CN111245233A - 一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路 - Google Patents

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Abstract

本发明请求保护一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，包括正比输入电压的电流产生电路及自适应关断时间产生核心电路。正比输入电压的电流产生电路采用PMOS管M5与电阻R2串联采样输入电压Vin，放大器A1及电阻R1提取PMOS管M5的栅源电压，实现正比于输入电压Vin的电容C1充电电流；自适应关断时间产生核心电路采用两对电流镜及3个电阻来采样降压型电源转换器输出端Vout的电压Vout，使得关断时间跟随电压Vin、电压Vout变化而变化进而实现自适应调整，电路电流与降压型电源转换器的负载电流无关，开关频率不受负载电流影响，从而实现了一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路。

Description

一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路
技术领域
本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路。
背景技术
随着便携式电子产品发展，降压型电源转换器已成为计算机、手机等电子产品必不可少的组成部分，其性能直接影响电子产品的性能特性。降压型电源转换器需要控制模块来对输出进行调整从而使得降压型电源转换器的输出稳定在一定值，降压型电源转换器的时间产生电路决定降压型电源转换器的功率管的开/关时间，从而决定降压型电源转换器的工作频率。
图1为一种自适应导通时间产生电路，电阻R1与电阻R2串联直接采样输入端Vin电压并通过放大器OPA作用在电阻R3上产生电容C1的充电电流，电容C1的电压为比较器COMP的同相输入端电压；电阻R4与电阻R5串联直接采样降压型电源转换器输出端Vout的电压，并作为比较器COMP的反相输入端电压；比较器COMP的输出端Vlin信号通过降压型电源转换器的逻辑电路并反馈到NMOS管M1的栅极，从而实现降压型电源转换器的工作频率。无论怎样，该传统自适应导通时间产生电路采用电阻R1、电阻R2串联直接采采样输入端Vin电压，采用电阻R4、电阻R5串联直接采样降压型电源转换器输出端Vout的电压，因而具有功耗大、易受负载电流影响等问题，其影响降压型电源转换器的性能特性。
发明内容
本发明旨在解决现有技术中的问题。提出了一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路。本发明的技术方案如下：
一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其包括：正比输入电压的电流产生电路及自适应关断时间产生核心电路，其中，所述正比输入电压的电流产生电路的信号输出端与所述自适应关断时间产生核心电路的信号输入端相连，所述正比输入电压的电流产生电路为所述自适应关断时间产生核心电路提供偏置信号。
进一步的，所述正比输入电压的电流产生电路包括：NMOS管M1、NMOS管M2、PMOS管M3、PMOS管M4、PMOS管M5、PMOS管M6、电阻R1、电阻R2及放大器A1，其中PMOS管M3的源极分别与PMOS管M4的源极、电阻R1的一端、PMOS管M5的源极、PMOS管M6的源极及输入端Vin相连，PMOS管M3的栅极分别与PMOS管M4的栅极、PMOS管M3的漏极以及NMOS管M1的漏极相连，NMOS管M1的源极分别与NMOS管M2的源极及与外部地GND相连，PMOS管M4的漏极分别与PMOS管M6的漏极以及PMOS管M7的源极相连，电阻R1的另一端分别与放大器A1的输出端、放大器A1的反相输入端、NMOS管M2的漏极、NMOS管M2的栅极以及NMOS管M1的栅极相连，PMOS管M5的栅极分别与PMOS管M6的栅极、PMOS管M5的漏极、放大器A1的同相输入端以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与外部地GND相连。
进一步的，所述正比输入电压的电流产生电路中，所有MOS管均工作在饱和区，放大器A1为单位增益负反馈连接，放大器A1增益Ad>>1，二极管连接PMOS管M5与电阻R2串联来采样输入电压Vin，NMOS管M1与NMOS管M2具有相同的沟道宽长比，PMOS管M3与PMOS管M4具有相同的沟道宽长比，PMOS管M5与PMOS管M6具有相同的沟道宽长比，电阻R1与电阻R2具有相同的阻值，则PMOS管M4的漏极电流ID4与PMOS管M6的漏极电流ID6有ID4+ID6＝Vin/R1，其中Vin为输入端Vin的电压，R1为电阻R1的阻值。
进一步的，所述自适应关断时间产生核心电路包括：PMOS管M7、NMOS管M8、PMOS管M9、PMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12、电容C1、电阻R3、电阻R4、电阻R5以及比较器CMP，其中PMOS管M7的栅极与偏置信号端Vb相连，PMOS管M7的漏极分别与电容C1的一端、NMOS管M8的漏极以及比较器CMP的同相输入端相连，电容C1的另一端分别与NMOS管M8的源极以及外部地GND相连，NMOS管M8的栅极与信号端Vlout相连，电阻R5的一端与输入端Vin相连，电阻R5的另一端与PMOS管M9的源极相连，PMOS管M9的栅极分别与PMOS管M10的栅极、PMOS管M9的漏极以及NMOS管M11的漏极相连，PMOS管M10的源极与降压型开关电源的输出端Vout相连，PMOS管M10的漏极分别与NMOS管M12的漏极、NMOS管M12的栅极以及NMOS管M11的栅极相连，NMOS管M12的源极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端分别与电阻R3的一端以及外部地GND相连，电阻R3的另一端分别与NMOS管M11的源极以及比较器CMP的反相输入端相连，比较器CMP的输出端与输出端Vlin相连。
进一步的，所述自适应关断时间产生核心电路中，PMOS管M7的漏极电流ID7有ID7＝Vin/R1,电流ID7对电容C1进行充电，比较器CMP的同相输入端电压VP有VP＝(VinToff)/(R1C1)，其中Toff为关断时间，Vin为输入端Vin的电压，R1为电阻R1的阻值，C1为电容C1的电容值；PMOS管M9、PMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12均工作在饱和区，PMOS管M9与PMOS管M10构成电流镜具有相同的沟道宽长比，NMOS管M11与NMOS管M12构成电流镜具有相同的沟道宽长比，电阻R3与电阻R4具有相同的阻值，PMOS管M11的漏极电流ID11为ID11＝(Vin-Vout)/R5，其中R5为电阻R5的阻值，Vout为降压型开关电源输出端Vout的电压；PMOS管M11的漏极电流ID11与Vin-Vout成正比。
进一步的，所述自适应关断时间产生核心电路中，比较器CMP的反相输入端电压VN为VN＝(Vin-Vout)R3/R5，其中R3与R5分别为电阻R3与电阻R5的阻值，Vin为输入端Vin的电压，Vout为降压型开关电源输出端Vout的电压；当比较器CMP同相输入端电压VP上升到比较器CMP反相输入端电压VN时即VP＝VN时比较器CMP输出翻转，关断时间Toff有
Figure BDA0002387949770000031
其中R1为电阻R1的阻值，C1为电容C1的电容值，电路的关断时间Toff跟随电压Vin、电压Vout的变化而变化进而实现自适应调整；降压型开关电源转换器的占空比D有D＝Vout/Vin，则开关频率fsw为
Figure BDA0002387949770000041
开关频率fsw仅与电阻R1、电阻R3、电阻R5的阻值以及电容C1的电容值有关，避免负载电流影响电路开关频率fsw，因而不需增加额外电路来消除负载电流影响，从而简化了降压型开关电源转换器的设计复杂度。
本发明的优点及有益效果如下：
本发明本通过提供一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其包括正比输入电压的电流产生电路以及自适应关断时间产生核心电路，其中所述正比输入电压的电流产生电路的信号输出端与所述自适应关断时间产生核心电路的信号输入端相连，所述正比输入电压的电流产生电路为所述自适应关断时间产生核心电路提供偏置信号；所述正比输入电压的电流产生电路采用二极管连接PMOS管M5与电阻R2串联采样输入电压Vin，采用单位增益连接的放大器A1以及电阻R1提取PMOS管M5的栅源电压，并通过三对电流镜产生正比于输入端电压Vin的电容C1充电电流；所述自适应关断时间产生核心电路采用两对电流镜以及3个电阻来采样降压型电源转换器输出端Vout的电压Vout，使得本支路电流与降压型电源转换器的负载电流无关，有效地克服了传统电路受负载电流影响的问题，相对传统方案通过采用增加电路来消除负载电流影响，本发明不需额外电路，简化了降压型开关电源转换器的设计复杂度，从而实现一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路。
附图说明
图1是传统自适应导通时间产生电路原理图；
图2为本发明提供优选实施例的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路原理图；
图3为本发明提供优选实施例适用的降压型开关电源系统框图；
图4为本发明提供优选实施例适用的降压型开关电源的参考电压Vref、反馈电压Vfb、电感电流iL与自适应关断时间产生电路产生的关断时间Toff等波形图；
图5为本发明提供优选实施例的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路产生的开关频率fsw仿真曲线。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。
本发明解决上述技术问题的技术方案是：
本申请实施例中所述正比输入电压的电流产生电路采用二极管连接PMOS管M5与电阻R2串联采样输入电压Vin，采用单位增益连接的放大器A1以及电阻R1提取PMOS管M5的栅源电压，并通过三对电流镜产生正比于输入端电压Vin的电容C1充电电流；所述自适应关断时间产生核心电路采用两对电流镜以及3个电阻来采样降压型电源转换器输出端Vout的电压Vout，使得本支路电流与降压型电源转换器的负载电流无关，有效地克服了传统电路受负载电流影响的问题，相对传统方案通过采用增加电路来消除负载电流影响，本发明不需额外电路，简化了降压型开关电源转换器的设计复杂度，从而实现一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路。
为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式，对上述技术方案进行详细说明。
实施例
一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，如图2所示，包括正比输入电压的电流产生电路1以及自适应关断时间产生核心电路2；其中，所述正比输入电压的电流产生电路1的信号输出端与所述自适应关断时间产生核心电路2的信号输入端相连，所述正比输入电压的电流产生电路1为所述自适应关断时间产生核心电路2提供偏置信号。
所述正比输入电压的电流产生电路1采用二极管连接PMOS管M5与电阻R2串联采样输入电压Vin，采用单位增益连接的放大器A1以及电阻R1提取PMOS管M5的栅源电压，并通过三对电流镜产生正比于输入端电压Vin的电容C1充电电流，有效地降低了电路的功耗；所述自适应关断时间产生核心电路2采用两对电流镜以及3个电阻来采样降压型电源转换器输出端Vout的电压Vout，降低了电路功耗，同时本支路电流与降压型电源转换器的负载电流无关，有效地克服了传统电路受负载电流影响的问题，相对传统方案通过采用增加电路来消除负载电流影响，本发明不需额外电路，简化了降压型开关电源转换器的设计复杂度。
作为一种优选的技术方案，如图2所示，所述正比输入电压的电流产生电路1包括：NMOS管M1、NMOS管M2、PMOS管M3、PMOS管M4、PMOS管M5、PMOS管M6、电阻R1、电阻R2及放大器A1，其中PMOS管M3的源极分别与PMOS管M4的源极、电阻R1的一端、PMOS管M5的源极、PMOS管M6的源极及输入端Vin相连，PMOS管M3的栅极分别与PMOS管M4的栅极、PMOS管M3的漏极以及NMOS管M1的漏极相连，NMOS管M1的源极分别与NMOS管M2的源极及与外部地GND相连，PMOS管M4的漏极分别与PMOS管M6的漏极以及PMOS管M7的源极相连，电阻R1的另一端分别与放大器A1的输出端、放大器A1的反相输入端、NMOS管M2的漏极、NMOS管M2的栅极以及NMOS管M1的栅极相连，PMOS管M5的栅极分别与PMOS管M6的栅极、PMOS管M5的漏极、放大器A1的同相输入端以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与外部地GND相连。
所述自适应关断时间产生核心电路2包括：PMOS管M7、NMOS管M8、PMOS管M9、PMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12、电容C1、电阻R3、电阻R4、电阻R5以及比较器CMP，其中PMOS管M7的栅极与偏置信号端Vb相连，PMOS管M7的漏极分别与电容C1的一端、NMOS管M8的漏极以及比较器CMP的同相输入端相连，电容C1的另一端分别与NMOS管M8的源极以及外部地GND相连，NMOS管M8的栅极与信号端Vlout相连，电阻R5的一端与输入端Vin相连，电阻R5的另一端与PMOS管M9的源极相连，PMOS管M9的栅极分别与PMOS管M10的栅极、PMOS管M9的漏极以及NMOS管M11的漏极相连，PMOS管M10的源极与降压型开关电源的输出端Vout相连，PMOS管M10的漏极分别与NMOS管M12的漏极、NMOS管M12的栅极以及NMOS管M11的栅极相连，NMOS管M12的源极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端分别与电阻R3的一端以及外部地GND相连，电阻R3的另一端分别与NMOS管M11的源极以及比较器CMP的反相输入端相连，比较器CMP的输出端与输出端Vlin相连。
所述正比输入电压的电流产生电路1中，放大器A1(增益Ad>>1)为单位增益负反馈连接，则放大器A1的输出电压VA为
VA＝Vin-|VGS5| (1)
其中，Vin为输入端Vin的电压，VGS5为PMOS管M5的栅-源电压；NMOS管M1与NMOS管M2具有相同的沟道宽长比且均工作在饱和区，PMOS管M3与PMOS管M4具有相同的沟道宽长比且均工作在饱和区，则PMOS管M4的漏极电流ID4为
Figure BDA0002387949770000071
其中，R1为电阻R1的阻值；PMOS管M5与PMOS管M6具有相同的沟道宽长比且均工作在饱和区，则PMOS管M6的漏极电流ID6为
Figure BDA0002387949770000072
其中，R2为电阻R2的阻值；电阻R1与电阻R2具有相同的阻值，由式(2)与式(3)有ID4+ID6＝Vin/R1。
所述自适应关断时间产生核心电路2中，PMOS管M7的漏极电流ID7有ID7＝ID4+ID6＝Vin/R1,电流ID7对电容C1进行充电，则比较器CMP的同相输入端电压VP有
Figure BDA0002387949770000081
其中，C1为电容C1的电容值，Toff为关断时间；PMOS管M9与PMOS管M10具有相同的沟道宽长比且均工作在饱和区，NMOS管M11与NMOS管M12具有相同的沟道宽长比且均工作在饱和区，电阻R3与电阻R4具有相同的阻值，PMOS管M9与PMOS管M10构成电流镜，NMOS管M11与NMOS管M12构成电流镜，则PMOS管M11的漏极电流ID11为
Figure BDA0002387949770000082
其中，R5为电阻R5的阻值，Vout为降压型开关电源输出端Vout的电压；由式(5)可知，PMOS管M11的漏极电流ID11与Vin-Vout成正比，相对传统电路与Vout成正比实现的方式，有效地减少电路的功耗；同时，比较器CMP的反相输入端电压VN为
Figure BDA0002387949770000083
其中，R3为电阻R3的阻值；当VP上升到VN时(即VP＝VN)比较器CMP输出翻转，则关断时间Toff有：
Figure BDA0002387949770000084
由式(7)可知，电路的关断时间Toff跟随电压Vin、电压Vout等变化而变化，实现自适应调整；降压型开关电源转换器的占空比D有D＝Vout/Vin，则开关频率fsw为
Figure BDA0002387949770000085
式中，T为降压型开关电源转换器的开关周期，由式(7)与式(8)有
Figure BDA0002387949770000086
由式(9)可知，开关频率fsw仅与电阻R1、电阻R3、电阻R5等的阻值以及电容C1的电容值有关，与降压型电源转换器的负载电流无关，从而有效地克服了传统电路受负载电流影响的问题；相对传统方案通过采用增加电路来消除负载电流影响，本发明不需额外电路，简化了降压型开关电源转换器的设计复杂度。
图4为本发明适用的降压型开关电源的参考电压Vref、反馈电压Vfb、电感电流iL与本发明的自适应关断时间产生电路产生的关断时间Toff等波形图；图5为本发明用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路产生的开关频率fsw仿真曲线。仿真结果表明，降压型开关电源的输入电压Vin为9V及输出电压Vout为5V时，电路获得956.5kHz的开关频率。
本申请的上述实施例中，一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，包括正比输入电压的电流产生电路以及自适应关断时间产生核心电路。本申请实施例采用二极管连接PMOS管M5与电阻R2串联采样输入电压Vin，采用单位增益连接的放大器A1以及电阻R1提取PMOS管M5的栅源电压，并通过三对电流镜产生正比于输入电压Vin的电容C1充电电流，有效地降低了电路功耗；采用两对电流镜以及3个电阻来采样降压型电源转换器输出端Vout的电压Vout，有效地降低了电路功耗，同时本支路电流与降压型电源转换器的负载电流无关，有效地克服了传统电路受负载电流影响的问题，相对传统方案通过采用增加电路来消除负载电流影响，不需额外电路，简化了降压型开关电源转换器的设计复杂度，从而实现一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路。
以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。

Claims (6)

1.一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其特征在于，包括：正比输入电压的电流产生电路(1)及自适应关断时间产生核心电路(2)，其中，所述正比输入电压的电流产生电路(1)的信号输出端与所述自适应关断时间产生核心电路(2)的信号输入端相连，所述正比输入电压的电流产生电路(1)为所述自适应关断时间产生核心电路(2)提供偏置信号。
2.根据权利要求1所述的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其特征在于，所述正比输入电压的电流产生电路(1)包括：NMOS管M1、NMOS管M2、PMOS管M3、PMOS管M4、PMOS管M5、PMOS管M6、电阻R1、电阻R2及放大器A1，其中PMOS管M3的源极分别与PMOS管M4的源极、电阻R1的一端、PMOS管M5的源极、PMOS管M6的源极及输入端Vin相连，PMOS管M3的栅极分别与PMOS管M4的栅极、PMOS管M3的漏极以及NMOS管M1的漏极相连，NMOS管M1的源极分别与NMOS管M2的源极及与外部地GND相连，PMOS管M4的漏极分别与PMOS管M6的漏极以及PMOS管M7的源极相连，电阻R1的另一端分别与放大器A1的输出端、放大器A1的反相输入端、NMOS管M2的漏极、NMOS管M2的栅极以及NMOS管M1的栅极相连，PMOS管M5的栅极分别与PMOS管M6的栅极、PMOS管M5的漏极、放大器A1的同相输入端以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与外部地GND相连。
3.根据权利要求2所述的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其特征在于，所述正比输入电压的电流产生电路(1)中，所有MOS管均工作在饱和区，放大器A1为单位增益负反馈连接，放大器A1增益Ad>>1，二极管连接PMOS管M5与电阻R2串联来采样输入电压Vin，NMOS管M1与NMOS管M2具有相同的沟道宽长比，PMOS管M3与PMOS管M4具有相同的沟道宽长比，PMOS管M5与PMOS管M6具有相同的沟道宽长比，电阻R1与电阻R2具有相同的阻值，则PMOS管M4的漏极电流ID4与PMOS管M6的漏极电流ID6有ID4+ID6＝Vin/R1，其中Vin为输入端Vin的电压，R1为电阻R1的阻值。
4.根据权利要求1-3之一所述的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其特征在于，所述自适应关断时间产生核心电路(2)包括：PMOS管M7、NMOS管M8、PMOS管M9、PMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12、电容C1、电阻R3、电阻R4、电阻R5以及比较器CMP，其中PMOS管M7的栅极与偏置信号端Vb相连，PMOS管M7的漏极分别与电容C1的一端、NMOS管M8的漏极以及比较器CMP的同相输入端相连，电容C1的另一端分别与NMOS管M8的源极以及外部地GND相连，NMOS管M8的栅极与信号端Vlout相连，电阻R5的一端与输入端Vin相连，电阻R5的另一端与PMOS管M9的源极相连，PMOS管M9的栅极分别与PMOS管M10的栅极、PMOS管M9的漏极以及NMOS管M11的漏极相连，PMOS管M10的源极与降压型开关电源的输出端Vout相连，PMOS管M10的漏极分别与NMOS管M12的漏极、NMOS管M12的栅极以及NMOS管M11的栅极相连，NMOS管M12的源极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端分别与电阻R3的一端以及外部地GND相连，电阻R3的另一端分别与NMOS管M11的源极以及比较器CMP的反相输入端相连，比较器CMP的输出端与输出端Vlin相连。
5.根据权利要求4所述的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其特征在于，所述自适应关断时间产生核心电路(2)中，PMOS管M7的漏极电流ID7有ID7＝Vin/R1,电流ID7对电容C1进行充电，比较器CMP的同相输入端电压VP有VP＝(VinToff)/(R1C1)，其中Toff为关断时间，Vin为输入端Vin的电压，R1为电阻R1的阻值，C1为电容C1的电容值；PMOS管M9、PMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12均工作在饱和区，PMOS管M9与PMOS管M10构成电流镜具有相同的沟道宽长比，NMOS管M11与NMOS管M12构成电流镜具有相同的沟道宽长比，电阻R3与电阻R4具有相同的阻值，PMOS管M11的漏极电流ID11为ID11＝(Vin-Vout)/R5，其中R5为电阻R5的阻值，Vout为降压型开关电源输出端Vout的电压；PMOS管M11的漏极电流ID11与Vin-Vout成正比。
6.根据权利要求5所述的一种用于降压型开关电源的自适应关断时间产生电路，其特征在于，所述自适应关断时间产生核心电路(2)中，比较器CMP的反相输入端电压VN为VN＝(Vin-Vout)R3/R5，其中R3与R5分别为电阻R3与电阻R5的阻值，Vin为输入端Vin的电压，Vout为降压型开关电源输出端Vout的电压；当比较器CMP同相输入端电压VP上升到比较器CMP反相输入端电压VN时即VP＝VN时比较器CMP输出翻转，关断时间Toff有
Figure FDA0002387949760000031
其中R1为电阻R1的阻值，C1为电容C1的电容值，电路的关断时间Toff跟随电压Vin、电压Vout的变化而变化进而实现自适应调整；降压型开关电源转换器的占空比D有D＝Vout/Vin，则开关频率fsw为
Figure FDA0002387949760000032
开关频率fsw仅与电阻R1、电阻R3、电阻R5的阻值以及电容C1的电容值有关。
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