CN102946195A - 开关调节器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例可以涉及开关调节器及其控制方法。根据本发明实施例的开关调节器试图采用混合模式控制。为电流感测信号添加斜坡电压信号，在小占空比下斜坡电压信号相对于电流信息占据主导地位。本公开的基于峰值电流模式的混合模式控制具有较佳的动态性能。此外，能够改进抗噪性。

Description

开关调节器及其控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源，更具体地涉及用于控制开关电源的开关调节器及其控制方法。

背景技术

通常，在开关电源的输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，开关调节器通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件，使得开关电源的输出电压或电流等稳定。

开关调节器的控制采样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁等功能。

如本领域所知的，典型地，开关调节器采用峰值电流模式(简称电流模式)控制开关电源。峰值电流控制方案从高输入电压产生低输出电压要使用到两个环路，即外部电压环路和内部电流环路。

在电流模式下，需要最小导通时间(min on time)来使电流感测环(current sense ring)消隐，参见图1a所示。具体地，在电感电流检测期间，测量电感电流之前需要一段消隐时间。这样就限制了主开关的导通时间。主开关上的电流感测信号由消隐时间和导通时间组成。消隐时间表示使用峰值电流模式控制的开关调节器(例如降压转换器)中的主开关能达到的最小导通时间。

另外，在低占空比工作期间，也就是说当输出与输入相比非常小时，由于电流建立时间的约束，几乎没有时间留给电流感测，很难从较高的输入电压产生低占空比。因而，限制了小的输出电压的转换。

此外，如图1b所示，由于最小导通时间的影响，常规电流模式会导致负载瞬变(load transient)处的高过冲，引起严重的过冲瞬态变化。

另一方面，对于轻负载状态，在低占空比下电流感测信号小，导致对噪声敏感，抗噪性差。因为电感处于连续储能电流状态，开关器件的电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上的较小的噪声就容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。

为了缩短最小导通时间，人们尝试为开关调节器采用诸如电压模式、谷值电流模式、仿电流模式(ECM)的其它控制模式。但是，这些模式在实施上较为复杂而难以应用。另外，在重负载状态下，这些模式的动态性能相比峰值电流模式下降。并且，仍存在轻负载状态下噪声抗扰度性能差的问题。

发明内容

鉴于上述问题，做出本发明，以期克服现有技术存在的上述问题中的部分或全部。

本公开的发明人注意到传统峰值电流模式的上述问题均发生在小占空比和轻负载状态下，主要是由于电流模式控制引入的消隐时间和小电流感测信号所导致的。

本发明的一个主要思路是使得峰值电流模式控制的开关调节器在小占空比下运行为电压模式控制而不是电流控制模式。换言之，根据本发明实施例的开关调节器试图采用混合模式控制，从而利用电压模式控制和电流控制模式二者的优点。如所知的，电压模式没有最小导通时间的限制，而电流模式具有快速响应的性能。

总体上，本发明可以采用如下方式实施：为电流感测信号添加斜坡电压信号，在小占空比下斜坡电压信号相对于电流信息占据主导地位。其中，斜坡电压信号的斜率在占空比在预定阈值以下时增大。

根据本公开的一个方面，提供一种开关调节器，包括：模式转换装置，被配置为根据占空比转换开关调节器的控制模式，使得所述开关调节器能够以包括电流模式和电压模式的混合控制模式工作。

优选地，在上述开关调节器中，该模式转换装置被配置为使得该开关调节器随着该占空比的降低从以电流模式工作转换为以电压模式工作。

优选地，在上述开关调节器中，该模式转换装置被配置在该占空比不大于预定阈值的情况下使得该开关调节器以电压控制模式工作。

优选地，在上述开关调节器中，该预定阈值根据该开关调节器的开关周期和在电流模式下的最小导通时间而确定。

优选地，在上述开关调节器中，该模式转换装置进一步包括：电流感测装置，被配置为产生电流感测信号；斜坡补偿装置，被配置为产生与占空比相关的斜坡电压信号；和求和装置，被耦合为对该斜坡电压信号和该电流感测信号求和。并且，该开关调节器还包括：误差放大器，被耦合成接收基准电压信号并输出用于与采样控制信号进行比较的比较电压信号；比较装置，被耦合为将该求和装置所求和的信号作为该采样控制信号与该比较电压信号比较，并且，该开关调节器被配置为根据该比较装置的比较结果调节其输出。

优选地，在上述开关调节器中，该电流感测装置被配置为设置电流感测信号的建立时间，使得该建立时间相对于电流模式控制变缓。

优选地，在上述开关调节器中，该斜坡补偿装置进一步包括：基础补偿电流产生装置，被配置为产生针对该电流模式的基础斜坡补偿的基础补偿电流信号；第一注入电流产生装置，被配置为产生数值与该占空比基本成反比的第一注入电流信号；电流组合装置，被配置为对该基础补偿电流信号和该第一注入电流信号进行组合；以及电流-电压转换装置，被耦合成利用来自该电流组合装置的所组合的信号产生该斜坡补偿电压信号。

优选地，在上述开关调节器中，该斜坡补偿装置进一步包括：基础补偿电流产生装置，被配置为产生针对该电流模式的基础斜坡补偿的电流信号；第一注入电流产生装置，被配置为产生数值与该占空比基本成反比的第一注入电流信号；第二注入电流产生装置，被配置为通过利用该第一注入电流信号进行充放电操作产生作为指数电流的第二注入电流信号；以及电流组合装置，被配置为对该基础补偿电流信号和该第二注入电流信号进行组合；以及电流-电压转换装置，被耦合成利用来自该电流组合装置的所组合的信号产生该斜坡补偿电压信号。

优选地，在上述开关调节器中，该基础补偿电流产生装置进一步包括：基础电流-电压转换单元，被耦合成在该开关调节器断开的情况下进行充电操作而产生基础电压；基础开关电容积分单元，被耦合成在该开关调节器导通的情况下对该基础电压进行积分运算而产生积分后的基础电压；基础电流转换单元，被耦合成将该积分后的基础电压转换为该基础补偿电流。

优选地，在上述开关调节器中，该第一注入电流产生装置进一步包括：第一电流-电压转换单元，被耦合成在该开关调节器导通的情况下进行充电操作而产生第一注入电压；第一开关电容积分单元，被耦合成在该开关调节器断开的情况下对该第一注入电压进行积分运算而产生积分后的第一注入电压；第一电压-电流转换单元，被耦合成将该积分后的第一注入电压转换为该第一注入电流。

优选地，在上述开关调节器中，该第二注入电流产生装置进一步包括：第二电流-电压转换单元，被耦合成在该开关调节器断开的情况下利用该第一注入电流进行充电操作而产生第二注入电压；第二电压-电流转换单元，被耦合成在该开关调节器导通的情况下利用该第二注入电压进行放电操作而将该第二注入电压转换为该第二注入电流。

优选地，在上述开关调节器中，该电流感测装置进一步被配置为：检测高侧电流感测信号和低侧电流感测信号；将高侧电流感测信号的建立时间设置为不大于低侧电流感测信号的消隐时间；在占空比大于该预定阈值的情况下采用高侧电流感测信号，并在产生过流且持续到所设置的高侧电流感测信号的建立时间的情况下，进入打嗝模式；以及在占空比不大于该预定阈值的情况下采用低侧电流感测信号，并在产生具有突波时间的过流的情况下，进入打嗝模式。

根据本公开的另一方面，提供一种开关电源，其被配置为根据输入电压产生稳定的输出电压，并包括如上所述的开关调节器

根据本公开的再一方面，提供一种开关调节器的控制方法，包括：执行开关调节器的混合控制模式，所述混合控制模式包括电流模式和电压模式，以及根据所述开关调节器的占空比转换所述开关调节器的控制模式。其中，在占空比大于预定阈值的情况下使得所述开关调节器以电流控制模式工作；在占空比不大于所述预定阈值的情况下使得所述开关调节器以电压控制模式工作。

优选地，在上述方法中，该预定阈值根据该开关调节器的开关周期和在电流模式下的最小导通时间而确定。

优选地，在上述方法中，根据占空比转换开关调节器的控制模式的步骤进一步包括：产生电流感测信号；产生与占空比相关的斜坡电压信号；对该斜坡补电压信号和该电流感测信号求和；以及通过所求和的信号控制该开关调节器的控制模式的转换。

优选地，在上述方法中，产生电流感测信号的步骤进一步包括：设置电流感测信号的建立时间，使得该建立时间相对于电流模式控制变缓。

优选地，在上述方法中，产生斜坡电压信号的步骤进一步包括：产生针对该电流模式的补偿的基础斜坡电流信号；产生与数值该占空比基本成反比的第一注入电流信号；对该基础补偿电流信号和该第一注入电流信号进行组合；以及利用所组合的信号产生该斜坡补偿电压信号。

优选地，在上述方法中，产生斜坡电压信号的步骤进一步包括：产生针对该电流模式的补偿的基础斜坡电流信号；产生数值与该占空比基本成反比的第一注入电流信号；通过利用该第一注入电流信号进行充放电操作产生作为指数电流的第二注入电流信号；对该基础补偿电流信号和该第二注入电流信号进行组合；以及通过利用所组合的信号产生该斜坡补偿电压信号。

优选地，在上述方法中，产生电流感测信号的步骤进一步包括：检测高侧电流感测信号和低侧电流感测信号；将高侧电流感测信号的建立时间设置为不大于低侧电流感测信号的消隐时间；在占空比大于该预定阈值的情况下采用高侧电流感测信号，并在产生过流且持续到所设置的高侧电流感测信号的建立时间的情况下，进入打嗝模式；以及在占空比不大于该预定阈值的情况下采用低侧电流感测信号，并在产生具有突波时间的过流的情况下，进入打嗝模式。

与现有技术相比，本公开的基于峰值电流模式的混合模式控制的实施例容易实施。本公开的基于峰值电流模式的混合模式控制的实施例在重负载下具有较佳的动态性能。

此外，本公开基于峰值电流模式的混合模式控制的实施例能够改进小占空比状态的抖动，即抗噪性。

附图说明

下面关于一些示例实施例的详细描述在结合附图来阅读时将会更好理解。但是，应当理解，示例实施例并不限于所示出的精确布置和手段。在附图中，始终使用相似的数字来指示相似的元件。而且，结合附图及前面的技术领域和背景技术，随后的详细描述及所附的权利要求将使其它所希望的特征和特性变得明显。

为了图示的简单和清晰起见，附图示出了构造的一般方式，并且可以省略关于众所周知的特征和技术的描述和细节以避免不必要地使所示实施例的方面难以理解。另外，在附图中的元件并一定按比例画出。例如，一些元件或区域的尺寸在一些附图中可以相对相同的或其它附图的其它元件或区域放大以帮助提高对示例实施例的理解。在附图中：

图1a和图1b是示出现有技术的电流控制模式中的缺陷的示意图；

图2是示出本发明的一般原理的示意图；

图3是示出根据本发明实施例的开关调节器的结构示图；

图4是示出根据本发明实施例的开关调节器中产生的注入电流与占空比的关系的示意图；

图5是示出根据本发明一个实施例的开关调节器中的斜坡补偿装置的框图；

图6是示出根据本发明另一个实施例的开关调节器中的斜坡补偿装置的框图；

图7是示出根据本发明实施例的开关调节器中的第一注入电流产生装置的示意性结构图；

图8是示出根据本发明实施例的开关调节器中的第二注入电流产生装置的示意性结构图；

图9是示出产生根据本发明实施例的总斜坡补偿电压信号的处理的示意图；

图10是示出根据本发明实施例的开关调节器中的基础补偿电流产生装置的框图。

图11a至图11d是示出根据本发明实施例的开关调节器中的斜坡电压与占空比之间的关系的示意图；

图12是示出根据本发明实施例的开关调节器中的电流感测装置的电流感测信号的设置的示意图；

图13是示出根据本发明实施例的开关调节器中的控制方法的流程图；

图14是示出根据本发明实施例的开关调节器的稳态工作的仿真示意图；

图15是示出根据本发明实施例的开关调节器的在输入电压变化的情况下线性瞬态性能的仿真示意图；

图16是示出根据本发明实施例的开关调节器的在负载变化的情况下负载瞬态性能的仿真示意图。

具体实施方式

在描述本公开的具体实施例之前，对本发明的总体思路或原理进行如下解释。

一般地，工作在峰值电流模式控制下的开关调节器，尤其是在占空比大于50％时的不稳定性将导致产生次谐波振荡，进而使平均输出电流下降，输出电流纹波增加。为了克服这个问题，需要采用斜坡补偿，通常是给电流感测信号增加一个外部斜坡。在本申请中还可以将用于产生上述针对电流模式的振荡施加的外部斜坡的电流信号称为基础补偿电流信号。

本公开的实施例可以使用为电流感测信号增加改进的斜坡电压信号来实现开关调节器的混合模式控制。

参考图2，根据本公开的实施例，斜坡电压信号V_Slope与电流感测信号i_L(t)Ri相加之后与比较电压V_COMP进行比较。其中，使得斜坡电压信号V_Slope的斜率在占空比较小时增大。从而使得斜坡电压信息相对于电流感测信号占据主要地位，从而电流采样信息实质上对开关调节器的控制不起作用，即，从电流模式转换为电压模式。

为了实现电压模式控制和电流控制模式之间的平滑转换，可以使得斜坡信号的斜率对占空比类似于抛物线：在小占空比和大占空比下为大，在中等占空比下为小。

另一方面，可以设置电流感测信号的建立时间，使得电流感测建立时间相对于常规电流模式控制变缓，从而减小甚至消除电流感测的消隐时间。因而，单位时间内所采集的电流信息变少，并且随着占空比变小而变少，从而在小占空比下实质上无法采集到有效的电流信息。因而，促使开关调节器在小占空比从电流模式控制向电压控制模式转换。

本发明的实施例可以涉及开关调节器、开关电源等。特别地，本发明优选应用于高输入、低输出的降压型开关调节器、开关稳压器或电力转换器中。

以下参考附图描述本发明的实施例。下面结合附图给出的详细描述意指作为一些示例实施例的描述，而不是要完整描述所有可能的实施例。也就是说，在前面的技术领域、背景技术或下面的示例实施例的详细描述中给出的任意明示的或暗示的理论并没有限定任何意图。应当理解，相同的或等同的功能可以由不同的实施例来实现。

在描述和权利要求中的词语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(若存在)可以用于区分相似的元件而并不一定描述特定的顺序或时间次序。应当理解，这样使用的词语在适当的情况下是可交换的使得在此所描述的实施例例如能够按照与在此所示出的或另外描述的那些顺序不同的顺序来使用。而且，词语“包括”、“包含”、“具有”及其任何变型，意指包含非排它的包括，使得包括、包含或具有一系列元件的过程、方法、物品或装置并不一定限定于那些元件，而是可以包括没有明确列出的或者该过程、方法、物品或装置所固有的其它元件。

图3示出根据本发明实施例的开关调节器的结构视图。

如图3所示，根据本发明实施例的开关调节器10可以包括：基准电压源100、误差放大器102、比较器104、振荡器106、触发器108、驱动器110和电力级120。参考电压VREF被耦接到误差放大器102的正输入端。作为开关调节器10的输出的VOUT可以经由电阻150反馈至误差放大器102的负输入端。误差放大器102的输出端可以经由反馈电阻160耦接到其负输入端。比较器104可以比较误差放大器的输出Vcomp与采样控制信号进行比较。在本实施例中，采样控制信号可以采用电流感测信号Vcs和斜坡补偿电压V_Slope。开关调节器10根据比较结果，控制对输出VOUT的调节。电力级120可以包括电力开关112和输出滤波器114。在经过输出滤波器114的滤波处理之后，输出稳定的VOUT。

如图所示，根据本实施例的开关调节器10还包括模式转换装置140。注意，本领域技术人员明白，在本实施例的电压调节器中，除了模式转换装置140之外，其它元件及其操作均可以采用本领域中的常规设计，而不限于所示出的示例。并且，为了简洁起见，可能省略一些元件的详细描述。

模式转换装置140被配置为根据占空比转换开关调节器10的控制模式，使得开关调节器10能够以包括电流模式和电压模式的混合控制模式工作。在本实施例中，模式转换装置140被配置为使得开关调节器10随着占空比的降低从以电流模式工作转换为以电压模式工作。并且，在占空比不大于预定阈值的情况下，模式转换装置140使得开关调节器10以电压控制模式工作。在本申请中，占空比可以对应于输出电压与输入电压的比值。该预定阈值可以根据具体需求来确定。例如，可以将开关调节器10设计成在占空比不大于20％的情况下以电压模式工作，而大于20％的情况下以电流模式工作。在希望尽可能地充分利用电流模式和电压模式的优点的情况下，该预定阈值可以根据开关调节器10的开关周期和在电流模式下的最小导通时间而确定。例如，可以使得该预定阈值约为最小导通时间与开关周期的比值。

作为示例，模式转换装置140可以包括斜坡补偿装置146。斜坡补偿装置146被配置为产生与占空比相关的斜坡电压信号V_Slope。

模式转换装置140可以包括电流感测元件，例如感测电阻器130。感测电阻器130被配置为形成电流感测信号，并且通过电流放大器142产生感测电压Vcs。在本申请中，可以将感测电阻器130和电流放大器142统称为电流感测装置。

模式转换装置140还可以包括求和装置148，例如加法器电路。求和装置148被耦合为对斜坡补偿装置146产生的斜坡电压信号V_Slope和电流感测装置产生的电流感测信号Vcs求和，从而产生与比较电压Vcomp进行比较的补偿信号。

图4示出根据本发明实施例的开关调节器10中产生的注入电流与占空比的关系的示意图。如图4所示，根据本实施例，斜坡补偿装置146被配置为产生电流值与占空比D基本成反比的电流I_inject。

图5是示出根据本发明一个实施例的开关调节器10中的斜坡补偿装置146的框图。如图5所示，斜坡补偿装置146可以包括基础补偿电流产生装置12、第一注入电流产生装置14、电流组合装置16和电流-电压转换装置20。

基础补偿电流产生装置12被配置为产生针对开关调节器10的电流模式的斜坡补偿的基础补偿电流信号。第一注入电流产生装置14被配置为产生数值与占空比基本成反比的第一注入电流信号。

电流组合装置16耦接至基础补偿电流产生装置12和第一注入电流产生装置14，被配置为对来自基础补偿电流产生装置12的基础补偿电流信号和来自第一注入电流产生装置14的第一注入电流信号进行组合。

电流-电压转换装置20耦接至电流组合装置16，被配置为利用来自电流组合装置16的所组合的信号产生根据本实施例的斜坡补偿电压信号V_Slope。

图6是示出根据本发明另一个实施例的开关调节器10中的斜坡补偿装置146’的框图。如图6所示，斜坡补偿装置146’与图5所示的斜坡补偿装置146相比不同之处在于进一步包括第二注入电流产生装置18。

第二注入电流产生装置18耦接至第一注入电流产生装置14，并被配置为通过利用来自第一注入电流产生装置14的第一注入电流信号进行充放电操作产生第二注入电流信号。第二注入电流信号为指数电流，其数值随占空比的增大而急剧减小(将在后文更加详细地描述)。因而，在占空比增大的情况下，注入电流不会对电流感测信号过补偿，从而不会对开关调节器10的电流模式的性能产生不利影响。

电流组合装置16耦接至基础补偿电流产生装置12和第二注入电流产生装置18，被配置为对来自基础补偿电流产生装置12的基础补偿电流信号和来自第二注入电流产生装置18的第二注入电流信号进行组合。电流-电压转换装置20耦接至电流组合装置16，被配置为利用来自电流组合装置16的所组合的信号产生根据本实施例的斜坡补偿电压信号V_Slope。

图7是示出根据本发明实施例的开关调节器10中的第一注入电流产生装置14的示意性结构图。注意，此处的第一注入电流产生装置14的具体结构和描述是示例性的，而非对本发明进行限制。本领域技术人员能够理解，第一注入电流产生装置14可以采用各种其它结构，只要能够产生本公开所要求的与占空比基本成反比的注入电流即可。

如图所示，第一注入电流产生装置14包括晶体管202、晶体管204、电容器206、开关208、开关210、开关212、电容器214、电容器216、运算放大器218、和晶体管220。

晶体管202和晶体管204耦合成电流镜。例如，在晶体管202和204采用PMOS晶体管的情况下，晶体管202和204的栅极彼此耦合，晶体管202的源极和漏极中的一个与晶体管204的源极和漏极中的一个耦合。晶体管204的栅极还与其源极和漏极中的另一个耦合。如本领域技术人员所知的，诸如晶体管的半导体器件的源极和漏极是可以互换的，并且根据实际操作情况来确定。因此，在本申请中描述“源极和漏极中的一个”和“源极和漏极中的另一个”。

晶体管202的源极和漏极中的另一个耦合至电容器206和开关208、210。电容器206与开关208、电容器214并联耦合。开关210和开关212串联耦合。

在开关调节器10导通的情况下，开关210闭合，开关208和212断开，对电容器进行充电。在本实施例中，电容器206、电容器214和开关210还可以称为第一电流-电压转换单元，被耦合成在开关调节器10导通的情况下进行充电操作而产生第一注入电压。

运算放大器218的正输入端被耦合成接收基准电压V_REF。运算放大器218的负输入端与开关212耦合。电容器216耦合在运算放大器218的输出端与负输入端之间，用作积分电容器C_INT。在开关调节器10断开的情况下，开关210断开，开关208和212闭合，从而对第一注入电压进行积分运算。在本实施例，运算放大器218、电容器216、开关208和212还可以称为第一开关电容积分单元，被耦合成在开关调节器10断开的情况下对第一注入电压进行积分运算而产生积分后的第一注入电压。

晶体管220与运算放大器218的输出端耦合。晶体管220可以是跨导型的。例如，在晶体管220采用NMOS晶体管的情况下，晶体管220的栅极耦合至运算放大器218的输出端。晶体管220的源极和漏极中的一个与晶体管204的源极和漏极中的另一个耦合，并且与晶体管204的栅极耦合。晶体管220的源极和漏极中的另一个与电容器214耦合。来自第一开关电容积分单元的积分后的第一注入电压通过晶体管220转换为第一注入电流I_FB。流经晶体管202和晶体管204构成的电流镜结构。在本实施例，晶体管220、晶体管202和晶体管204还可以称为第一电压-电流转换单元，被耦合成将积分后的第一注入电压转换为第一注入电流I_FB。

根据本实施例的第一注入电流产生装置14产生与占空比成反比的第一注入电流I_FB。第一注入电流I_FB可以如下等式表示：

$I_{\mathrm{FB}}=V_{\mathrm{REF}}\×C_{F21}\×\frac{f_S}{D}---\left(1\right)$

其中，VREF为参考电压，CF2I为电容器206的电容，f_s为开关频率，D为占空比。

图8是示出根据本发明实施例的开关调节器10中的第二注入电流产生装置18的示意性结构图。类似地，此处的第二注入电流产生装置18的具体结构和描述是示例性的，而非对本发明进行限制。本领域技术人员能够理解，第二注入电流产生装置18可以采用各种其它结构，只要能够产生本公开所要求的作为指数电流的注入电流即可。

如图所示，第二注入电流产生装置18包括电压跟随器303、电阻器301、电阻器302、电阻器304、开关306、电容器308、和晶体管310。

例如，电压跟随器303的正输入端被耦合成接收来自第一注入电流产生装置14的第一注入电流I_FB。作为示例，电压跟随器303可以被耦合成从第一注入电流产生装置14的晶体管220的源极和漏极中的一个接收第一注入电流I_FB。电阻器301耦合至电压跟随器303的正输入端。电压跟随器303的输出端与其负输入端耦合。电阻器302耦合至电压跟随器303的输出端。电阻器302与电阻器304串联耦合。电阻器304与电容器308的一端串联耦合。开关306耦合在电阻器302和电阻器304之间的节点与电容器308的另一端之间。

晶体管310可以是跨导型的，其栅极与电容器308的一端耦合，晶体管310的源极和漏极中的一个与电容器308的另一端耦合。晶体管310的源极和漏极中的另一个耦合成输出第二注入电流I_inject。作为示例，晶体管310的源极和漏极中的另一个可以与第一注入电流产生装置14的晶体管204的源极和漏极中的一个耦合。

在开关调节器10断开的情况下，开关306断开，利用来自第一注入电流产生装置14的第一注入电流I_FB对电容器308进行充电。在本实施例中，电压跟随器303、电阻器301、电阻器302、电阻器304、电容器308、和开关306还可以称为第二电流-电压转换单元，被耦合成在开关调节器10导通的情况下进行充电操作而产生第二注入电压。

在开关调节器10导通的情况下，开关306闭合，利用所产生的第二注入电压进行放电操作。由此，将第二注入电压转换为第二注入电流I_inject，并从晶体管310输出。在本实施例中，晶体管310还可以称为第二电压-电流转换单元，被耦合成在开关调节器10导通的情况下进行放电操作而将第二注入电压转换为第二注入电流I_inject。

根据本实施例的第二注入电流产生装置18产生作为指数电流的第二注入电流I_inject。第二注入电流I_inject可以如下等式表示：

$I_{\mathrm{inject}}\left(t\right)=V_{\mathrm{REF}}\×C_{F2I}\×\frac{f_S}{D}\×e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}---\left(2\right)$

其中，R₁和R₂分别为电阻器302和电阻器302的阻值；τ＝R₂C₂，C₂为电容器308的电容值。

由式(2)得出如下等式：

$I_{\mathrm{inject}}\left(t\right)=K\×\frac{f_S}{D}\×e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}---\left(3\right)$

其中，K＝V_REF×C_F2I

图9示出了产生总斜坡补偿电压信号V_slope的处理的示意图。从第二注入电流产生装置18输出的第二注入电流I_inject可以与基础补偿电流产生装置12产生的针对开关调节器10的电流模式的斜坡补偿的基础补偿电流信号I_charge组合。例如加法器的电流组合装置16对来自基础补偿电流产生装置12的基础补偿电流信号I_charge和来自第一注入电流产生装置14的第一注入电流信号I_inject进行组合，产生总的充电电流I，如下式所示：

I＝I_charge+I_inject(t)                    (4)

电流-电压转换装置20利用组合后的总电流I产生总的斜坡补偿电压信号V_slope。例如，通过用总电流I对电容器C充电而产生根据本申请的总的斜坡补偿电压信号V_slope(t)，如下式所示：

$V_{\mathrm{Slope}}\left(t\right)={\∫}_0^t\frac{I}{C}\mathrm{dt}=\frac{I_{\mathrm{ch}\arg e}t}{C}+\frac{{\mathrm{\τKf}}_s}{\mathrm{DC}}(1-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}})---\left(5\right)$

通过对上式求导，可以得出斜坡电压V_slope与占空比D的关系S_e(D)：

$S_e\left(D\right)=\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{\mathrm{Slope}}\left(t\right){|}_{t={\mathrm{DT}}_S}=\frac{{\mathrm{Kf}}_S}{\mathrm{DC}}\×e^{-\frac{D}{\mathrm{\τ}\·f_S}}+\frac{I_{\mathrm{ch}\arg e}}{D}---\left(6\right)$

在本申请中可以将Se(D)称为斜坡电压的斜率。

图10是示出根据本发明实施例的开关调节器中的基础补偿电流产生装置12的框图。同样，此处的基础补偿电流产生装置12的具体结构和描述是示例性的，而非对本发明进行限制。本领域技术人员能够理解，基础补偿电流产生装置12可以采用各种其它结构，只要能够产生上述针对避免电流模式产生振荡的补偿信号即可。

如图所示，基础补偿电流产生装置12包括晶体管402、晶体管404、电容器406、开关408、开关410、开关412、电容器414、电容器416、运算放大器418、和晶体管420。对于与第一注入电流产生装置14类似的基础补偿电流产生装置12的组件的连接关系，在此不再赘述。

在开关调节器10断开的情况下，开关410闭合，开关408和412断开，对电容器充电。在本实施例中，电容器406、电容器414和开关410还可以称为基础电流-电压转换单元，被耦合成在开关调节器10断开的情况下进行充电操作而产生基础电压。

在开关调节器10导通的情况下，开关410断开，开关408和412闭合，从而对基础电压进行积分运算。在本实施例，运算放大器418、电容器416、开关408和412还可以称为基础开关电容积分单元，被耦合成在开关调节器10导通的情况下对基础电压进行积分运算而产生积分后的基础电压。

来自基础开关电容积分单元的积分后的基础电压通过晶体管420转换为基础补偿电流I_charge。在本实施例，晶体管420、晶体管402和晶体管404还可以称为基础电流转换单元，被耦合成将积分后的基础电压转换为基础补偿电流I_charge。

例如，在采用根据本实施例的基础补偿电流产生装置12的情况下，可以得到如下式所示的基础补偿电流I_charge：

$I_{\mathrm{ch}\arg e}=\frac{V_{\mathrm{REF}}\×C_1^{\′}\×f_S}{(1-D)}=K_2\frac{f_S}{(1-D)}---\left(7\right)$

其中，C₁’为电容器406的电容值，K₂＝α×I_o×R_sense，α×I₀对应于电感电流纹波值，R_sense对应于等效电流采样电阻。

据此，与上述等式(5)组合得到由如下等式表示的根据本实施例的斜坡补偿电压信号V_slope：

$V_{\mathrm{Slope}}\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\τKf}}_s}{\mathrm{DC}}(1-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}})+K_2\frac{f_S}{C(1-D)}\·t---\left(8\right)$

进而，得到根据本实施例的斜坡电压V_slope与占空比D的关系S_{e_total}：

$S_{e\_\mathrm{total}}\left(D\right)=\frac{{\mathrm{Kf}}_S}{\mathrm{DC}}\×e^{-\frac{D}{\mathrm{\τ}\·f_S}}+K_2\frac{f_s}{C(1-D)}---\left(9\right)$

其中，在上式中，对应于基础补偿电流I_charge的部分在本申请中可以称为S_{e_target}，即

$S_{e\_t\arg \mathrm{et}}\left(D\right)=K_2\frac{f_S}{C(1-D)}---\left(10\right)$

图11a至图11d是示出根据本发明实施例的开关调节器10中的斜坡电压与占空比之间的关系的示意图。

图11a示出根据本发明实施例的开关调节器10中的斜坡电压的斜率以及没有施加根据本发明实施例的注入电流的情况下的斜坡电压的斜率与占空比的关系。如图11a所示，在没有施加根据本发明实施例的对应于注入电流的增压的情况下，基础补偿斜坡电压的斜率S_{e_target}随占空比减小而减小。而在施加根据本发明实施例的对应于注入电流的增压的情况下，总的斜坡电压的斜率S_{e_total}类似于抛物线：在小占空比和大占空比下为大，在中等占空比下为小。

图11b示出根据本发明实施例的开关调节器10中的斜坡电压的斜率和没有施加根据本发明实施例的注入电流的情况下的斜坡电压的斜率之比与占空比的关系。如图11b所示，随着占空比的减小，在占空比接近预定阈值(例如所示的0.2)的情况下，与没有施加根据本发明实施例的对应于注入电流的增压的情况下的基础补偿斜坡电压的斜率S_{e_target}相比，根据本发明实施例的总的斜坡电压的斜率S_{e_total}急剧增加。即，在小占空比下增加的斜坡电压的斜率急剧增加，以促使开关调节器10工作于电压模式。而随着占空比的增大，S_{e_total}/S_{e_target}减小，并在占空比大于例如0.5的情况下约为恒定的比值1。即，在大占空比下，根据本实施例增加对应于注入电流的斜坡电压部分减小为接近0，而实质上仅有基础补偿电压起作用。从而，可以实现电压模式控制和电流控制模式之间的平滑转换。

图11c示出示出根据本发明实施例的开关调节器10中的斜坡电压以及没有施加根据本发明实施例的注入电流的情况下的斜坡电压与占空比的关系。图11d是图11c中小占空比的情况下(如图中圆线所围绕的部分)的放大视图。类似地，如图11c和图11d所示，随着占空比的减小，在占空比接近预定阈值(例如所示的0.2)的情况下，与没有施加根据本发明实施例的对应于注入电流的增压的情况下的基础补偿斜坡电压V_{slope_target}相比，根据本发明实施例的总的斜坡补偿电压V_{slope_total}显著增加。而随着占空比的增大，注入电流减小，根据本发明实施例的增加的斜坡电压减小，总的斜坡补偿电压V_{slope_total}逐渐接近V_{slope_target}。

例如，在根据本发明实施例的开关调节器的配置中，可以使得在20％的占空比下的注入电流减小为接近0。

现在描述在根据本发明实施例的开关调节器10中，实现混合模式控制的一个设计实例。假设开关频率Fs＝1MHz，输入电压Vin＝5V，输出电流Io＝6A，感测电阻器130的电阻Ri＝0.15Ω，C＝4.2pF，α＝0.3。据此设计τ和K。

假定如下设计规则：

τ＜＝50ns(5％占空比)，可以选择：

τ＝5×10^-8，C₂＝1pF，R₂＝50kohm

在5％的占空比下斜坡电压Vslope要大于等于150mV；

在5％的占空比下Se_total/Se_target小于等于10；并且

在30％的占空比下Se_total/Se_target小于等于1.5。

由此，可以得出：

K＜1.46×10^-12

可取例如K＝1×10^-12。

应注意，以上描述及图11a至11d中的数值仅是示例性的，而非对本发明进行限制。

根据本发明的实施例，还可以设置开关调节器10中的电流感测信号以促使在小占空比下向电压模式转换。图12是示出根据本发明实施例的开关调节器10中的电流感测装置的电流感测信号的设置的示意图。在本实施例中，可以通过电流放大器142来执行该设置。

如图12所示，与传统电流模式下的电流感测信号I_sense相比，根据本发明实施例的开关调节器10中的电流感测装置的电流感测信号Vcs的建立时间Tsettle变缓。从而，不会产生传统电流模式下的过冲，并且可以减小或消除电流感测的消隐时间。作为非限制性示例，可以将该建立时间设定为例如150纳秒。

根据本实施例，在低占空比下，电流信号小，且斜坡补偿电压大，从而使得开关调节器10工作于电压模式下。

对于根据本发明的实施例的开关调节器10而言，可以实现过流保护。例如，电流感测装置可以被配置为按照以下方案实现过流保护：检测高侧电流感测信号和低侧电流感测信号；将高侧电流感测信号的建立时间设置为不大于低侧电流感测信号的消隐时间；在占空比大于所述预定阈值的情况下采用高侧电流感测信号，并在产生过流且持续到所设置的高侧电流感测信号的建立时间的情况下，进入打嗝模式(hiccup mode)；以及在占空比不大于所述预定阈值的情况下采用低侧电流感测信号，并在产生具有突波时间(glitch time)的过流的情况下，进入打嗝模式。本领域技术人员明白，可以采样各种适当的方案来实现根据本发明实施例的开关调节器的过流保护。

以下描述根据本发明实施例的开关调节器的控制方法。

图13是示出根据本发明实施例的开关调节器中的控制方法的流程图。

如图13所示，根据本发明实施例的开关调节器中的控制方法开始于步骤S800。在步骤S810，执行开关调节器的混合控制模式，该混合控制模式包括电流模式和电压模式。

在步骤S820，确定开关调节器的占空比是否大于预定阈值，从而根据开关调节器的占空比转换开关调节器的控制模式。

在占空比大于预定阈值的情况下，该流程前进至步骤S830，使得开关调节器以电流控制模式工作，并在步骤S850结束该流程。在占空比不大于该预定阈值的情况下，该流程前进至步骤S840，使得开关调节器以电压控制模式工作，并在步骤S850结束该流程。

在根据本发明实施例的上述控制方法中，在小占空比从电流模式转换为电压模式的具体处理与以上针对根据本发明实施例的开关调节器中描述的细节相似。在此为了简洁起见不再赘述。

根据本发明实施例的混合模式控制的开关调节器及其控制方法具有优异的性能。图14是示出根据本发明实施例的开关调节器的稳态工作的仿真示意图。假设Vin＝6V，Vout＝0.6V，Fs＝2MHz，Io＝6A。如图14所示，根据开关调节器的PWM波形，在施加根据本发明实施例的注入电流I_inject的情况下，实现了稳定的开关节点输出SW(CM)。

图15是示出根据本发明实施例的开关调节器的在输入电压变化的情况下线性瞬态性能的仿真示意图。假设Fs＝1MHz，Vin＝6-3-6V，Io＝6A。图16是示出根据本发明实施例的开关调节器的在负载变化的情况下负载瞬态性能的仿真示意图。假设Fs＝1MHz，Vin＝5V，Io＝6-0-6A。如图所示，在输入电压变化和负载电压变化的情况下，输出电压的过冲和下冲均较小。这表明获得了较佳的开关调节器动态性能。

本领域技术人员能够从以上描述中认识到，可以以各种形式来实施本发明，并且可以独立或者组合地实施各种实施例。因此，尽管已经结合本发明的特定示例描述了本发明的实施例，但本发明实施例和/或方法的真正范围不限于此，因为通过对附图、说明书以及后附权利要求的研究，其它修改对于本领域技术人员而言将变得显而易见。

Claims (20)

1.一种开关调节器，包括：

模式转换装置，被配置为根据占空比转换开关调节器的控制模式，使得所述开关调节器能够以包括电流模式和电压模式的混合控制模式工作。

2.根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述模式转换装置被配置为使得所述开关调节器随着所述占空比的降低从以电流模式工作转换为以电压模式工作。

3.根据权利要求2所述的开关调节器，其中，所述模式转换装置被配置在所述占空比不大于预定阈值的情况下使得所述开关调节器以电压控制模式工作。

4.根据权利要求3所述的开关调节器，其中，所述预定阈值根据所述开关调节器的开关周期和在电流模式下的最小导通时间而确定。

5.根据权利要求1所述的开关调节器，所述模式转换装置进一步包括：

电流感测装置，被配置为产生电流感测信号；

斜坡补偿装置，被配置为产生与占空比相关的斜坡电压信号；和

求和装置，被耦合为对所述斜坡电压信号和所述电流感测信号求和，

并且，所述开关调节器还包括：

误差放大器，被耦合成接收基准电压信号并输出用于与采样控制信号进行比较的比较电压信号；

比较装置，被耦合为将所述求和装置所求和的信号作为所述采样控制信号与所述比较电压信号比较，并且，所述开关调节器被配置为根据所述比较装置的比较结果调节其输出。

6.根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述电流感测装置被配置为设置电流感测信号的建立时间，使得所述建立时间相对于电流模式控制变缓。

7.根据权利要求6所述的开关调节器，其中，所述斜坡补偿装置进一步包括：

基础补偿电流产生装置，被配置为产生针对所述电流模式的基础斜坡补偿的基础补偿电流信号；

第一注入电流产生装置，被配置为产生数值与所述占空比基本成反比的第一注入电流信号；

电流组合装置，被配置为对所述基础补偿电流信号和所述第一注入电流信号进行组合；以及

电流-电压转换装置，被耦合成利用来自所述电流组合装置的所组合的信号产生所述斜坡补偿电压信号。

8.根据权利要求6所述的开关调节器，其中，所述斜坡补偿装置进一步包括：

基础补偿电流产生装置，被配置为产生针对所述电流模式的基础斜坡补偿的电流信号；

第一注入电流产生装置，被配置为产生数值与所述占空比基本成反比的第一注入电流信号；

第二注入电流产生装置，被配置为通过利用所述第一注入电流信号进行充放电操作产生作为指数电流的第二注入电流信号；以及

电流组合装置，被配置为对所述基础补偿电流信号和所述第二注入电流信号进行组合；以及

电流-电压转换装置，被耦合成利用来自所述电流组合装置的所组合的信号产生所述斜坡补偿电压信号。

9.根据权利要求8所述的开关调节器，其中，所述基础补偿电流产生装置进一步包括：

基础电流-电压转换单元，被耦合成在所述开关调节器断开的情况下进行充电操作而产生基础电压；

基础开关电容积分单元，被耦合成在所述开关调节器导通的情况下对所述基础电压进行积分运算而产生积分后的基础电压；

基础电流转换单元，被耦合成将所述积分后的基础电压转换为所述基础补偿电流。

10.根据权利要求8所述的开关调节器，其中，所述第一注入电流产生装置进一步包括：

第一电流-电压转换单元，被耦合成在所述开关调节器导通的情况下进行充电操作而产生第一注入电压；

第一开关电容积分单元，被耦合成在所述开关调节器断开的情况下对所述第一注入电压进行积分运算而产生积分后的第一注入电压；

第一电压-电流转换单元，被耦合成将所述积分后的第一注入电压转换为所述第一注入电流。

11.根据权利要求8所述的开关调节器，其中，所述第二注入电流产生装置进一步包括：

第二电流-电压转换单元，被耦合成在所述开关调节器断开的情况下利用所述第一注入电流进行充电操作而产生第二注入电压；

第二电压-电流转换单元，被耦合成在所述开关调节器导通的情况下利用所述第二注入电压进行放电操作而将所述第二注入电压转换为所述第二注入电流。

12.根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述电流感测装置进一步被配置为：

检测高侧电流感测信号和低侧电流感测信号；

将高侧电流感测信号的建立时间设置为不大于低侧电流感测信号的消隐时间；

在占空比大于所述预定阈值的情况下采用高侧电流感测信号，并在产生过流且持续到所设置的高侧电流感测信号的建立时间的情况下，进入打嗝模式；以及

在占空比不大于所述预定阈值的情况下采用低侧电流感测信号，并在产生具有突波时间的过流的情况下，进入打嗝模式。

13.一种开关电源，被配置为根据输入电压产生稳定的输出电压，包括如权利要求1-12中任一权利要求所述的开关调节器。

14.一种开关调节器的控制方法，包括：

执行开关调节器的混合控制模式，所述混合控制模式包括电流模式和电压模式，以及

根据所述开关调节器的占空比转换所述开关调节器的控制模式，

其中，在占空比大于预定阈值的情况下使得所述开关调节器以电流控制模式工作；并且

在占空比不大于所述预定阈值的情况下使得所述开关调节器以电压控制模式工作。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述预定阈值根据所述开关调节器的开关周期和在电流模式下的最小导通时间而确定。

16.根据权利要求14所述的方法，其中，根据占空比转换开关调节器的控制模式的步骤进一步包括：

产生电流感测信号；

产生与占空比相关的斜坡电压信号；

对所述斜坡补电压信号和所述电流感测信号求和；以及

通过所求和的信号控制所述开关调节器的控制模式的转换。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，产生电流感测信号的步骤进一步包括：

设置电流感测信号的建立时间，使得所述建立时间相对于电流模式控制变缓。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，产生斜坡电压信号的步骤进一步包括：

产生针对所述电流模式的补偿的基础斜坡电流信号；

产生与数值所述占空比基本成反比的第一注入电流信号；

对所述基础补偿电流信号和所述第一注入电流信号进行组合；以及

利用所组合的信号产生所述斜坡补偿电压信号。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，产生斜坡电压信号的步骤进一步包括：

产生针对所述电流模式的补偿的基础斜坡电流信号；

产生数值与所述占空比基本成反比的第一注入电流信号；

通过利用所述第一注入电流信号进行充放电操作产生作为指数电流的第二注入电流信号；

对所述基础补偿电流信号和所述第二注入电流信号进行组合；以及

通过利用所组合的信号产生所述斜坡补偿电压信号。

20.根据权利要求17所述的方法，其中，产生电流感测信号的步骤进一步包括：

检测高侧电流感测信号和低侧电流感测信号；

将高侧电流感测信号的建立时间设置为不大于低侧电流感测信号的消隐时间；

在占空比大于所述预定阈值的情况下采用高侧电流感测信号，并在产生过流且持续到所设置的高侧电流感测信号的建立时间的情况下，进入打嗝模式；以及

在占空比不大于所述预定阈值的情况下采用低侧电流感测信号，并在产生具有突波时间的过流的情况下，进入打嗝模式。

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