1、第三电阻Ra、第四电阻Rb、第三电容C2和第一电感L；
BUCK芯片U1的VDD端和第一可控开关Q1的输入端连接，BUCK芯片U1的Boost端与第二电阻R的一端连接，BUCK芯片U1的HDRV端与第一可控开关Q1的控制端连接，BUCK芯片U1的LDRV端与第二可控开关Q2控制端连接，BUCK芯片U1的FB端、第三电阻Ra的第一端、第四电阻Rb的第一端相互连接，BUCK芯片U1的GND端作为BUCK变换器1的接地点GND接地，第一可控开关Q1的输出端、第二可控开关Q2的输入端、第二电容C1的另一端和第一电感L的一端相互连接作为BUCK芯片U1的开关点SW，第二电阻R的另一端与第二电容C1的一端连接，第一电感L的另一端、第三电阻Ra的第二端和第三电容C2的一端相互连接，第三电容C2的另一端和第四电阻Rb的第二端接地。
本发明实施例还公开了一种具体的变换器，相对于上一实施例，本实施例对技术方案作了进一步的说明和优化。具体的：
具体的，虽然采用上述的EMI缓冲电路2有效的降低了EMI的影响，但是第一电阻Rf与第一电容Cf的具体取值对吸收效果有着很大影响，为此需要设法降低上图中开关点SW的振铃最大值，即可降低对外释放的电磁辐射强度，且设法缓和上图中开关点SW震荡的波形，减少其震荡频率，可以降低电磁辐射的频率。
具体的，对BUCK变换器1进行进一步分析，制作BUCK芯片U1输入到输出的结构简图，如图3所示，Rds(on)即上管MOSFET第一可控开关Q1的导通阻抗，Coss是输出下管第二可控开关Q2的寄生电容，同时还会有一些寄生的电感，如，第一可控开关Q1的寄生电感Llp(Hi)和第二可控开关Q2的寄生电感Llp(lo)。
具体的，线路谐振的本质是上管电感上储存的能量转移到第二可控开关Q2的寄生电容Coss中的过程，电感中储存的能量转移到电容中会引起电容中能量充起，从而引起电容两端的电压升高，这便是震荡的本质，由此计算将第一可控开关Q1中的能量传递到第二可控开关Q2的能量传递表达式为：
式中，Vp表示Coss两端的电压震荡，iqrr表示电流。
进一步的，在震荡电压的基础上叠加直流的输入电压，即可得到开关点SW电压的最大值，开关点SW最大电压表达式为：
式中，VPK表示开关点SW最大电压，Vin表示直流的输入电压。
具体的，通过观察开关点SW最大电压表达式可知，开关点SW电压的最大值和第二可控开关Q2的寄生电容Coss有关，将第二可控开关Q2的寄生电容Coss增大即可有效抑制开关点SW的最大电压VPK。
具体的，为此通过将图2中的第一电容Cf增大。因为第二可控开关Q2和第一电容Cf是并联的关系，所以当增加第一电容Cf，即可增加第二可控开关Q2自身的寄生电容总量，即增加第一电容Cf的大小即可增加第二可控开关Q2的寄生电容Coss的大小，从而抑制开关点SW电压的最大值。
具体的，EMI缓冲电路2的吸收频率的吸收频率公式为f＝1/(2π·Rf〃Cf)，基于BUCK变换器1原始的震荡波形找到开关点SW的振荡频率，然后结合吸收频率公式，让吸收频率稍大于振荡频率，即可得到第一电阻Rf和第一电容Cf的取值序列，在此基础上再固定第一电阻Rf的阻值，减少变量。
同时，第一电阻Rf和第一电容Cf组成的EMI缓冲电路2除了吸收震荡电压，同时还会耗散一定量功率，参见散耗能量公式：
式中，UCf表示第一电容Cf的工作电压，t表示时间。
可知，Q表示缓冲电路散耗的能量即第一电阻Rf和第一电容Cf成的EMI缓冲电路2耗散的能量，可见虽然增大第一电容Cf可以有效缓解电压震荡，但是太大的第一电容Cf也会降低变换器的转换效率，为此将这个能量耗散和每个周期开关电源传递的总能量进行比较，确保每个周期损耗能量在每周期总能量中的比重，将其控制在预设的范围内，确保变换器的转换效率。通过考虑第一电容Cf增大对于变换器转换效率的影响，选取在变换器转换效率不低于预设效率时，第一电容Cf能够取得的最大容值，从而确定第一电容Cf的容值。
其中，变换器转换效率的表达式为E＝Q/W；
其中，周期传递能量表达式为：W＝U*I*T；
式中，E表示变换器转换效率，Rf表示第一电阻Rf的阻值，W表示开关电源每个周期传递的总能量、U表示BUCK变换器1的输出电压，I表示BUCK变换器1的输出电流，T＝t表示时间。
其中，第一电阻Rf的阻值可以为3.3Ω。
相应的，本发明实施例还公开了变换器EMI缓冲电路电容设计方法，应用于如前述的变换器中，参见图4所示，该方法包括：
S11：在确定EMI缓冲电路2中的第一电阻Rf阻值后，第一电容Cf的容值为EMI缓冲电路2的吸收频率大于BUCK变换器1的振荡频率时，变换器转换效率不低于预设效率时，第一电容Cf能够取得的最大容值。
可见，本发明实施例在BUCK变换器1的开关点SW和GND之间增加包括串联的RC电路的EMI缓冲电路2，可以更好的吸收大量的过冲和振铃波形带来的电磁辐射，提高了EMI优化效果，同时，设定EMI缓冲电路2中的第一电容Cf容值，确保EMI缓冲电路2提供最佳的EMI吸收效果。
其中，变换器转换效率的表达式为E＝Q/W；
其中，
W＝U*I*T；
式中，E表示变换器转换效率，Q表示缓冲电路散耗的能量，Cf表示第一电容Cf的容值，UCf表示第一电容Cf的工作电压，Rf表示第一电阻Rf的阻值，W表示开关电源每个周期传递的总能量、U表示BUCK变换器1的输出电压，I表示BUCK变换器1的输出电流，T＝t表示时间。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
以上对本发明所提供的技术内容进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (5)

1.一种变换器，其特征在于，包括：BUCK变换器(1)和EMI缓冲电路(2)；所述EMI缓冲电路(2)连接在所述BUCK变换器(1)的开关点SW与接地点GND之间；
所述EMI缓冲电路(2)包括串联的第一电阻Rf和第一电容Cf，所述第一电阻Rf的一端与所述BUCK变换器(1)的开关点SW连接，所述第一电容Cf的一端与所述BUCK变换器(1)的接地点GND连接；
所述第一电容Cf的容值为所述第一电阻Rf的阻值固定时，所述EMI缓冲电路(2)的吸收频率大于所述BUCK变换器(1)的振荡频率时，变换器转换效率不低于预设效率时，所述第一电容Cf能够取得的最大容值。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换器转换效率的表达式为E＝Q/W；
其中，
W＝U*I*T；
式中，E表示所述变换器转换效率，Q表示缓冲电路散耗的能量，Cf表示第一电容Cf的容值，UCf表示第一电容Cf的工作电压，Rf表示第一电阻Rf的阻值，W表示开关电源每个周期传递的总能量、U表示所述BUCK变换器(1)的输出电压，I表示所述BUCK变换器(1)的输出电流，T＝t表示时间。
3.根据权利要求1至2任一项所述的变换器，其特征在于，所述BUCK变换器(1)，包括：BUCK芯片U1、第一可控开关Q1、第二可控开关Q2、第二电阻R、第二电容C1、第三电阻Ra、第四电阻Rb、第三电容C2和第一电感L；
所述BUCK芯片U1的VDD端和第一可控开关Q1的输入端连接，所述BUCK芯片U1的Boost端与所述第二电阻R的一端连接，所述BUCK芯片U1的HDRV端与所述第一可控开关Q1的控制端连接，所述BUCK芯片U1的LDRV端与所述第二可控开关Q2控制端连接，所述BUCK芯片U1的FB端、所述第三电阻Ra的第一端、所述第四电阻Rb的第一端相互连接，所述BUCK芯片U1的GND端作为所述BUCK变换器(1)的接地点GND接地，所述第一可控开关Q1的输出端、所述第二可控开关Q2的输入端、所述第二电容C1的另一端和所述第一电感L的一端相互连接作为所述BUCK芯片U1的开关点SW，所述第二电阻R的另一端与所述第二电容C1的一端连接，所述第一电感L的另一端、所述第三电阻Ra的第二端和所述第三电容C2的一端相互连接，所述第三电容C2的另一端和所述第四电阻Rb的第二端接地。
4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一电阻Rf的阻值为3.3Ω。
5.一种变换器EMI缓冲电路电容设计方法，其特征在于，应用于如权利要求1至4任一项所述的变换器中，包括：
在确定EMI缓冲电路(2)中的第一电阻Rf阻值后，所述第一电容Cf的容值为所述EMI缓冲电路(2)的吸收频率大于BUCK变换器(1)的振荡频率时，变换器转换效率不低于预设效率时，所述第一电容Cf能够取得的最大容值；
所述第一电容Cf的容值为所述第一电阻Rf的阻值固定时，所述EMI缓冲电路(2)的吸收频率大于所述BUCK变换器(1)的振荡频率时，变换器转换效率不低于预设效率时，所述第一电容Cf能够取得的最大容值。
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