CN109600029B - 基于自适应导通时间的Buck DC-DC芯片及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种采用伪固定频率自适应导通时间的Buck DC‑DC芯片及轻载高效和纹波控制方法，该芯片的控制方案主要包括：自适应导通时间电路、频率补偿电路、负载采样电路、轻载检测积分电路、模式选择电路、误差放大器电路、PWM比较器、自校准带隙基准。本发明的自适应导通时间随电源、输出和负载动态地变化，在负反馈作用下开关频率固定，并且对负载进行检测，当负载为轻载时，通过模式选择，进入纹波减小模式、轻载节能模式、PWM模式、PFM模式，解决静态功耗问题。采用频率补偿和负载积分技术，使得不同转换比下的工作频率恒定，解决EMI抑制问题。效率和输出纹波可根据实际需求自适应地去调整，满足不同的应用。

Description

基于自适应导通时间的Buck DC-DC芯片及控制方法

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及DC-DC轻载高效和输出纹波控制，具体涉及一种基于自适应导通时间的Buck DC-DC芯片及控制方法，可应用于Buck DC-DC的轻载高效纹波控制的电源管理芯片。

背景技术

近年来，随着便携式电子产品、电脑、互联网设备的大量普及，越来越多的电子产品都有待机功耗，数据显示，平均每个家庭每年在制冷、白家电、小家电等方面的支出就占家庭总支出的40％左右，由此可见待机功耗的造成的浪费是很大的，节能减排已经成为当今全球的大趋势，除了把电子设备运行时的效率提高外，降低待机功耗，实现轻载高效是迫切的电源需求。随着半导体技术的迅猛发展，电源管理类总片成为了所有电子设备中不可或缺组成部分，世界范围内对于电源类芯片的需求量也越来越大。近年来，待机功耗低，频率高，效率高、带载能力强、瞬态响应速度快的DC-DC芯片成为了电源管理类芯片发展的目标，这种性能良好的芯片有很好的应用前景。便携式供电设备的功率日益增大，空载、轻载到大负载情况下都要具有高效率工作，并且在实际的应用当中，根据系统对效率和输出纹波的需求来选择不同的工作模式，另外降低功耗，轻载高效可以延长使用电池供电的时间。

传统的恒定导通时间COT架构，当电源电压和输出电压变化时，开关频率变化范围很大，这对于EMI抑制带来很大的问题，并且负载瞬态响应受电源电压和输出电压及外围电路的影响，系统稳定性补偿网络复杂，增加了芯片设计的难度，提高了外围电路设计的复杂程度，同时在后期PCB布局时，也增加了成本。传统的轻载高效控制模式PFM/PSM实现高效的情况下输出纹波较大。

发明内容

为解决上述问题，本发明提出了一种基于自适应导通时间的Buck DC-DC芯片及控制方法，该方法通过检测输入电源电压、输出电压及负载电流，采用频率补偿技术、负载电流积分技术及模式选择技术，使得不同转换比下的工作频率恒定，效率和输出纹波可根据实际的应用需求自适应地去调整，满足不同的应用需求。

本发明涉及的伪固定频率自适应导通时间的Buck DC-DC轻载高效和纹波控制技术，通过以下步骤实现:

通过输入电源电压和输出电压的控制产生自适应导通时间T_ON信号。

I×T_ON＝CV_R (1)

输入电源电压V_IN通过电阻R₂,R₃分压,经过缓冲器OP2产生自适应导通时间充电电流I，

产生T_ON的比较器的基准值V_R为V_OUT的分压，分压电阻为R₉和R₁₀,

自适应导通时间T_ON由(1),(2)和(3)式可知，

V_OUT随着负载电流会发生变化，其变化量为f(I_load),本发明专利中自适应导通时间采用频率补偿电路所产生的T_ON为,

占空比D由输入电源电压和输出电压决定,T_ON恒定时，开关频率F_REQ恒定(伪固定频率)。

通过采样负载电流与斜坡电流叠加与误差放大器的输出信号比较产生PWM信号，T_ON和PWM信号通过死区控制逻辑，交替控制功率管上管和下管。

在一个周期时间T内，恒定电流在电容上充电产生锯齿波电压，锯齿波电压在电阻上产生斜坡电流I_SLOPE，该电流与采样电流叠加产生V_SIGMA信号。

V_SIGMA＝(I_SENSE+I_SLOPE)R_SIGMA＝V_ERROR (7)

功率管上管和下管的死区控制逻辑采用自适应死区控制和RS触发器结构，通过检测功率管栅极电压，并通过逻辑门限判断进行死区控制。

负载电流采样模块通过低阈值共栅极放大器采样下管的电流，通过采用与下管相同类型的LDNMOS(导通电阻为R_CS1)，补偿下管LDNMOS的导通电阻R_DSON的变化,采样电流I_SENSE

通过I-V转换电路产生通过二阶RC滤波器后去通过缓冲器产生与f(Iload)有关的电流，V_OUT的分压通过缓冲器产生电流，两路电流叠加。

负载检测积分电流检测负载电流大小，通过与基准值的比较来判断进入轻载高效和纹波控制模式,当V_C5(t)>V_REF5时进入轻载模式计数状态，当V_C5(t)<V_REF5时推出轻载模式计数状态。

模式判断电路采用复合比较器,模式选择引脚上接不同的电阻，与内部基准电压比较，选择不同的工作模式。

轻载模式包括纹波减小模式、轻载节能模式、轻载PWM模式、轻载PFM模式，由模式选择引脚MODE电压值及轻载判断比较器的输出共同决定。

纹波减小模式通过控制T_ON的时间来控制输出纹波的大小，

内部基准电压产生电路采用零温度带隙基准电路，并通过缓冲器后使用电阻分压产生，该缓冲器采用自校准架构。

附图说明

图1为本发明的自适应导通时间和纹波控制的Buck DC-DC框图。

图2为传统的固定导通时间COT T_ON产生电路图。

图3为本发明的自适应导通时间AOT T_ON产生电路图。

图4为本发明的负载电流采样电路。

图5为本发明的二阶RC低通滤波器电路。

图6为负载电流积分电路。

图7为本发明的零电流检测电路ZCCMP。

图8为本发明的模式选择复合比较器电路。

图9为本发明的自适应死区控制电路图。

图10(a)传统带隙基准和图10(b)本发明的自校准带隙基准。

具体实施方式

以下参照说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明；

参考图1，本发明的自适应导通时间和纹波控制的Buck DC-DC框图，本发明提供了一种采用伪固定频率自适应导通时间AOT轻载高效和纹波控制的方法，其中包括：自适应导通时间产生电路

频率补偿电路

负载检测电路

轻载检测积分电路

模式选择电路

自适应导通时间产生电路产生T_ON信号，频率补偿电路通过负载电流检测电路提供的负载信息I_SENSE2产生频率补偿信号f(Iload)，f(Iload)作用于自适应导通时间产生电路，补偿T_ON随负载的变化，补偿后的信号为T_O”_N。

参考图3，本发明的自适应导通时间AOT T_ON产生电路图，自适应导通时间产生电路的输入信号为V_IN的分压、V_OUT的分压及负载电流，V_IN通过电阻R₂和R₃分压输入OP₂，并作用到电阻R₄上，通过电流镜M₃和M₄，产生随V_IN变化的自适应充电电流I_CH2,给电容C₂充电。V_OUT通过电阻R₉和R₁₀分压输入到缓冲器OP₄,作用到电阻R₈上，通过电流镜M₇和M₈，产生随V_OUT变化的电压V_R，在电阻R₈上，V_R和频率补偿信号f(I_load)叠加。电阻R₅、二阶RC滤波单元、运放OP₃、电阻R₆、M₁₀、M₅、M₆等构成频率补偿电路。

参考图4，本发明的负载电流采样电路，即负载检测电路3，功率管上管和下管共同输出的开关信号SW与M₁₅相连，当负载电流变化时，SW通过M₁₅，M₂₀，缓冲器OP₅，M₂₁及电流镜M₁₆,M₁₇,M₁₈产生采样电流I_SENSE1和I_SENSE2。该采样电路通过引入与功率管下管相同类型的功率器件M₁₄,M₁₅，M₁₄和M₁₅的导通电阻为R_CS1,获得不随功率管导通电阻变化的采样电流值。整个采样电路的采样跨导g_mcs为1/R_CS1,抵消了功率导通电阻R_DSON的影响，使得负载电流的信息不随负载、温度、电源电压的变化而变化。

负载检测电路产生采样电流I_SENSE1和I_SENSE2，I_SENSE1是采样功率管下管上的续流值，通过电流波谷值的信息与斜坡补偿信号I_SLOPE的叠加，产生V_SIGMA信号，产生V_SIGMA信号与误差放大器的输出V_ERR信号进行比较产生PWM信号，控制功率管下管的关断。自适应导通时间的T_ON信号和PWM信号通过RS触发器逻辑控制、自适应死区时间控制及驱动电路，实现控制功率开关管上管和下管的交替导通。I_SENSE2输入到频率补偿电路，本发明图5中，采样电流I_SENSE2通过电阻R₁₁转换为采样电压信号，电阻R₁₂、电阻R₁₃，电容C₃和运放OP₆构成第一阶低通滤波，电阻R₁₄和C₄构成第二阶低通滤波，采样电压信号经过二阶RC滤波电路产生V_AG信号。V_AG信号输入到自适应导通时间T_ON产生电路中，在发明图3中通过缓冲器OP₃，作用到电阻R₆上，通过电流镜M₅和M₆产生随负载变化的f(I_load),在电阻R₈上，频率补偿信号f(I_load)和V_R叠加后输入到比较器CMP2，V_IN、V_OUT和f(I_load)共同去产生T_O”_N。

轻载检测积分电路通过过零检测比较信号来控制电容的充电时间和放电时间，产生CTL信号，CTL和MODE进入模式选择电路，共同决定轻载工作模式，即通过复合比较器的输出选择PWM工作模式、PSM工作模式或纹波减低RR模式。如图6所示，SW信号与GND信号经过零检测比较器ZCCMP进行比较，来控制电容C₅的充电时间，M₂₂,M₂₅,M₂₈构成充电通路，M₂₃,M₂₆,M₃₀,M₃₁构成放电通路，M₂₄,M₂₇,R₁₅构成电流镜像源，C₅上的电压随着充电和放电时间的不同，当V_C5大于V_REF5时，比较器CMP4输出高电平，进入轻载高效纹波控制模式，V_C5小于V_REF5时，比较器CMP4输出为低电平，退出轻载高效纹波控制模式。

本发明的自适应导通时间产生电路产生的T_O”_N，随着V_IN、V_OUT及负载电流自适应变化，从而保证频率F_REQ不随V_IN、V_OUT及负载电流的变化，达到频率恒定。

参考图2，传统的固定导通时间COT T_ON产生电路,C₁上的充电电流为I_CH1,电容C₁上的电压为V_C1(t)，周期为T,(W/L)是MOS管的宽长比。

当C₁上电压V_C1(t)达到V_REF3，T_ON由高电平变为低电平,

其中V_REF2、V_REF3为内部基准V_REF的分压值，当R₁,C₁,(W/L)_M1,(W/L)_M2为定值时，T_ON固定,T_OFF随占空比和负载电流变化，这会引起开关频率的变化。

参考图3，本发明提供的自适应导通时间AOT产生电路，其中虚线框内为频率补偿电路，C₂的充电电流为I_CH2，

电容上的电压为V_C2(t),当电容上的电压达到V_OUT+f(I_load),T_ON由高电平变为低电平，

T_ON随着占空比D动态变化，负载电流的变化可以补偿T_ON,T_ON和T_OFF都随着占空比和负载电流变化，使得开关频率F_REQ恒定，形成伪固定频率自适应导通时间控制方式。

参考图4，本发明提供的负载电流采样电路，其采用低阈值共栅极放大器进行电流采样产生I_SENSE1和I_SENSE2。

(1)I_SENSE1和斜坡补偿模块产生的电流I_SLOPE叠加产生V_SIGMA信号与误差放大器产生的误差放大信号。

(2)I_SENSE2流入频率补偿模块，经过二阶RC低通滤波器产生f(I_load)信号，补偿负载电流引起的自适应导通时间T_ON的变化。

参考图5，本发明提供的二阶RC低通滤波器电路，第一阶由R₁₂,R₁₃,C₃和OP₆构成第一阶有源滤波器，第二阶由R₁₄和C₄构成无源RC滤波器，

参考图6，本发明提供的负载电流积分电路，当T_ON为高电平时，电容C₅开始充电，当T_DCM为低电平时，电容C₅开始放电，其他时间电容C₅保持电平，持续一定时间，当电容C₅上电压超过V_REF5,比较器CMP4输出高电平，并持续200个时钟周期后，芯片进入轻载高效和纹波控制选择模式中。

功率管的电流从SW流向GND时，电流接近零时，SW电压从负压趋向零，比较器ZCCMP输出的ZC为高电平，XZC为低电平，M₂₂和M₂₅构成的电流源对电容C₅进行充电，M₂₄、M₂₇和R₅组成M₂₂和M₂₅构成的电流源的镜像源；功率管的电流从SW流向GND时，若电流大于零，ZCCMP输出的ZC为低电平，XZC为高电平，电容C₅通过M₂₉和M₃₀进行放电，M₃₁为镜像源；XZC为低电平的时间大于XZC为高电平的时间时，C₅上的电压会大于V_REF5，进入轻载高效纹波控制模式；XZC为低电平的时间小于XZC为高电平的时间时，C₅上的电压会大于V_REF5，退出轻载高效纹波控制模式，进入连续模式。

轻载高效和纹波控制选择模式，由CTL和MODE引脚电压选择不同的轻载和纹波模式，并且模式可根据应用需求进行扩展，进行进一步的频率选择和扩频选择。

表1工作模式选择

CTL	MODE	工作模式
			0	0.25V	PWM/Freq＝1MHz
1	0.25V	PWM/Freq＝1MHz
			0	0.5V	PFM/PWM/Freq＝1MHz
1	0.5V	PFM/PWM/Freq＝1.5MHz
			0	0.75	RRM/PWM/Freq＝1MHz
1	0.75	RRM/PWM/Freq＝1.5MHz
			NA	1	PWM/Freq＝200kHz/随机码扩频
NA	1	PWM/Freq＝200kHz/M码扩频

参考图7，本发明负载检测积分电路中的用于零电流检测比较器，其包含抗振铃滤波、过零点模式调节、比较器屏蔽延时等功能，MOS管M₃₂～M₄₃构成OTA比较器。

参考图8，本发明中轻载模式和纹波控制模式选择复合比较器，其通过MODE上的引脚电压与内部基准电压0.25V、0.5V、0.75V、1V进行比较选择，该复合比较器的输出经逻辑综合后产生4个输出电平组合00/01/10/11，其与图6中的负载检测积分电路中的CTL输出共同决定电路工作模式，CTL与复合比较器输出逻辑综合为000/100/001/101/010/110/011/111。

参考图9，图9为本发明提供的自适应死区控制电路，通过采样输出级功率管栅极电压，当功率管上级过驱动电压小于1.5V时，进行死区逻辑的自适应控制。I₁～I₆构成死区控制RS触发器，C₆和C₇为死区控制延时电容。

参考图10(a)和图10(b)，图10(a)为传统的带隙基准结构图，图10(b)为本发明提供的自校准基准电路,采用逐次逼近归零自校准和控制逻辑去校准基准OP₈的失调电压。

上面对本发明的较佳实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，对于本领域的技术人员来说，在了解了本发明原理后，在此基础上进行形式和细节的改变仍在本发明的权力要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于自适应导通时间的Buck DC-DC芯片，其特征在于，包括：自适应导通时间产生电路(1)，频率补偿电路(2)，负载采样电路(3)，轻载检测积分电路(4)，模式选择电路(5)和自校准带隙基准电路(6)；其中，自适应导通时间产生电路(1)产生T_ON信号，频率补偿电路(2)通过负载采样电路(3)提供的负载信息I_SENSE2产生频率补偿信号，补偿信号作用于自适应导通时间产生电路(1)，得到自适应导通时间信号T_ON；

所述自适应导通时间产生电路(1)根据输入和输出电压去控制功率管的导通时间，得到自适应导通时间的逻辑控制信号，自适应导通时间的逻辑控制信号直接用于芯片功率管下管的开启；

所述负载采样电路(3)是采样功率管下管上的续流值，通过电流波谷值的信息控制功率管下管的关断；采用RS触发器控制和死区时间控制逻辑，实现控制功率开关管上管和下管的交替导通；

所述轻载检测积分电路(4)通过控制充放电时间来控制电容上电压的大小，将电容电压与基准电压值进行比较，当比较器为高电平时进入轻载高效纹波控制模式，当比较器为低电平时退出轻载高效模式；

所述模式选择电路(5)的模式选择引脚根据不同电位使得芯片在轻负载下进入不同的工作模式，通过复合比较器的输出选择PWM工作模式、PSM工作模式、轻载节能模式或纹波减低RR模式。

2.根据权利要求1所述的芯片，其特征在于：所述负载采样电路(3)中MOS管M₁₁、M₁₂、M₁₃构成电流镜，其中MOS管M₁₁的栅极和漏极、M₁₂的栅极、M₁₃的栅极共同接入偏置电流I_BIAS1，MOS管M₁₁、M₁₂、M₁₃的源极接VIN；MOS管M₁₄与M₁₅的栅极接VIN，MOS管M₁₄的源极接地、MOS管M₁₄漏极接M₁₉的源极，MOS管M₁₉的栅极和漏极连接M₂₀的栅极，MOS管M₁₉的漏极连接M₁₂的漏极；MOS管M₁₅的源极接收功率管上管和下管共同输出的开关信号SW，MOS管M₁₅的漏极连接MOS管M₂₀、M₂₁的源极并接入缓冲器OP₅的反相输入端，缓冲器OP₅的同相输入端连接MOS管M₂₀、M₁₃的漏极，缓冲器OP₅的输出与MOS管M₂₁的栅极相连；MOS管M₂₁的漏极、M₁₆的栅极及漏极、M₁₇的栅极、M₁₈的栅极相连，MOS管M₁₆、M₁₇及M₁₈的源极与VIN连接，MOS管M₁₇漏极输出第一采样电流I_SENSE1，MOS管M₁₈漏极输出第二采样电流I_SENSE2。

3.根据权利要求2所述的芯片，其特征在于：所述频率补偿电路(2)由电阻R₅、二阶RC滤波单元、缓冲器OP₃、电阻R₆及MOS管M₁₀、M₅、M₆构成，用于输出频率补偿信号；电阻R₅的一端与二阶RC滤波单元的输入端连接，接收第二采样电流信号I_SENSE2，电阻R₅的另一端为接地端；二阶RC滤波单元输出端连接缓冲器OP₃的同相输入端，向其输出信号V_AG；缓冲器OP₃的反相输入端与电阻R₆的一端、MOS管M₁₀的源极相连，电阻R₆的另一端接地；缓冲器OP₃的输出端与MOS管M₁₀的栅极连接，MOS管M₁₀的漏极与第三电流镜的一端相连，其中第三电流镜由MOS管M₅与M₆构成，第三电流镜的另一端输出频率补偿信号。

4.根据权利要求3所述的芯片，其特征在于：所述自适应导通时间产生电路(1)的输入信号为V_IN的分压、V_OUT的分压及负载电流；V_IN通过电阻R₂和R₃分压输入到缓冲器OP₂的同相输入端，缓冲器OP₂的反相输入端与电阻R₄的一端相连，电阻R4的另一端接地，缓冲器OP₂的输出端与第一MOS管的栅极连接，MOS管M₃与M₄构成第一电流镜，第一电流镜的一端连第一MOS管的漏极、另一端输出随V_IN变化的自适应充电电流I_CH2；V_OUT通过两个分压电阻R₉和R₁₀分压，输入到缓冲器OP₄的同相输入端，缓冲器OP₄的反相输入端与电阻R₈的一端及MOS管M₉的源极相连，电阻R₈的另一端接地，缓冲器OP₄的输出端与MOS管M₉的栅极连接，MOS管M₈与M₇构成的第二电流镜，第二电流镜的一端连接MOS管M₉的漏极、另一端输出随V_OUT变化的电压V_R2，V_R2与频率补偿信号共同输入到比较器CMP₂的同相输入端，比较器CMP₂的反相输入端与电容C₂以及第二MOS管的漏极相连，第二MOS管的源极、电容C2的另一端均接地，比较器CMP₂的输出连接反相器的输入，反相器的输出连接MOS管M_2A的栅极。

5.根据权利要求4所述的芯片，其特征在于：轻载检测积分电路(4)中过零检测比较器ZCCMP的同相端接收功率管上管与下管输出的开关SW信号，比较器ZCCMP的反相端接地；比较器ZCCMP的输出端经过反相器连接到MOS管M₂₈和M₂₉的栅极，用于控制电容C₅的充电电流I_CH5和放电电流I_DCH5；电阻R₁₅与MOS管M₂₂、M₂₃、M₂₄、M₂₅、M₂₆、M₂₇构成低压共源共栅电流镜，其中MOS管M₂₂、M₂₃、M₂₄的源极接VIN、MOS管M₂₂、M₂₃、M₂₄的栅极接MOS管M₂₇的漏极以及电阻R₁₅的一端，电阻R₁₅的另一端与MOS管M₂₇、M₂₆、M₂₅的栅极相连，M₂₇的源极接M₂₄的漏极，M₂₆的源极接M₂₃的漏极，M₂₈的源极接M₂₅的漏极，M₂₅的源极接M₂₂的漏极；MOS管M₂₉的漏极、M₂₈的漏极与电容C₅的一端相连，电容C₅的另一端接地；MOS管M₂₉的源极与MOS管M₃₀的漏极相连，M₃₀的栅极与MOS管M₃₁的栅极及漏极相连，MOS管M₃₁的漏极与MOS管M₂₆的漏极相连，MOS管M₃₀、M₃₁的源极接地；电容C₅上的电压信号V_C5输入到比较器CMP4的同相端，比较器CMP4的反相端接收基准电压V_REF5，比较器CMP4的输出与延时分频器的输入相连，延时分频器输出信号CTL，信号CTL和MODE电压值共同输入到模式选择单元中。

6.一种根据权利要求5所述基于自适应导通时间的Buck DC-DC芯片的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)输入电源电压V_IN通过电阻R₂和R₃分压，经过缓冲器OP₂和电阻R₄产生自适应导通时间充电电流I：

(2)根据下式计算充电比较的参考基准电压V_R：

其中，V_OUT为输出电压，R₉和R₁₀为分压电阻；

(3)按照下式获取自适应导通时间T_ON：

I×T_ON＝CV_R，

其中，C表示自适应导通时间产生电路的充电电容；

(4)负载采样电路通过低阈值共栅极放大器采样下管的电流，通过采用导通电阻为R_CS1且与下管相同类型的MOS管，抵消和补偿功率管下管MOS管导通电阻R_DSON的变化，得到两路相同的采样电流，分别为第一采样电流I_SENSE1和第二采样电流I_SENSE2：

其中，g_mcs表示采样电路跨导，V_SW表示功率管上管和下管的开关节点电压，I_L为电感电流；

(5)第二采样电流I_SENSE2经过二阶RC滤波后，通过缓冲器产生频率补偿信号,采用频率补偿后，计算补偿后自适应导通时间T_ON：

其中，D表示由输入电源电压和输出电压决定的占空比，T表示开关周期；

(6)计算开关频率F_REQ：

(7)在一个周期时间T内，恒定电流在电容上充电产生锯齿波电压，锯齿波电压在电阻上产生斜坡电流I_SLOPE；第一采样电流I_SENSE1与斜坡电流I_SLOPE进行叠加，产生叠加信号V_SIGMA；将叠加信号V_SIGMA与误差放大器的输出信号V_ERR比较，得到PWM信号；

(8)补偿后自适应导通时间T_ON和PWM信号通过死区控制逻辑；

(9)轻载检测积分电路检测并积分轻载时间，通过与基准值的比较来判断进入轻载高效和纹波控制模式；当轻载积分充电电容C₅上的电压V_C5(t)大于进行轻载积分的参考基准电压V_REF5时，进入轻载模式计数状态，并执行步骤(10)；当轻载积分充电电容C₅上的电压V_C5(t)小于进行轻载积分的参考基准电压V_REF5时，退出轻载模式计数状态，结束模式选择过程；

(10)模式选择电路采用复合比较器选择轻载模式的工作模式。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：步骤(8)中死区控制逻辑采用自适应死区控制和RS触发器结构，通过检测功率管栅极电压，并通过逻辑门限判断进行死区控制，交替控制功率管上管、下管的开启关断。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：步骤(9)中轻载积分充电电容C₅上的电压V_C5(t)按照如下公式得到：

其中，I_CH5是电容C₅的充电电流，I_DCH5是电容C₅的放电电流；T_DCM是功率管上电流为零的时间，T_OFF表示功率管上管的关断时间。

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：步骤(10)中轻载模式的工作模式包括：PWM工作模式、PSM工作模式、轻载节能模式及纹波减低RR模式；通过模式选择引脚MODE电压值及轻载判断比较器的输出共同决定。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于：纹波减小模式通过控制自适应导通时间T_ON来控制输出纹波V_OUT-ripp的大小：

其中，L表示电感，T_OFF表示功率管上管的关断时间，C_OUT表示输出电容，R_ESR表示输出电容C_OUT的等效串联电阻；V_OUT(C)-ripp表示输出电容C_OUT上的纹波电压、V_{OUT(ESR)-ripp}表示输出电容C_OUT的等效串联电阻R_ESR上的纹波电压。

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