CN105915054A

CN105915054A - 一种基于acot控制模式的buck变换器

Info

Publication number: CN105915054A
Application number: CN201610402844.8A
Authority: CN
Inventors: 明鑫; 徐俊; 李天生; 王卓; 张波
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2016-06-06
Filing date: 2016-06-06
Publication date: 2016-08-31
Anticipated expiration: 2036-06-06
Also published as: CN105915054B

Abstract

本发明属于集成电路技术领域，涉及一种基于ACOT控制模式的BUCK变换器。本发明主要是在传统恒定导通时间控制的基础上作出如下改进：充电电流设计为与输入电压Vin成正比，在有锁相环的系统中，该充电电流还与系统当前工作频率相关。本发明的有益效果为，摆脱了传统COT控制系统采用恒定电平进行比较，本发明利用采样SW端的电压，得到与输入电压成正比的充电电流，最终将系统的开关频率固定在700kHz，从而增强系统的稳定性。

Description

一种基于ACOT控制模式的BUCK变换器

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，涉及一种基于ACOT控制模式的BUCK变换器。

背景技术

传统COT模式通常采用恒定基准电流对电容进行充电，将导致其开关频率的不稳定使得系统滤波器设计难度很大，再者，传统的COT控制模式的纹波很大，系统的EMI特性比较差，对EMI处理的设计难度加大。对于电压模式的Buck变换器，虽然设计简单、电路成本低且体积小，但是电压模式的输出调节响应速度慢，输出滤波电容会给系统带来稳定性问题；而电流模式相对于电压模式虽然具有更高的稳定性和较好的电压调整率，但在另一方面，电流模式对噪声非常敏感，特别是在占空比大于50％时可能出现次谐波震荡，再者电流模式采用双环控制，系统设计比较复杂，成本和体积大，不能达到系统要求的准确和便携要求；迟滞模式和传统恒定导通模式虽然有较快速的瞬态响应、简单的控制环路和低的成本与体积，然而都存在着稳态下系统工作频率漂移和纹波的问题，也很难达到高精度设计要求。

发明内容

本发明所要解决的，就是针对上述问题，提出一种基于ACOT控制模式的BUCK变换器，自适应恒定导通时间控制模式简称为ACOT控制模式，是在传统恒定导通时间控制的基础上作出如下改进：充电电流设计为与输入电压Vin成正比，在有锁相环的系统中，该充电电流还与系统当前工作频率相关。

本发明的技术方案是：如图2所示，一种基于ACOT控制模式的BUCK变换器，包括上功率管、下功率管、电感L、电压采样电路、单次计时器、RS触发器、驱动模块、分压器、直流分量模块、电阻Rlpf、第一电容Rlpf、第二电容Css、第一逻辑运算模块、第二逻辑运算模块、第一比较器和电流源；其中，驱动模块的输出端分别接上功率管的栅极和下功率管的栅极；上功率管的漏极接电源，下功率管的源极接地，上功率管的源极和下功率管的漏极连接为BUCK变换器的输出端，上功率管源极和下功率管漏极的连接点通过电感L后接电压采样电路；直流分量模块的输入端通过电阻Rlpf后接BUCK变换器的输出端，电阻Rlpf与BUCK变换器输出端的连接点通过第一电容Clpf后接地；直流分量模块的输出端分别接分压器的输入端和第一逻辑运算模块的一个输入端，第一逻辑运算模块的另一个输入端通过电阻Rlpf后接BUCK变换器的输出端；第一逻辑运算模块的输出端接第二逻辑运算模块的一个输入端，第二逻辑运算模块的另一个输入端接电压采样电路的输出端；第二逻辑运算模块的输出端接第一比较器的正输入端；第一比较器的负输入端分别接基准电压和电流源的输出；电流源的输出还通过第二电容Css后接地；第一比较器的输出端接RS触发器的S输入端；分压器的输出端接单次计时器的一个输入端，单次计时器的另一个输入端接RS触发器的输出端，单次计时器的输出端接RS触发器的R输入端；RS触发器的输出端接驱动模块的输入端；

如图4所示，所述单次计时器由第一PMOS管M0、第二PMOS管M1、第三PMOS管M2、第一NMOS管M3、第二NMOS管M4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三电容CAP构成和第二比较器；第一PMOS管M0的源极接电源，其栅极接偏置电流；第二PMOS管M1的源极接电源，其栅极与漏极互连；第三PMOS管M2的源极接电源，其栅极接第二PMOS管M1的漏极；第一三极管Q1的发射极接第一PMOS管M0的漏极，第一三极管Q1的集电极接地；第二三极管Q2的基极接第一PMOS管M0的漏极，第二三极管Q2的集电极接第二PMOS管M1的漏极，第二三极管Q2的发射极通过第二电阻R2后接地；第三PMOS管M2的漏极通过第三电阻R3后接第一三极管Q1的基极；第一三极管Q1基极与第三电阻R3的连接点通过第一电阻R1后接电源，通过第三电容CAP后接地；第一NMOS管M3的漏极通过第四电阻R4后接电源，第一NMOS管M3的源极通过第五电阻R5后接地；第二NMOS管M4的漏极与第一三极管Q1基极、第三电阻R3、第一电阻R1、第三电容CAP的连接点接第二比较器的负输入端；第一NMOS管M3的栅极和第二NMOS管M4的栅极接RS触发器的输出端；第二比较器的正输入端接分压器的输出端，第二比较器的输出端为单次计时器的输出端。

上述方案中，第一逻辑运算模块为减法器，第二逻辑运算模块为加法器。

本发明的有益效果为，摆脱了传统COT控制系统采用恒定电平进行比较，本发明利用采样SW端的电压，得到与输入电压成正比的充电电流，最终将系统的开关频率固定在700kHz，从而增强系统的稳定性。

附图说明

图1为传统恒定导通时间DC-DC电路结构；

图2为本发明的系统架构图；

图3为本发明的单次计时器框架图；

图4为本发明单次计时器实际电路图；

图5为单次计时器正常工作时的时序图。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：

如图1所示，在传统恒定导通时间的DC-DC变换器电路结构中，定时器的输入为Vin和Vout。Vout经过电阻R1和R2分压，得到反馈电压VFB送到比较器的反相输入端，比较器的同相输入端为参考电平VREF，比较器的输出连接到与门的一个输入端。与门的另外一个输入端为最小关断时间产生器的输出端(后面介绍最小关断时间产生器)。与门U4的输出端连接到RS触发器的置位端S，RS触发器的复位端R接收定时器输出信号。RS触发器的输出Q一方面送给MOS驱动器，另一方面又反馈回定时器和最小关断时间产生器。ESR为输出电容Co的等效串联电阻。

工作过程如下：电路运行时，当输出电压Vout的反馈信号VFB低于参考电平VREF时，比较器输出为正。若最小关断时间产生器的输出也为正，则与门的输出为正，根据RS触发器的特性，S端为正，使之输出Q为正。此正的信号Q通过驱动器将上管M1打开，下管M2关闭，使得输出电压Vout升高，反馈信号VFB也升高。同时，此正的信号Q触发定时器开始计时。

当输出电压Vout升高至VFB大于参考电平VREF，比较器输出为负，进而知RS触发器的置位S端为零，根据RS触发器的特性，S端为零，其输出Q保持原来的状态。当定时器达到预设时间后，其输出端O变为高，进而RS触发器的置位R端为高，使得RS触发器的输出变为0。驱动器关断上管M1，开启下管M2，输出电压Vout开始下降。同时触发最小时间产生器开始计时。最小关断时间产生器被触发后，在预设的最小关断时间内，输出一直为0。增加最小时间产生器的目的是避免由于噪声干扰等其它原因输出为正，错误地开始一个新的周期。从而保证上管Q1有一个最小关断时间。最小时间产生器被触发后，经过最小关断时间后，其输出又变为正。当输出电压Vout下降，使得反馈信号VFB低于参考电平VREF时，重新开始一个新的周期。

通过Buck变换器的基本关系式，可以得出COT控制的Buck的基本公式：

D = \frac{V_{o u t}}{V_{i n}} = \frac{T_{o n}}{T} = T_{o n} \times f_{S W}

一般情况下，恒定导通时间Ton的表达式为：

T_{o n} = \frac{K \times R_{o n}}{V_{i n}}

其中K是一个由电路参数决定的常数，Ron是一个外接电阻。

由上面两式可以推导出CCM工作模式下Buck的工作频率：

f_{S W} = \frac{V_{o u t}}{K \times R_{o n}}

可以看出在CCM工作模式下COT控制的Buck的工作频率由Vout、K和Ron决定，在一个应用电路中这三个参数都是确定的，则从理论上来说Buck的工作频率是保持不变的，在现实应用中由于开关管的非理想开关、信号的传输延时等等因素会使工作频率有效范围的波动，一般波动在设定值的5％左右就算是复合应用要求的。

本发明所设计的单次计时器产生电路来源于一款拥有快速瞬态响应的降压型DC-DC的控制器。其系统框图如图2所示，该系统基于恒定导通时间控制，使得系统不需要大量的环路补偿元件，方便设计者使用。

下面结合附图对本发明进行详细的描述。

本发明的单次计时器框架图如图3所示，EN＝0时，以EN为栅控制信号的MOS管关断，电路进入充电过程，输入信号电压经过V-I转换模块得到一股与之成正比的电流I-charge，由I-charge对电容CAP进行充电。再看后级比较器，其正向输入端是一个与输出成正比的电压K*VOUT，作为我们比较器的输入参考电压。负向输入端是电容的电压，其值取决于我们的I-charge，电容值C和充电时间Ton。充电时间小于Ton时，电容上电压小于参考电压，则比较器输出为高。当充电时间达到Ton，而此时电容CAP上的电压值Vc大于等于我们的参考电压，比较器输出端TON_OUT跳低。

EN＝1时，以EN作为栅极信号的MOS管开启，电路进入放电过程，通过VIN来的电流进过MOS管到地，电容也进行放电，此时的Vc小于参考电压K*VOUT，因此比较器输出TON_OUT持续为高。

为了保证系统的开关频率固定在700kHz不变，在PWM调制模式下，恒定导通时间Ton与开关周期T满足:

T_ON＝T×D

其中D代表Buck电路的占空比，代入可得：

T_{O N} = \frac{V_{O U T}}{V_{I N}} \times \frac{1}{f}

在V-I转换模块中得到一个与输入VIN成正比的电流IC：

I_{C} = \frac{V_{I N}}{R}

于是可以得到电流IC与电容上电压VC的关系：

I_C×T_ON＝V_C×C＝Q_C

上式中，QC表示电容CAP上的电荷量，C表示电容CAP的电容值。在该电流对电容充电的过程中，TON时间点时，电容上的电压达到参考电压VREF，此时比较器发生反转，也就是说VREF是临界值，同理借由VREF我们可以得到TON的值。令VC＝VREF，化简得到：

T_{O N} = \frac{V_{R E F} \times C}{I_{C}}

分析知道参考电压VREF实际上是采样自输出电压VOUT的一个值，该电压与输出电压VOUT成正比，满足关系式：

V_REF＝K×V_OUT

代入可得到TON的另一个表达式：

T_{O N} = \frac{K \times V_{O U T} \times C \times R}{V_{I N}}

综上所述，得到了两个关于TON的表达式，是由系统决定的，只要Buck电路正常工作，那么该式就成立。式子是在On-Time电路中推导出来的，要使On-Time电路满足系统的要求，这两个等式必须同时成立。那么可以得到频率f的表达式：

f = \frac{1}{K \times R \times C}

因为K是采样VOUT的一个比例系数，在电路设计出来的时候便已经确定，因此是个常数。R是V-I模块中VIN转换成I-charge的一个转换系数，也是一个常数。最后C是电容CAP的值，也是一个常数。因此本发明提出的On-Time电路可以满足系统的开关频率固定的要求。

图4为本发明单次计时器实际电路图，电路中，左边VBias为镜像偏置电流，以保证电路的正常工作，并为下方的三极管提供静态工作点，M1、M2为一对镜像管，产生充电电流I3，充电时，EN为低，将M3、M4关断；放电时，EN为高，将M3、M4打开。在充电阶段，VIN点电压转换成电流对电容持续充电，此时上管打开，On_Timer计时器正常计时，当A点的电压大于比较点的电压(KVOUT)时，比较器翻转，到此所计时即为Ton。有关充电电流为I_charge的计算，由以下公式给出：

I_{R 1} = \frac{V_{I N} - V_{A}}{R_{1}}, I_{R 2} = \frac{V_{B}}{R_{2}}

V_A≈V_B，R₁＝R₂

I_{R 1} + I_{R 2} = \frac{V_{I N}}{R_{1}}, I_{3} = I_{0} = I_{R 2} - I_{B 2}

I_{c h \arg e} = I_{R 1} + I_{3} + I_{B 1} = I_{R 1} + I_{R 2} - I_{B 2} + I_{B 1} \approx \frac{V_{I N}}{R_{1}}

通过以上计算可分析得知，只要选取阻值相同的R1，R2，即使PNP管和NPN管存在VBE的压差，也可以通过I_B2补偿回来。失调越大，那么两个三极管的基极电流差也会越大，由失调电压引起的电流项也会越大，形成补偿作用。总之，最后能得到与输入电压VIN成正比的充电电流I_charge。计入A、B两点的压差时，其中V_OS＝V_B-V_A。

本发明的有益效果是摆脱了传统COT控制系统采用恒定基准电流对电容进行充电，会使工作频率将随着输入电压的变化而变化。本发明利用采样SW端的电压，得到与输入电压成正比的充电电流，最终将系统的开关频率固定在700kHz，从而增强系统的频率稳定性。

Claims

1.一种基于ACOT控制模式的BUCK变换器，包括上功率管、下功率管、电感L、电压采样电路、单次计时器、RS触发器、驱动模块、分压器、直流分量模块、电阻Rlpf、第一电容Rlpf、第二电容Css、第一逻辑运算模块、第二逻辑运算模块、第一比较器和电流源；其中，驱动模块的输出端分别接上功率管的栅极和下功率管的栅极；上功率管的漏极接电源，下功率管的源极接地，上功率管的源极和下功率管的漏极连接为BUCK变换器的输出端，上功率管源极和下功率管漏极的连接点通过电感L后接电压采样电路；直流分量模块的输入端通过电阻Rlpf后接BUCK变换器的输出端，电阻Rlpf与BUCK变换器输出端的连接点通过第一电容Clpf后接地；直流分量模块的输出端分别接分压器的输入端和第一逻辑运算模块的一个输入端，第一逻辑运算模块的另一个输入端通过电阻Rlpf后接BUCK变换器的输出端；第一逻辑运算模块的输出端接第二逻辑运算模块的一个输入端，第二逻辑运算模块的另一个输入端接电压采样电路的输出端；第二逻辑运算模块的输出端接第一比较器的正输入端；第一比较器的负输入端分别接基准电压和电流源的输出；电流源的输出还通过第二电容Css后接地；第一比较器的输出端接RS触发器的S输入端；分压器的输出端接单次计时器的一个输入端，单次计时器的另一个输入端接RS触发器的输出端，单次计时器的输出端接RS触发器的R输入端；RS触发器的输出端接驱动模块的输入端；

所述单次计时器由第一PMOS管M0、第二PMOS管M1、第三PMOS管M2、第一NMOS管M3、第二NMOS管M4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三电容CAP构成和第二比较器；第一PMOS管M0的源极接电源，其栅极接偏置电流；第二PMOS管M1的源极接电源，其栅极与漏极互连；第三PMOS管M2的源极接电源，其栅极接第二PMOS管M1的漏极；第一三极管Q1的发射极接第一PMOS管M0的漏极，第一三极管Q1的集电极接地；第二三极管Q2的基极接第一PMOS管M0的漏极，第二三极管Q2的集电极接第二PMOS管M1的漏极，第二三极管Q2的发射极通过第二电阻R2后接地；第三PMOS管M2的漏极通过第三电阻R3后接第一三极管Q1的基极；第一三极管Q1基极与第三电阻R3的连接点通过第一电阻R1后接电源，通过第三电容CAP后接地；第一NMOS管M3的漏极通过第四电阻R4后接电源，第一NMOS管M3的源极通过第五电阻R5后接地；第二NMOS管M4的漏极与第一三极管Q1基极、第三电阻R3、第一电阻R1、第三电容CAP的连接点接第二比较器的负输入端；第一NMOS管M3的栅极和第二NMOS管M4的栅极接RS触发器的输出端；第二比较器的正输入端接分压器的输出端，第二比较器的输出端为单次计时器的输出端。