CN104467095A - 基于acot架构的恒流恒压充电器芯片 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其通过采用导通时间控制电路和关断时间控制电路分别控制开关电路中第一开关管的导通时间和关断时间，使该充电器在能够实现恒压输出(CV)的基础上，还能够在负载处于恒流模式下时，通过控制第一开关管的导通时间以确保输出电流的峰值电流不变，同时通过控制第一开关管的关断时间以保证输出电流的电流谷底值也稳定，而负载电流就是输出电流的平均电流，因此便使该充电器也能够实现高精度的、不随输入、输出电压变化的恒流输出(CC)。

Description

基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片

技术领域

本发明涉及电路设计领域，尤其涉及一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片。

背景技术

随着手机、平板电脑等便携式电子产品的发展越来越快，这些电子产品在现代人的生活中越来越变得不可或缺，因此在车辆中加载充电器也越来越多地普及开来，以便人们在使用车辆出行时也能够方便地对携带的电子产品进行充电。目前市面上流行的车载车充芯片主要有以下几种实现方式：

1)由高压降压芯片直接用于车载车充，此类芯片是传统的降压芯片，优点是架构简单，系统成本较低；缺点是只有降压即恒定输出电压(CV)功能，没有恒流输出(CC)功能，为了防止芯片过流，导致手机充电爆炸，芯片内部需要有过流保护功能(OCP)，这在一定程度上降低了该芯片的适用性。芯片内部结构图如图1所示。

2)由传统的开关充电芯片直接用于车载车充，此类芯片优点是恒压输出(CV)和恒流输出(CC)精度都很高，且CV/CC是共用一个误差放大器，保证了两种状态切换的唯一性；缺点是芯片外围必须接入高精密的小电阻，架构复杂，成本较高，同时系统效率较低。芯片内部结构图如图2所示。

3)基于电流模的带有CC功能的车载车充芯片，此类芯片优点是外围器件简单，系统成本较低，恒流输出(CC)精度高；缺点是控制逻辑较为复杂，且CC点随输入电压变化，CV模式下动态响应较差，另外其CC/CV是软切换，在输出大电流的情况下，稳定性差。芯片内部结构图如图3所示。

4)现有的基于ACOT(Adjust Constant-on-time)架构的车载车充芯片，没有恒流(CC)功能，适用范围较窄。芯片内部结构图如图4所示。

发明内容

本发明提供一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，以在包含恒压充电功能的基础上实现高精度的、不随输入、输出电压变化的恒流充电功能。

为了实现上述目的，本发明提供一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，包括具有第一开关管的开关电路和控制电路，所述控制电路控制所述第一开关管的导通与关断，所述开关电路通过所述第一开关管的导通与关断将输入电压转换为输出电压以驱动负载，所述控制电路包括：导通时间控制电路，其产生一导通时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管的导通时间；以及关断时间控制电路，其产生一关断时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管的关断时间。

进一步的，所述导通时间控制电路包括计算导通时间模块和峰值电流检测模块，所述关断时间控制电路包括负载反馈回路和最小关断时间模块，在负载工作在恒压模式下时，所述第一开关管的导通时间由所述计算导通时间模块控制，关断时间由所述负载反馈回路控制；在负载工作在恒流模式下时，所述第一开关管的导通时间由所述峰值电流检测模块控制，关断时间由所述所属最小关断时间模块控制。

进一步的，所述计算导通时间模块包括输入电压相关电流产生模块、第一电流镜、第一电容、低通滤波器和第一电压比较器，所述输入电压相关电流产生模块产生表征与所述输入电压成比例的电压值的电流，该电流通过所述第一电流镜镜像给所述第一电容充电，所述第一电容负端接地，其正端接入所述第一电压比较器的正相输入端，所述第一开关管的开关信号在降压后接入所述低通滤波器的输入端，所述低通滤波器的输出端接入所述第一电压比较器的反相输入端，所述第一电压比较器在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一导通时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管导通。

进一步的，所述峰值电流检测模块包括缓冲器、第二电流镜、第一电阻、开关信号采样模块和第二电压比较器，所述缓冲器产生一参考电流，该参考电流通过所述第二电流镜镜像在所述第一电阻上产生一参考电压，所述第一电阻的一端接地，其另一端接入所述第二电压比较器的正相输入端，所述开关信号采样模块采样所述第一开关管的开关信号，并接入所述第二电压比较器的反相输入端，所述第二电压比较器在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一导通时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管导通。

进一步的，所述负载反馈回路包括第一电压放大器、锯齿波产生电路和第三电压比较器，所述第一电压放大器的正相输入端接入取自所述输出电压的反馈信号，其反相输入端接入一基准电压，所述第一电压放大器放大所述反馈信号与基准电压之间的差值，并通过其输出端输出一差值信号给所述第三电压比较器的反相输入端，所述锯齿波产生电路产生一锯齿波信号给所述第三电压比较器的正相输入端，所述第三电压比较器在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一关断时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管关断。

进一步的，所述锯齿波产生电路包括第一电压源、第一开关、第二开关、第三开关和第二电容，所述第一开关的一端接入所述第一电压源，其另一端接入所述第二电容的一端，所述第二电容的另一端接地，所述第二开关和第三开关并联，且其一共同端接入所述第二电容的一端，其另一共同端接入所述第三电压比较器的正相输入端，所述第一开关和第二开关通过所述关断时间控制信号控制其通断，所述第三开关通过所述导通时间控制信号控制其通断。

进一步的，所述最小关断时间模块包括第四电压比较器、第五电压比较器、第六电压比较器、第三电容、第四电容、第五电容、第一基准电压源、第一关联输出电压的电压源、第二关联输出电压的电压源、第三电流镜和三输入与非门，第三电流镜将所述表征与所述输入电压成比例的电压值的电流分别镜像给所述第三、第四、第五电容充电，所述第三、第四、第五电容的负端均接地，其正端分别接入所述第四、第五、第六电压比较器的正相输入端，所述第四、第五、第六电压比较器的反相输入端分别接入所述第一基准电压源、第一关联输出电压的电压源、第二关联输出电压的电压源，所述第四、第五、第六电压比较器的输出端分别接入所述三输入与非门的三个输入端，当所述第四、第五、第六电压比较器的正相输入端接收到的信号不都大于等于其反相输入端接收到的信号时，所述三输入与非门的输出端输出一关断时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管关断。

进一步的，所述第一关联输出电压的电压源包括第一自偏置电流源、第四电流镜和第二电阻，所述第一自偏置电流源的两个输入端分别接入第一基准电压和取自所述输出电压的反馈信号，并输出一第一偏置电流通过所述第四电流镜镜像在所述第二电阻上产生所述第一关联输出电压，所述第二电阻的一端接地，其另一端接入所述第五电压比较器的反相输入端。

进一步的，所述第二关联输出电压的电压源包括第二自偏置电流源、第五电流镜和第三电阻，所述第二自偏置电流源的两个输入端分别接入第二基准电压和取自所述输出电压的反馈信号，并输出一第二偏置电流通过所述第五电流镜镜像在所述第三电阻上产生所述第二关联输出电压，所述第三电阻的一端接地，其另一端接入所述第六电压比较器的反相输入端。

进一步的，所述控制电路还包括RS触发器，所述开关电路还包括第二开关管、驱动电路、滤波电感和滤波电容，所述导通时间控制电路和关断时间控制电路分别发送所述导通时间控制信号和关断时间控制信号给所述RS触发器的复位端和置位端，所述RS触发器在其置位端接收到高电平信号时持续发送一触发信号给所述驱动电路的输入端直至其复位，所述驱动电路的输入端在收到所述触发信号后分别发送一驱动信号给所述第一、第二开关管，以控制所述第一、第二开关管导通，所述第一、第二开关管导通后共同输出的电压经过所述滤波电感和滤波电容滤波后形成所述输出电压以驱动负载。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明提供的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片通过采用导通时间控制电路和关断时间控制电路分别控制开关电路中第一开关管的导通时间和关断时间，使该充电器在能够实现恒压输出(CV)的基础上，还能够在负载处于恒流模式下时，通过控制第一开关管的导通时间以确保输出电流的峰值电流不变，同时通过控制第一开关管的关断时间以保证输出电流的电流谷底值也稳定，而负载电流就是输出电流的平均电流，因此便使该充电器也能够实现高精度的、不随输入、输出电压变化的恒流输出(CC)。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步说明：

图1为现有技术中第一种车载车充芯片的内部结构图；

图2为现有技术中第二种车载车充芯片的内部结构图；

图3为现有技术中第三种车载车充芯片的内部结构图；

图4为现有技术中第四种车载车充芯片的内部结构图；

图5为本发明实施例提供的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片的内部结构图；

图6为本发明实施例提供的导通时间控制电路的内部结构图；

图7为本发明实施例提供的关断时间控制电路的内部结构图；

图8为本发明实施例提供的计算导通时间模块的内部结构图；

图9为本发明实施例提供的负载反馈回路的内部结构图；

图10为传统ACOT架构使用的纹波接收网络的结构示意图；

图11为本发明实施例提供的锯齿波产生电路的内部结构图；

图12为本发明实施例提供的第一开关管以及电感电流的波形图；

图13为本发明实施例提供的峰值电流检测模块的内部结构图；

图14为本发明实施例提供的最小关断时间模块的内部结构图；

图15为本发明实施例提供的第一关联输出电压的电压源的内部结构图；

图16为本发明实施例提供的第二关联输出电压的电压源的内部结构图；

图17为本发明实施例提供的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片的恒压恒流曲线图。

在图1至17中，

VIN：输入电压；VOUT：输出电压；Driver：驱动电路；Q1：第一开关管；Q2：第二开关管；L：滤波电感；C：滤波电容；Ton(Ton、CS)：导通时间控制信号；Toff(EA_COMP、Minoff)：关断时间控制信号；SW：开关信号；FB：反馈信号；EA_OUT：差值信号；Vramp：锯齿波信号；Vref：基准电压；VR：第一电压源；Vrefa：第一基准电压源；Va：第一关联输出电压的电压源；Vb：第二关联输出电压的电压源；VrefA：第一基准电压；VrefB：第二基准电压；Iref：参考电流；IL：电感电流；I_Vin、I_Vin2：表征与输入电压成比例的电压值的电流；Ra、Rb、Rc、Rd、Re：分压电阻；Rin：固定电阻；R1：第一电阻；R3：第二电阻；R4：第三电阻；Rext、R2、RA1、RB1：电阻；Qa、Qb、MS、MPo：MOS管；Qc：采样管；M1：第一电流镜；M2：第二电流镜；M3：第三电流镜；M4：第四电流镜；M5：第五电流镜；C1：第一电容；C2：第二电容；C3：第三电容；C4：第四电容；C5：第五电容；LPF：低通滤波器；AMP1：第一电压放大器；AMP2：电压比较器；A1：第一电压比较器；A2：第二电压比较器；A3：第三电压比较器；A4：第四电压比较器；A5：第五电压比较器；A6：第六电压比较器；Buffer：缓冲器；K1：第一开关；K2：第二开关；K3：第三开关；Aa：第一自偏置电流源；Ab：第二自偏置电流源；Ac：第三自偏置电流源。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比率，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明的核心思想在于，提供一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其通过采用导通时间控制电路和关断时间控制电路分别控制开关电路中第一开关管的导通时间和关断时间，使该充电器在能够实现恒压输出(CV)的基础上，还能够在负载处于恒流模式下时，通过控制第一开关管的导通时间以确保输出电流的峰值电流不变，同时通过控制第一开关管的关断时间以保证输出电流的电流谷底值也稳定，而负载电流就是输出电流的平均电流，因此便使该充电器也能够实现高精度的、不随输入、输出电压变化的恒流输出(CC)。

请参考图5至17，图5为本发明实施例提供的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片的内部结构图；图6为本发明实施例提供的导通时间控制电路的内部结构图；图7为本发明实施例提供的关断时间控制电路的内部结构图；图8为本发明实施例提供的计算导通时间模块的内部结构图；图9为本发明实施例提供的负载反馈回路的内部结构图；图10为传统ACOT架构使用的纹波接收网络的结构示意图；图11为本发明实施例提供的锯齿波产生电路的内部结构图；图12为本发明实施例提供的第一开关管以及电感电流的波形图；图13为本发明实施例提供的峰值电流检测模块的内部结构图；图14为本发明实施例提供的最小关断时间模块的内部结构图；图15为本发明实施例提供的第一关联输出电压的电压源的内部结构图；图16为本发明实施例提供的第二关联输出电压的电压源的内部结构图；图17为本发明实施例提供的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片的恒压恒流曲线图。

如图5所示，本发明实施例提供一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，包括具有第一开关管Q1的开关电路和控制电路，所述控制电路控制所述第一开关管Q1的导通与关断，所述开关电路通过所述第一开关管Q1的导通与关断将输入电压VIN转换为输出电压VOUT以驱动负载，所述控制电路包括：

导通时间控制电路，其产生一导通时间控制信号Ton给所述第一开关管Q1，以控制所述第一开关管Q1的导通时间；以及

关断时间控制电路，其产生一关断时间控制信号Toff给所述第一开关管Q1，以控制所述第一开关管Q1的关断时间。

具体的，所述控制电路还包括RS触发器，所述开关电路还包括第二开关管Q2、驱动电路Driver、滤波电感L和滤波电容C，所述导通时间控制电路和关断时间控制电路分别发送所述导通时间控制信号Ton和关断时间控制信号Toff给所述RS触发器的复位端和置位端，所述RS触发器在其置位端接收到高电平信号时持续发送一触发信号给所述驱动电路Driver的输入端直至其复位，所述驱动电路Driver的输入端在收到所述触发信号后分别发送一驱动信号给所述第一、第二开关管Q1、Q2，以控制所述第一、第二开关管Q1、Q2导通，所述第一、第二开关管Q1、Q2导通后共同输出的电压经过所述滤波电感L和滤波电容C滤波后形成所述输出电压VOUT以驱动负载。

进一步的，如图6和图7所示，所述导通时间控制电路包括计算导通时间模块和峰值电流检测模块，所述关断时间控制电路包括负载反馈回路和最小关断时间模块，在负载工作在恒压模式下时，所述第一开关管Q1的导通时间由所述计算导通时间模块控制，关断时间由所述负载反馈回路控制；在负载工作在恒流模式下时，所述第一开关管Q1的导通时间由所述峰值电流检测模块控制，关断时间由所述所属最小关断时间模块控制。

具体的，所述导通时间控制电路还包括一或门，所述计算导通时间模块和峰值电流检测模块分别输出其导通时间控制信号Ton和CS给所述或门的两个输入端，所述或门的输出端接入所述RS触发器的复位端。

具体的，所述关断时间控制电路还包括一与非门，所述负载反馈回路和最小关断时间模块分别输出其关断时间控制信号EA_COMP和Minoff给所述与非门的两个输入端，所述与非门的输出端接入所述RS触发器的置位端。

在恒压模式(CV)下：

该充电器就是自适应恒定导通时间的异步降压电压转换器。

如图8所示，所述计算导通时间模块包括输入电压相关电流产生模块、第一电流镜M1、第一电容C1、低通滤波器LPF和第一电压比较器A1，所述输入电压相关电流产生模块产生表征与所述输入电压成比例的电压值的电流，该电流通过所述第一电流镜M1镜像给所述第一电容C1充电，所述第一电容C1负端接地，其正端接入所述第一电压比较器A1的正相输入端，所述第一开关管Q1的开关信号SW在降压后接入所述低通滤波器LPF的输入端，所述低通滤波器LPF的输出端接入所述第一电压比较器A1的反相输入端，所述第一电压比较器A1在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一导通时间控制信号Ton给所述第一开关管Q1，以控制所述第一开关管Q1导通，同时表征与输入电压成比例的电压值的电流I_Vin还经过第一电流镜M1生成电流I_VIN2，该电流作为反馈提供给最小关掉时间模块(见图14)。

在本实施例中，所述输入电压相关电流产生模块由分压电阻Ra、Rb、Rc、MOS管Qa、Qb和第三自偏置电流源Ac组成，所述分压电阻Ra、Rb、Rc用于将输入电压VIN进行与其成比例的分压，再从中提取两个不同电压分别通过MOS管Qa、Qb形成两个表征与所述输入电压成比例的电压值的电流，并输入到所述第三自偏置电流源Ac(共栅放大器)的两个输入端，其支路电流为其两个输入端的电压差值除以固定电阻Rin，第一电流镜M1在接收到该支路电流后将便会其镜像给第一电容C1充电。在本发明提及的充电器芯片中，自偏置电流源和电流镜的概念及结构均为现有技术，故在此便不再赘述。

在本实施例中，所述开关信号SW通过分压电阻Rd、Re进行降压后，接入所述低通滤波器LPF，所属低通滤波器LPF为一LC滤波电路，其由两个电容和一个电感构成，以对降压后的开光信号SW进行低通滤波。

所述计算导通时间模块具体的推导过程如下

$\frac{\mathrm{Vin}}{K1\×\mathrm{Rin}}\×\mathrm{Ton}=\frac{\mathrm{Vout}}{K2}\×C1$

$\mathrm{Ton}=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}\×\frac{K1}{K2}\×\mathrm{Rin}\×C1$

$\mathrm{Ton}=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}\×\mathrm{Ts}$

$\mathrm{Ts}=\frac{K1}{K2}\×\mathrm{Rin}\×C1$

$\mathrm{Fsw}=\frac{1}{\mathrm{Ts}}=\frac{K2}{K1*\mathrm{Rin}*C1}$

其中， $K1=\frac{R2}{R2+R1+R3}$

$K2=\frac{R5}{R4+R5}$

从以上推导可得出，在该充电器芯片工作在恒压模式，且在连续导通模式CCM(Continous conduction Mode)下，芯片的工作频率不随输入电压VIN，输出电压VOUT的变化而变化，是一种准恒定频率的工作模式。

如图9所示，所述负载反馈回路包括第一电压放大器AMP1、锯齿波产生电路和第三电压比较器A3，所述第一电压放大器AMP1的正相输入端接入取自所述输出电压VOUT的反馈信号FB，其反相输入端接入一基准电压Vref，所述第一电压放大器AMP1放大所述反馈信号FB与基准电压Vref之间的差值，并通过其输出端输出一差值信号EA_OUT给所述第三电压比较器A3的反相输入端，所述锯齿波产生电路产生一锯齿波信号Vramp给所述第三电压比较器A3的正相输入端，所述第三电压比较器A3在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一关断时间控制信号EA_COMP给所述第一开关管Q1，以控制所述第一开关管Q1关断，该电路在传统的ACOT架构基础上，加入了第一电压放大器AMP1，其可以将反馈信号FB上微小的变化放大，同时为了保证在输出采用陶瓷电容作为滤波电容C(此时由于电容的寄生电阻很小，输出电压的纹波很小)时芯片系统能稳定。

如图10所示，传统ACOT架构中一般使用纹波接收网络，具体电路如图11，它工作原理是：将电流通过Rr对电容Cr充电和放电，从而在Cr上形成“人为”的纹波，再加入反馈信号FB端，这样FB端纹波就是输出电容C上的纹波和接收网络中Cr上的‘人为’纹波的和，加大了FB端纹波，于是便就可以满足ACOT架构稳定性的条件。但是由于这个接收网络是在芯片外部，增加了芯片系统的成本。

在本实施例中，如图11所示，本发明采用了一个锯齿波产生电路，其集成在芯片内部，该设计同样可以使芯片稳定输出电压，同时降低了成本。所述锯齿波产生电路包括第一电压源VR、第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3和第二电容C2，所述第一开关K1的一端接入所述第一电压源VR，其另一端接入所述第二电容C2的一端，所述第二电容C2的另一端接地，所述第二开关K2和第三开关K3并联，且其一共同端接入所述第二电容C2的一端，其另一共同端接入所述第三电压比较器A3的正相输入端，所述第一开关K1和第二开关K2通过所述关断时间控制信号Toff控制其通断，所述第三开关K2通过所述导通时间控制信号Ton控制其通断，通过该电路便可产生一与第一开关管Q1开关时间有关的锯齿波信号Vramp。

在恒流模式(CC)下：

该充电器要求在零电平到设定的输出电压VOUT的全范围内，输出电流(即电感电流IL)不随输出电压VOUT、输入电压VIN、温度等外围器件因素的影响，而保持不变。所述第一开关管Q1的波形和相应电感电流IL的波形如图12所示，根据降压转换器(即第一开关管Q1)的工作原理，在其导通阶段，电流是线性上升的，其电流上升的斜率为K＝(Vin-Vout)/L；在其关断阶段，电流是线性下降的，其电流下降的斜率为K＝Vout/L，而负载电流就是电感电流IL的平均电流值。所以本发明提供的充电器在确保电感电流IL峰值电流不变的情况下，同时保证电感电流IL谷底值也稳定，以此使该充电器能够实现高精度的、不随输入电压VIN、输出电压VOUT变化的恒流输出。

如图13所示，所述峰值电流检测模块包括缓冲器Buffer、第二电流镜M2、第一电阻R1、开关信号采样模块和第二电压比较器A2，所述缓冲器Buffer产生一参考电流，该参考电流通过所述第二电流镜M2镜像在所述第一电阻R1上产生一参考电压，所述第一电阻R1的一端接地，其另一端接入所述第二电压比较器A2的正相输入端，所述开关信号采样模块采样所述第一开关管Q1的开关信号SW，并接入所述第二电压比较器A2的反相输入端，所述第二电压比较器A2在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一导通时间控制信号CS给所述第一开关管Q1，以控制所述第一开关管Q1导通。

在本实施例中，所述缓冲器Buffer由一放大器、一三极管和一电阻Rext组成，放大器的输出端与三极管的栅极相接，其一输入端与三极管的源极相接，并接电阻Rext后接地，其另一输入端接入基准电压Vref，并由三极管的漏极输出一参考电流给所述第二电流镜M2。

在本实施例中，所述开关信号采样模块包括MOS管MS、MPo、电压比较器AMP2、采样管Qc和电阻R2，所述两个MOS管MS、MPo共栅连接，其漏极共接输入电压VIN，其一源极接入第一开关管Q1的开关信号SW和所述电压比较器AMP2的一输入端，其另一源极接入所述采样管Qc的漏极和所述电压比较器AMP2的另一输入端，所述电压比较器AMP2的输出端接入所述采样管Qc的栅极，所述采样管Qc接电阻Rf采样电压后接地，电阻R2采样后的电压接入所述第二电压比较器A2的反相输入端，所述电压比较器AMP2用于将MOS管MS、MPo的输出电流与开关信号SW做比较，以保证其一致。

所述开关信号采样模块的计算公式如下：

$\frac{\mathrm{Vref}}{\mathrm{Rext}}\×R1=\frac{\mathrm{Io}\_\mathrm{peak}}{K}\×R2$

$\mathrm{Io}\_\mathrm{peak}=K\×\frac{\mathrm{Vref}}{\mathrm{Rext}}\×\frac{R1}{R2}$

其中，Io_peak为峰值输出电流。

从公式上看出，峰值输出电流是个不随输入电压VIN、输出电压COUT改变的固定值。

如图14所示，所述最小关断时间模块包括第四电压比较器A4、第五电压比较器A5、第六电压比较器A6、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第一基准电压源Vrefa、第一关联输出电压的电压源Va、第二关联输出电压的电压源Vb、第三电流镜M3和三输入与非门，第三电流镜M3将所述表征与所述输入电压VIN成比例的电压值的电流I_Vin2分别镜像给所述第三、第四、第五电容C3、C4、C5充电，所述第三、第四、第五电容C3、C4、C5的负端均接地，其正端分别接入所述第四、第五、第六电压比较器A4、A5、A6的正相输入端，所述第四、第五、第六电压比较器A4、A5、A6的反相输入端分别接入所述第一基准电压源Vrefa、第一关联输出电压的电压源Va、第二关联输出电压的电压源Vb，所述第四、第五、第六电压比较器A4、A5、A6的输出端分别接入所述三输入与非门的三个输入端，当所述第四、第五、第六电压比较器A4、A5、A6的正相输入端接收到的信号不都大于等于其反相输入端接收到的信号时，所述三输入与非门的输出端输出一关断时间控制信号Minoff给所述第一开关管Q1，以控制所述第一开关管Q1关断。

在本实施例中，如图15所示，所述第一关联输出电压的电压源Va包括第一自偏置电流源Aa、第四电流镜M4和第二电阻R3，所述第一自偏置电流源Aa的两个输入端分别接入第一基准电压VrefA和取自所述输出电压VOUT的反馈信号FB，并通过电阻RA1输出一第一偏置电流通过所述第四电流镜M4镜像在所述第二电阻R3上产生所述第一关联输出电压，所述第二电阻R3的一端接地，其另一端接入所述第五电压比较器A5的反相输入端。

进一步的，如图16所示，所述第二关联输出电压的电压源Vb包括第二自偏置电流源Ab、第五电流镜M5和第三电阻R4，所述第二自偏置电流源Ab的两个输入端分别接入第二基准电压VrefB和取自所述输出电压VOUT的反馈信号FB，并通过电阻RB1输出一第二偏置电流通过所述第五电流镜M5镜像在所述第三电阻R4上产生所述第二关联输出电压，所述第三电阻R4的一端接地，其另一端接入所述第六电压比较器A6的反相输入端。

所述最小关断时间模块在只引入单电压比较器时的计算公式如下：

电容充电时间为：

$\frac{\mathrm{VrefX}-\mathrm{Vout}/k1}{\mathrm{RA}1}\×\mathrm{RA}2\×C=(\mathrm{Iref}-\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Rin}})\×\mathrm{\ΔT}$

$\mathrm{\ΔT}=\frac{(\mathrm{VrefX}-\mathrm{Vout}/K1)}{(\mathrm{Iref}-\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Rin}})}\×K2\×C$

其中K1为反馈比例值，

电感平均电流即输出电流为：

$\mathrm{Io}=\mathrm{Ipeak}-\frac{1}{2}\mathrm{\ΔI}$

$\mathrm{\ΔI}=\frac{\mathrm{Vout}}{L}\×\mathrm{\ΔT}$

$\mathrm{\ΔT}=\frac{(\mathrm{VrefX}-\mathrm{Vout}/K1)}{(\mathrm{Iref}-\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Rin}})}\×K2\×C$

所以 $\mathrm{Io}=\mathrm{Ipeak}-\frac{1}{2}\×\frac{\mathrm{Vout}}{L}\×\frac{(\mathrm{VrefX}-\mathrm{Vout}/K1)}{(\mathrm{Iref}-\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Rin}})}\×K2\×C,$ Io为输出电流，Ipeak为峰值电流，Iref为参考电流。

从公式上分析，单电压比较器的输出电流和输出电压是二次关系，图形上看是抛物线，因此在本实施例中引入了三个电压比较器A4、A5、A6，其根据输出电压的不同值，取不同的基准电压VrefX(Vrefa、Va、Vb)，从图形的角度上看，就是采用多个抛物线通过一定的关系进行耦合使之近似于直线；同时公式中引入输入电压的变化，能消除输入电压的影响，这样就能使该充电器在输出电压、输入电压的全范围内，输出电流不随输出电压、输入电压改变。如图17所示的实际测试恒压恒流曲线，可以看出输出电流基本不随输入电压、输出电压改变，实现了恒流输出。

综上所述，本发明实施例提供的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片的主体架构是由自适应恒定导通时间(ACOT)架构组成，其特点是：

1)芯片系统全部采用比较器组成，系统的带宽很大，保证了系统动态响应好于电流模架构，特别适用于需要大电流输出的场合。

2)ACOT架构克服了传统COT架构工作频率随输入，输出电压改变而变化的问题，实现了CCM状态下的准恒定工作频率，DCM状态下降低工作频率，减少了功率开关管(第一、第二开关管Q1、Q2)的开关动作，减低了开关管的功耗，提高了轻载时效率，同时也降低了系统设计难度。特别是ACOT架构由于加入了斜波补偿(锯齿波产生电路)，即使在输出电容(滤波电容C)采用陶瓷电容，输出纹波很小(小于20毫伏)的情况下也能保证输出电压VOUT稳定。

3)CC和CV环路是分开的，任何引起CC工作点变化的因素，都能通过反馈的回路，来控制开关管关断时间，在控制电感电流IL的峰值不变的情况下，通过控制电感电流IL的谷点(电感电流IL的谷底值是由关断时间决定的)，就能够保证其平均电流不变，而输出电流就是电感电流IL的平均值，因此这个值不会随输入电压VIN、输出电压VOUT改变，实现了高精度的恒流输出(CC)。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些改动和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，包括具有第一开关管的开关电路和控制电路，所述控制电路控制所述第一开关管的导通与关断，所述开关电路通过所述第一开关管的导通与关断将输入电压转换为输出电压以驱动负载，其特征在于，所述控制电路包括：

导通时间控制电路，其产生一导通时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管的导通时间；以及

关断时间控制电路，其产生一关断时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管的关断时间。

2.根据权利要求1所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述导通时间控制电路包括计算导通时间模块和峰值电流检测模块，所述关断时间控制电路包括负载反馈回路和最小关断时间模块，在负载工作在恒压模式下时，所述第一开关管的导通时间由所述计算导通时间模块控制，关断时间由所述负载反馈回路控制；在负载工作在恒流模式下时，所述第一开关管的导通时间由所述峰值电流检测模块控制，关断时间由所述所属最小关断时间模块控制。

3.根据权利要求2所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述计算导通时间模块包括输入电压相关电流产生模块、第一电流镜、第一电容、低通滤波器和第一电压比较器，所述输入电压相关电流产生模块产生表征与所述输入电压成比例的电压值的电流，该电流通过所述第一电流镜镜像给所述第一电容充电，所述第一电容负端接地，其正端接入所述第一电压比较器的正相输入端，所述第一开关管的开关信号在降压后接入所述低通滤波器的输入端，所述低通滤波器的输出端接入所述第一电压比较器的反相输入端，所述第一电压比较器在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一导通时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管导通。

4.根据权利要求2所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述峰值电流检测模块包括缓冲器、第二电流镜、第一电阻、开关信号采样模块和第二电压比较器，所述缓冲器产生一参考电流，该参考电流通过所述第二电流镜镜像在所述第一电阻上产生一参考电压，所述第一电阻的一端接地，其另一端接入所述第二电压比较器的正相输入端，所述开关信号采样模块采样所述第一开关管的开关信号，并接入所述第二电压比较器的反相输入端，所述第二电压比较器在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一导通时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管导通。

5.根据权利要求2所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述负载反馈回路包括第一电压放大器、锯齿波产生电路和第三电压比较器，所述第一电压放大器的正相输入端接入取自所述输出电压的反馈信号，其反相输入端接入一基准电压，所述第一电压放大器放大所述反馈信号与基准电压之间的差值，并通过其输出端输出一差值信号给所述第三电压比较器的反相输入端，所述锯齿波产生电路产生一锯齿波信号给所述第三电压比较器的正相输入端，所述第三电压比较器在其正相输入端接收到的信号大于等于其反相输入端接收到的信号时，输出一关断时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管关断。

6.根据权利要求5所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述锯齿波产生电路包括第一电压源、第一开关、第二开关、第三开关和第二电容，所述第一开关的一端接入所述第一电压源，其另一端接入所述第二电容的一端，所述第二电容的另一端接地，所述第二开关和第三开关并联，且其一共同端接入所述第二电容的一端，其另一共同端接入所述第三电压比较器的正相输入端，所述第一开关和第二开关通过所述关断时间控制信号控制其通断，所述第三开关通过所述导通时间控制信号控制其通断。

7.根据权利要求3所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述最小关断时间模块包括第四电压比较器、第五电压比较器、第六电压比较器、第三电容、第四电容、第五电容、第一基准电压源、第一关联输出电压的电压源、第二关联输出电压的电压源、第三电流镜和三输入与非门，第三电流镜将所述表征与所述输入电压成比例的电压值的电流分别镜像给所述第三、第四、第五电容充电，所述第三、第四、第五电容的负端均接地，其正端分别接入所述第四、第五、第六电压比较器的正相输入端，所述第四、第五、第六电压比较器的反相输入端分别接入所述第一基准电压源、第一关联输出电压的电压源、第二关联输出电压的电压源，所述第四、第五、第六电压比较器的输出端分别接入所述三输入与非门的三个输入端，所述三输入与非门的输出端输出一关断时间控制信号给所述第一开关管，以控制所述第一开关管关断。

8.根据权利要求7所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述第一关联输出电压的电压源包括第一自偏置电流源、第四电流镜和第二电阻，所述第一自偏置电流源的两个输入端分别接入第一基准电压和取自所述输出电压的反馈信号，并输出一第一偏置电流通过所述第四电流镜镜像在所述第二电阻上产生所述第一关联输出电压，所述第二电阻的一端接地，其另一端接入所述第五电压比较器的反相输入端。

9.根据权利要求7所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述第二关联输出电压的电压源包括第二自偏置电流源、第五电流镜和第三电阻，所述第二自偏置电流源的两个输入端分别接入第二基准电压和取自所述输出电压的反馈信号，并输出一第二偏置电流通过所述第五电流镜镜像在所述第三电阻上产生所述第二关联输出电压，所述第三电阻的一端接地，其另一端接入所述第六电压比较器的反相输入端。

10.根据权利要求1至9任一项所述的基于ACOT架构的恒流恒压充电器芯片，其特征在于，所述控制电路还包括RS触发器，所述开关电路还包括第二开关管、驱动电路、滤波电感和滤波电容，所述导通时间控制电路和关断时间控制电路分别发送所述导通时间控制信号和关断时间控制信号给所述RS触发器的复位端和置位端，所述RS触发器在其置位端接收到高电平信号时持续发送一触发信号给所述驱动电路的输入端直至其复位，所述驱动电路的输入端在收到所述触发信号后分别发送一驱动信号给所述第一、第二开关管，以控制所述第一、第二开关管导通，所述第一、第二开关管导通后共同输出的电压经过所述滤波电感和滤波电容滤波后形成所述输出电压以驱动负载。