CN113067555B - 误差放大器的增益补偿电路及开关电源 - Google Patents

误差放大器的增益补偿电路及开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种误差放大器的增益补偿电路、可变增益误差放大器系统及开关电源，应用于开关电源技术领域。具体的，在本发明提供的误差放大器的增益补偿电路中，其通过将与开关电源的开环增益成正比的所述开关电源的宽电压输入转换为与其负相关的第一电压的方式，从而实现降低了开关电源的宽电压输入对整个开关电源的开环增益的影响，从而更容易实现宽电压输入，方便用户设计，提高了开关电源芯片系统的可靠性。

Description

误差放大器的增益补偿电路及开关电源
技术领域
本发明涉及开关电路技术领域，尤其是涉及一种误差放大器的增益补偿电路及开关电源。
背景技术
随着科学的进步和电子商务的发展，人们对消费类和便捷式应用的电源管理芯片的要求也越来越高。得益于微电子技术的发展，开关电源已经进入了高度集成化的时代，便捷式电子产品在日常生活中扮演着至关重要的角色，不管是平板、手机、掌上电脑或者是以电池供电的其他便捷式电子产品，都在越发追求小型化、低功耗、稳定性。
目前，开关电源电路中通常会配置有负反馈网络和误差放大器。其中，误差放大器在开关电源中的作用是把输出端采样电压与基准电压进行比较放大，并将误差放大信号输入比较器来产生控制功率开关管的脉冲信号。其中，开关电源的电路系统的稳定性可以通过系统开环传递函数来判定，具体的，开关电源的电路系统的开环增益可以等于其包含的各功能模块的增益的乘积。
然而，由于在开关电源的开环增益中存在与输入电压VIN成正例关系的项，
而在目前的实际应用中，例如，在DC-DC电源PWM模式控制中，输入电压的变化范围又较大（如电瓶车仪表板，为了通用性，常会要求12V~72V输入条件下通用），并且，目前大多数常用的开关电源的开环增益均会随着输入电压的变化而变化。因此，在目前的实际应用中，多数开关电源常常会出现在低输入电压下工作正常的开关电源的电路板，在高输入电压时存在开关波形紊乱；或者，在输入电压为高压时瞬态响应良好的开关电源的电路板，在输入电压为低压下瞬态响应会变的很差，最终导致开关电源的性能下降，甚至异常的问题。
因此，如何在宽电压输入的情况下，使开关电源达到稳定的输出，即，开关电源的电路系统的开环增益为固定增益，成为了开关电路技术领域亟待解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种误差放大器的增益补偿电路、可变增益误差放大器系统及开关电源，以在保证开关电源的输出电压稳定的基础上，使开关电源更容易实现宽电压输入，以提高开关电源的性能和可靠性。
第一方面，为了解决上述技术问题，本发明提出一种误差放大器的增益补偿电路，包括：输入信号处理模块，用于接入相应的输入电压并输出与所述输入电压呈负相关的第一电压，且所述第一电压是关于所述输入电压的分段函数并用于使所述误差放大器的增益与所述输入电压呈负相关。
比较模块，用于接入一基准电压和所述输入电压，并将所述输入电压进行转换后与所述基准电压进行比较，且根据比较结果确定所述分段函数的分段位置。
其中，所述输入信号处理模块包括第一输入接口、第一至第六电阻、第一MOS管、第二MOS管、第一运算放大器和逻辑控制器。
所述第一输入接口一端接入所述输入电压，另一端与第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与第二电阻的一端、第四电阻的一端以及所述第一MOS管的源极连接；所述第二电阻的另一端与第三电阻的一端以及所述第二MOS管的漏极连接；所述第三电阻的另一端、所述第二MOS管的源极均与参考地端连接；所述第四电阻的另一端连接所述第一MOS管的漏极和第五电阻的一端，所述第五电阻的另一端与第六电阻的一端连接。
所述第一运算放大器包括同相输入端、反相输入端和输出端，所述第五电阻的另一端以及所述第六电阻的一端均连接所述第一运算放大器的反相输入端，所述第一运算放大器的同相输入端接入所述基准电压，所述第六电阻的另一端以及所述第一运算放大器的输出端相互连接并作为所述第一电压的输出端，连接所述误差放大器。
所述逻辑控制器包括第一输出端、第二输出端和输入端，所述第一输出端连接所述第一MOS管的栅极，所述第二输出端连接所述第二MOS管的栅极，所述逻辑控制器的输入端连接所述比较模块的输出端，所述逻辑控制器用于根据所述比较模块的输出来控制所述第一MOS管和所述第二MOS管的开关，以控制第二电阻和第四电阻接入电路与否，以确定所述分段函数的函数关系。
进一步的，所述比较模块可以包括：第七电阻、第八电阻和第二运算放大器，所述第二运算放大器可以包括同相输入端、反相输入端和输出端，其中，所述第七电阻的一端连接所述输入电压，所述第七电阻的另一端以及所述第八电阻的一端均连接所述第二运算放大器的反相输入端，所述第二运算放大器的同相输入端连接所述基准电压，且所述第二运算放大器的输出端连接所述逻辑控制器的输入端。
进一步的，所述第一运算放大器和/或所述第二运算放大器还可以包括供电端和接地端，所述第一运算放大器和/或所述第二运算放大器通过所述供电端获取电能，且所述第一运算放大器和/或所述第二运算放大器通过所述接地端与所述参考地端连接。
进一步的，所述误差放大器可以包括：第九电阻、第十电阻、第一三极管、第二三极管、第三三极管和跨导放大器的其他电路，其中，所述第一三极管的基极连接所述输入信号处理模块中的所述第一运算放大器的输出端，所述第一三极管的发射极与所述第九电阻以及所述第十电阻的一端连接，所述第一三极管的集电极与所述参考地端连接，且所述第九电阻的另一端连接所述跨导放大器的其他电路的供电端。
所述第二三极管的集电极以及基极均连接所述第十电阻的另一端，且所述第二三极管的基极还连接所述第三三极管的基极，所述第二三极管的发射极与所述参考地端连接。
所述第三三极管的集电极连接所述跨到放大器的其他电路的另一端，且所述第三三极管的发射极与所述参考地端连接。
进一步的，所述输入电压的典型范围可以为：12V~72V。
进一步的，所述第一MOS管和所述第二MOS管均可以为NMOS管。
第二方面，基于同一发明构思，本发明还提出一种可变增益误差放大器系统，具体的，所述可变增益误差放大器系统可以包括一误差放大器及其连接的如上所述的误差放大器的增益补偿电路。
第三方面，基于同一发明构思，本发明还提出一种开关电源，具体的，所述开关电源可以包括：如上所述的可变增益误差放大器系统、稳压模块、振荡器、驱动模块、频率补偿模块和功率管；其中，所述稳压模块可以用于为所述开关电源的各功能模块提供工作电压。
所述振荡器可以用于为形成锯齿波信号。
所述频率补偿模块可以用于将所述可变增益误差放大器系统输出的电流信号变换为电压信号，并对所述开关电源的开环传递函数的增益和相位进行补偿；
所述驱动模块可以用于比较所述锯齿波信号和所述可变增益误差放大器系统的输出信号，以形成脉冲调制信号。
所述功率管可以用于在所述脉冲调制信号的控制下开关，以调节所述开关电源的输出电压和/或输出电流至设定值。
进一步的，所述稳压模块还可以包括基准电压单元，以用于为所述可变增益误差放大器系统中的输入信号处理模块、比较模块和误差放大器提供所需的基准电压。
进一步的，所述开关电源可以为降压型开关电源。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明提供了一种误差放大器的增益补偿电路、可变增益误差放大器系统及开关电源，并且在本发明提供的误差放大器的增益补偿电路中，其通过将与开关电源的开环增益成正比的所述开关电源的宽电压输入转换为与其负相关的第一电压的方式，从而实现降低了开关电源的宽电压输入对整个开关电源的开环增益的影响，从而更容易实现宽电压输入，方便用户设计，提高了开关电源芯片系统的可靠性。
附图说明
图1为本发明一实施例中提供的一种误差放大器的增益补偿电路的电路示意图。
图2为本发明一实施例中提供的在理想情况下和在本发明实施例中的误差放大器 的偏置电流
Figure 923939DEST_PATH_IMAGE001
的对比示意图。
图3为本发明一实施例中提供的开关电源的输入电压与误差放大器的增益的变化关系曲线。
图4为本发明一实施例中降压型开关电源的电路示意图。
其中，附图中：
10-输入信号处理模块； 20-比较模块；
30-误差放大器； 40-稳压模块；
50-振荡器； 60-驱动模块；
70-频率补偿模块； 41-基准电压单元；
VIN-输入电压； V1-第一电压；
M1-第一MOS管； M2-第二MOS管；
M3-功率管； OP1-第一运算放大器；
COMP1-第二运算放大器； VREF-基准电压；
11-逻辑控制器； R1~R10-第一至第十电阻；
Q1-第一三极管； Q2-第二三极管；
Q3-第三三极管； 31-跨导放大器的其他电路；
GND-参考地端；
Figure 958891DEST_PATH_IMAGE001
-跨导放大器的偏置电流。
具体实施方式
为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且未按比例绘制，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。此外，附图所展示的结构往往是实际结构的一部分。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，有时会采用不同的比例。
如在本发明中所使用的，单数形式“一”、“一个”以及“该”包括复数对象，术语“或”通常是以包括“和/或”的含义而进行使用的，术语“若干”通常是以包括“至少一个”的含义而进行使用的，术语“至少两个”通常是以包括“两个或两个以上”的含义而进行使用的，此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者至少两个该特征，“一端”与“另一端”以及“近端”与“远端”通常是指相对应的两部分，其不仅包括端点，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。此外，如在本发明中所使用的，一元件设置于另一元件，通常仅表示两元件之间存在连接、耦合、配合或传动关系，且两元件之间可以是直接的或通过中间元件间接的连接、耦合、配合或传动，而不能理解为指示或暗示两元件之间的空间位置关系，即一元件可以在另一元件的内部、外部、上方、下方或一侧等任意方位，除非内容另外明确指出外。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
诚如背景技术所述，由于在开关电源的开环增益中存在与输入电压VIN成正例关系的项，而在目前的实际应用中，例如，在DC-DC电源PWM模式控制中，输入电压的变化范围又较大（如电瓶车仪表板，为了通用性，常会要求12V~72V输入条件下通用），并且，目前大多数常用的开关电源的开环增益均会随着输入电压的变化而变化。因此，在目前的实际应用中，多数开关电源常常会出现在低输入电压下工作正常的开关电源的电路板，在高输入电压时存在开关波形紊乱；或者，在输入电压为高压时瞬态响应良好的开关电源的电路板，在输入电压为低压下瞬态响应会变的很差，最终导致开关电源的性能下降，甚至异常的问题。
因此，如何在宽电压输入的情况下，使开关电源达到稳定的输出，即，开关电源的电路系统的开环增益为固定增益，成为了开关电路技术领域亟待解决的问题。
为此，本发明的核心思想在于提供一种误差放大器的增益补偿电路、可变增益误差放大器系统及开关电源，以在保证开关电源的输出电压稳定的基础上，使开关电源更容易实现宽电压输入，以提高开关电源的性能和可靠性。
以下将对本发明的一种误差放大器的增益补偿电路、可变增益误差放大器系统及开关电源作进一步的详细描述。下面将参照附图1和附图4对本发明进行更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以修改在此描述的本发明而仍然实现本发明的有利效果。因此，下列描述应当被理解为对于本领域技术人员的广泛知道，而并不作为对本发明的限制。
请参考图1，图1本发明本发明一实施例的误差放大器的增益补偿电路的电路示意图。如图1所示，在本发明提供的实施例中，所述误差放大器的增益补偿电路可以包括：输入信号处理模块10、比较模块20和误差放大器30。其中，
所述输入信号处理模块10，用于接入相应的输入电压VIN并输出与所述输入电压VIN呈负相关的第一电压V1，且所述第一电压V1是关于所述输入电压VIN的分段函数并用于使所述误差放大器30的增益与所述输入电压VIN呈负相关。
具体的，所述输入信号处理模块10可以包括第一输入接口（用于接入输入电压VIN）、第一至第六输入电阻、第一MOS管M1、第二MOS管M2、第一运算放大器OP1和逻辑控制器11。
其中，所述第一输入接口一端接入所述输入电压VIN，另一端与第一电阻R1的一端连接，所述第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端、第四电阻R4的一端以及所述第一MOS管M1的源极连接；所述第二电阻R2的另一端与第三电阻R3的一端以及所述第二MOS管M2的漏极连接；所述第三电阻R3的另一端、所述第二MOS管M2的源极均与参考地端GND连接；所述第四电阻R4的另一端连接所述第一MOS管M1的漏极和第五电阻R5的一端，所述第五电阻R5的另一端与第六电阻R6的一端连接。示例性的，所述第一MOS管M1和所述第二MOS管M2均可以为NMOS管。
所述第一运算放大器OP1具体可以包括同相输入端（+）、反相输入端（-）和输出端，所述第五电阻R5的另一端以及所述第六电阻R6的一端均连接所述第一运算放大器OP1的反相输入端（-），所述第一运算放大器OP1的同相输入端（+）接入所述基准电压VREF，所述第六电阻R6的另一端以及所述第一运算放大器OP1的输出端相互连接并作为所述第一电压V1的输出端，连接所述误差放大器30。
所述逻辑控制器11具体可以包括第一输出端、第二输出端和输入端，所述第一输出端连接所述第一MOS管M1的栅极，所述第二输出端连接所述第二MOS管M2的栅极，所述逻辑控制器11的输入端连接所述比较模块20的输出端，所述逻辑控制器11具体可以用于根据所述比较模块20的输出来控制所述第一MOS管M1和所述第二MOS管M2的开关，以控制第二电阻R2和第四电阻R4接入电路与否，以确定所述分段函数的函数关系。
进一步的，所述第一运算放大器OP1还可以包括供电端VCC和接地端，所述第一运算放大器OP1可以通过所述供电端VCC获取电能，且所述第一运算放大器OP1通过所述接地端与所述参考地端GND连接。
在本实施例中，对于直流-直流变换器，其包含的误差放大器多用跨导放大器来设 计，而常规的跨导放大器的增益
Figure 854035DEST_PATH_IMAGE002
可以表示为如下公式：
Figure 683451DEST_PATH_IMAGE003
其中，
Figure 929624DEST_PATH_IMAGE002
是误差放大器的增益，
Figure 502688DEST_PATH_IMAGE001
是跨导放大器的偏置电流，
Figure 986759DEST_PATH_IMAGE004
为热电压，常 温下
Figure 49393DEST_PATH_IMAGE004
的取值约为26mV。
根据如上常规的跨导放大器的增益
Figure 127070DEST_PATH_IMAGE002
的公式可知，跨导放大器的增益
Figure 628459DEST_PATH_IMAGE002
与其偏 置电流成正比例（正相关）；而在开关电源的电路系统的开环增益中，由于存在误差放大器 的增益
Figure 904720DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN的乘积项，因此，如若要补偿、减轻输入电压VIN对开关电源的电 路系统的开环增益的影响，就需要将误差放大器的增益
Figure 403834DEST_PATH_IMAGE002
与开关电源的输入电压VIN成负 相关。如果误差放大器的增益
Figure 93441DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN成反比例（负相关），则就可以完美的补偿 掉输入电压VIN对开关电源的电路系统的开环增益的影响，但这种电路实现非常困难，故本 发明使用分段补偿的方法，以减轻这种影响。
具体的，参考图2，图2为本发明一实施例中提供的在理想情况下和在本发明实施例中的跨导放大器的偏置电流的对比示意图。
其中，图2中的实线为理想条件下的误差放大器的偏置电流
Figure 273887DEST_PATH_IMAGE001
与输入电压VIN的 关系曲线，虚线为按本发明电路生成的误差放大器的偏置电流
Figure 732550DEST_PATH_IMAGE001
与输入电压VIN的关系 曲线。如图2所示，误差放大器的偏置电流
Figure 74670DEST_PATH_IMAGE001
与输入电压VIN的关系曲线可以分为两段曲 线，因此，根据该关系曲线可以确定出，可以将与输入电压VIN呈负相关的第一电压V1表示 为一个分段函数，具体的，第一电压V1的公式可以如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中，V1为第一电压，R1~R6为所述输入信号处理模块10中包含的第一至第六电阻对应的阻值，RX和RY为待确定的阻值，VREF为基准电压，VIN为输入电压。
根据如上第一电压V1的公式可知，第一电压V1与输入电压VIN呈负相关，即，在设定好电压值和R1~R6的阻值后，可以通过控制所述输入信号处理模块10中的所述第一MOS管M1和所述第二MOS管M2的开关，就可以实现第一电压V1对应的输入电压VIN的分段函数关系。
示例性的，假设所述输入电压VIN可以为12V~72V，并且将电阻R2、电阻R3以及所述第二MOS管M2定义为支路1，而将电阻R5、电阻R6和所述第一MOS管M1定义为支路2。因此，当所述输入电压VIN处于低输入电压区间时，如12V~30V，则可以通过控制所述第一MOS管M1和所述第二MOS管M2的通断，使所述支路1的阻值为RX1，使所述支路2的阻值为RY1，从而使第一电压V1与输入电压VIN呈第一种函数关系；当所述输入电压VIN处于高输入电压区间时，如30V~72V，则可以通过控制所述M1与所述M2的通断，使所述支路1的阻值为RX2，使所述支路2的阻值为RY2，从而使所述第一电压V1与所述输入电压VIN呈第二种函数关系。需要注意的是，所述第一MOS管M1与所述第二MOS管M2的通断需要根据实际计算求得，并不是所述第二MOS管M1一定要与所述第二MOS管M2同时通断，从而实现确定所述分段函数的函数关系的目的。
因此，基于此，本发明提出了可以通过改变误差放大器的偏置电流来改变误差放大器的增益的方式，从而降低开关电源的宽电压输入对整个开关电源的开环增益的影响。
进一步的，所述比较模块20，用于接入一基准电压VREF和所述输入电压VIN，并将所述输入电压VIN进行转换后与所述基准电压VREF进行比较，且根据比较结果确定所述分段函数的分段位置。
其中，如图1所示，所述比较模块20具体可以包括第七电阻R7、第八电阻R8和第二运算放大器COMP1，所述第二运算放大器COMP1可以包括同相输入端（+）、反相输入端（-）和输出端。其中，所述第七电阻R7的一端连接所述开关电源的输入电压VIN，所述第七电阻R7的另一端以及所述第八电阻R8的一端均连接所述第二运算放大器COMP1的反相输入端（-），所述第二运算放大器COMP1的同相输入端（+）连接所述基准电压VREF，且所述第二运算放大器COMP1的输出端连接所述逻辑控制器11的输入端。
在本实施例中，所述比较模块20的阈值可以设置为VREF，如1.25V，所述输入电压 VIN可以通过电阻R7、电阻R8分压与所述基准电压VREF进行比较，当所述输入电压VIN
Figure 985994DEST_PATH_IMAGE006
R8/ (R7+R8)的值小于所述基准电压VREF时，则说明所述第二运算放大器COMP1的输出电压V2为 高，反之则说是所述第二运算放大器COMP1的输出电压V2为低。而如果所述第二运算放大器 COMP1的输出电压V2为高，则说明所述第一电压V1应该与所述输入电压VIN应该呈第一种函 数关系，通过逻辑控制器11改变所述第一MOS管M1与所述第二MOS管M2的通断，实现第一种 函数关系；如果所述第二运算放大器COMP1的输出电压V2为低，则说明所述第一电压V1与所 述输入电压VIN应该呈第二种函数关系，则可以通过所述逻辑控制其11改变所述第一MOS管 M1与所述第二MOS管M2的通断，实现第二种函数关系，以达到所述比较模块20根据比较结果 确定所述分段函数的分段位置的目的。
进一步的，继续参考图1所示，所述误差放大器30具体可以包括第九电阻R9、第十电阻R10、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三三极管Q3和跨导放大器的其他电路31，其中，
所述第一三极管Q1的基极连接所述输入信号处理模块10中的所述第一运算放大器OP1的输出端，所述第一三极管Q1的发射极与所述第九电阻R9以及所述第十电阻R10的一端连接，所述第一三极管Q1的集电极与所述参考地端GND连接，且所述第九电阻R9的另一端连接所述跨导放大器的其他电路31的供电端。
所述第二三极管Q2的集电极以及基极均连接所述第十电阻R10的另一端，且所述第二三极管Q2的基极还连接所述第三三极管Q3的基极，所述第二三极管Q2的发射极与所述参考地端GND连接。
所述第三三极管Q3的集电极连接所述跨导放大器的其他电路31的另一端，且所述第三三极管Q3的发射极与所述参考地端GND连接。
可选的，所述第一三极管Q1可以为PNP型三级管，所述第二三极管Q2可以为NPN型三级管，所述第三三极管Q3可以为NPN型三级管。
在本实施例中，所述第二三极管Q2与所述第三三极管Q3是跨导放大器本身的电 路，用以为跨导入大器提供偏置电流，同时所述第二三极管Q2和所述第三三极管Q3组成电 流镜，使所述第三三极管Q3的集电极电流与所述第二三极管Q2的集电极电流相同（忽略了 Q2与Q3的基极电流），第三电压V3比第一电压V1的电压高一个发射极与基极之间的电压
Figure 829185DEST_PATH_IMAGE007
，该电压
Figure 17721DEST_PATH_IMAGE007
正好可以补偿掉第四电压V4，使电阻R10两端的电压等于第一电压V1，也 就实现了误差放大器的偏置电流
Figure 593059DEST_PATH_IMAGE001
与输入电压VIN电压呈负相关关系的转换。
具体的，如果忽略所述第二三极管Q2与所述第三三极管Q3各自的基极电流，则所 述第二三极管Q2与所述第三三极管Q3的集电极电流则相等，即，IC2=
Figure 268977DEST_PATH_IMAGE001
。而所述第一三极 管Q1与电阻R9则可以组成射极跟随器，因此，第三电压V3与所述第一电压V1的电压关系如 下：
Figure 525646DEST_PATH_IMAGE008
其中，V3为第三电压，
Figure 958901DEST_PATH_IMAGE009
1为第一三极管Q1的发射极与基极的电压差。
而第四电压V4为所述第二三极管Q2的基极与发射极的电压差
Figure 705140DEST_PATH_IMAGE010
，故电阻R10两 端电压的计算公式为：
Figure 200844DEST_PATH_IMAGE011
在通常情况下，可以认为
Figure 651417DEST_PATH_IMAGE007
与
Figure 611283DEST_PATH_IMAGE010
相等，从而可以将上述电阻R10两端电压的计 算公式可以简化为：
Figure 466106DEST_PATH_IMAGE012
因此，误差放大器的偏置电流
Figure 104898DEST_PATH_IMAGE001
的计算公式可以为：
Figure 765686DEST_PATH_IMAGE013
由此可见，在本发明提供的误差放大器的增益补偿电路中，其通过将与开关电源 的开环增益成正比的所述开关电源的宽电压输入转换为与其负相关的第一电压V1，而第一 电压V1与输入电压VIN呈负相关，则误差放大器的偏置电流
Figure 783321DEST_PATH_IMAGE001
与所述输入电压VIN也呈负 相关，从而实现降低了开关电源的宽电压输入对整个开关电源的开环增益的影响，从而更 容易实现宽电压输入，方便用户设计，提高了开关电源芯片系统的可靠性。
为了理解和验证本发明的提供的误差放大器的增益补偿电路是否可以实现所述开关电源的宽电压输入转换为与其负相关的第一电压V1，下面通过附图3来具体说明。
参考图3，图3为本发明一实施例中提供的开关电源的输入电压与误差放大器的增 益的变化关系曲线。其中，图3中左上角的图形为输入电压VIN随时间的变化曲线；图3中右 上角的图形为第一电压V1随时间的变化曲线；图3左下角的图形为跨导放大器的偏置电流
Figure 199259DEST_PATH_IMAGE001
随时间的变化曲线；图3中右下角的图形为跨导放大器的增益
Figure 731871DEST_PATH_IMAGE002
与开关电源的输入电 压VIN的乘积随时间的变化曲线。
如图3所示可知，所述输入电压的范围可以为：12V~72V。具体的，在所述开关电源 的所述输入电压VIN=12V时，与其呈负相关的第一电压V1约为3V；在所述输入电压VIN=30V 时，所述第一电压V1约为1.2V；在所述输入电压VIN=72V时，所述第一电压V1约为0.5V，显 然，其与本发明提供的误差放大器的增益补偿电路的设计符合。而跨导放大器的偏置电流
Figure 399613DEST_PATH_IMAGE001
的变化趋势与第一电压V1基本一致，即，在所述输入电压VIN=12V时，偏置电流
Figure 130809DEST_PATH_IMAGE001
约 为65uA；在所述输入电压为VIN=30V时，偏置电流
Figure 858593DEST_PATH_IMAGE001
约为26uA；当所述输入电压为VIN=72V 时，偏置电流
Figure 878502DEST_PATH_IMAGE001
约为11uA。
并且，从图3所示还可知，所述跨导放大器的增益
Figure 943410DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN的乘积最大约 为18400(uS
Figure 935636DEST_PATH_IMAGE006
V)，所述跨导放大器的增益
Figure 958956DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN的乘积最小约为15000(uS
Figure 403844DEST_PATH_IMAGE006
V)， 显然，所述跨导放大器的增益
Figure 210126DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN的乘积的最大值是最小值的大约1.23倍， 则可以认为无较大变化；而如果跨导放大器的增益
Figure 181493DEST_PATH_IMAGE002
为定值，则所述跨导放大器的增益
Figure 985501DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN的乘积的最大值为72V
Figure 980002DEST_PATH_IMAGE006
Figure 652292DEST_PATH_IMAGE002
，所述跨导放大器的增益
Figure 353531DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN 的乘积的最小值为12V
Figure 125178DEST_PATH_IMAGE006
Figure 934871DEST_PATH_IMAGE002
，则所述跨导放大器的增益
Figure 20639DEST_PATH_IMAGE002
与输入电压VIN的乘积的最大值 是最小值的为6倍的关系。
由此可见，本发明提供的误差放大器的增益补偿电路起到了较好的补偿效果，即，其通过将与开关电源的开环增益成正比的所述开关电源的宽电压输入转换为与其负相关的第一电压的方式，从而实现降低了开关电源的宽电压输入对整个开关电源的开环增益的影响，从而更容易实现宽电压输入，方便用户设计，提高了开关电源芯片系统的可靠性。
此外，基于同一发明构思，本发明还提供了一种可变增益误差放大器系统，包括一误差放大器及其连接的如上所述的误差放大器的增益补偿电路（如图1所示）。
并且，参见图4，基于同一发明构思，本发明还提供了开关电源，图4为本发明一实施例中降压型开关电源的电路示意图。如图4所示，本发明提供的开关电源可以包括：如上所述的可变增益误差放大器系统、稳压模块40、振荡器50、驱动模块60、频率补偿模块70和功率管M3，其中，所述稳压模块40，可以用于为所述开关电源的各功能模块提供工作电压。
所述振荡器50，可以用于为形成锯齿波信号。
所述频率补偿模块70，可以用于将所述可变增益误差放大器系统输出的电流信号变换为电压信号，并对所述开关电源的开环传递函数的增益和相位进行补偿。
所述驱动模块60，可以用于比较所述锯齿波信号和所述可变增益误差放大器系统的输出信号，以形成脉冲调制信号。
所述功率管M3可以用于在所述脉冲调制信号的控制下开关，以调节所述开关电源的输出电压和/或输出电流至设定值。
可选的，所述稳压模块40，还可以包括基准电压单元41，以用于为所述可变增益误差放大器系统中的输入信号处理模块10、比较模块20和误差放大器30提供所需的基准电压。示例性的，所述开关电源可以为降压型开关电源。
综上所述，本发明提供了一种误差放大器的增益补偿电路、可变增益误差放大器系统及开关电源，并且在本发明提供的误差放大器的增益补偿电路中，其通过将与开关电源的开环增益成正比的所述开关电源的宽电压输入转换为与其负相关的第一电压的方式，从而实现降低了开关电源的宽电压输入对整个开关电源的开环增益的影响，从而更容易实现宽电压输入，方便用户设计，提高了开关电源芯片系统的可靠性。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”或“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例中以合适的方式结合。此外，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例进行接合和组合。
上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种误差放大器的增益补偿电路，其特征在于，包括：
输入信号处理模块，用于接入相应的输入电压并输出与所述输入电压呈负相关的第一电压，且所述第一电压是关于所述输入电压的分段函数并用于使所述误差放大器的增益与所述输入电压呈负相关；
比较模块，用于接入一基准电压和所述输入电压，并将所述输入电压进行转换后与所述基准电压进行比较，且根据比较结果确定所述分段函数的分段位置；
其中，所述输入信号处理模块包括第一输入接口、第一至第六电阻、第一MOS管、第二MOS管、第一运算放大器和逻辑控制器；
所述第一输入接口一端接入所述输入电压，另一端与第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与第二电阻的一端、第四电阻的一端以及所述第一MOS管的源极连接；所述第二电阻的另一端与第三电阻的一端以及所述第二MOS管的漏极连接；所述第三电阻的另一端、所述第二MOS管的源极均与参考地端连接；所述第四电阻的另一端连接所述第一MOS管的漏极和第五电阻的一端，所述第五电阻的另一端与第六电阻的一端连接；
所述第一运算放大器包括同相输入端、反相输入端和输出端，所述第五电阻的另一端以及所述第六电阻的一端均连接所述第一运算放大器的反相输入端，所述第一运算放大器的同相输入端接入所述基准电压，所述第六电阻的另一端以及所述第一运算放大器的输出端相互连接并作为所述第一电压的输出端，连接所述误差放大器；
所述逻辑控制器包括第一输出端、第二输出端和输入端，所述第一输出端连接所述第一MOS管的栅极，所述第二输出端连接所述第二MOS管的栅极，所述逻辑控制器的输入端连接所述比较模块的输出端，所述逻辑控制器用于根据所述比较模块的输出来控制所述第一MOS管和所述第二MOS管的开关，以控制第二电阻和第四电阻接入电路与否，以确定所述分段函数的函数关系；
所述误差放大器包括第九电阻、第十电阻、第一三极管、第二三极管、第三三极管和跨导放大器的其他电路，其中，
所述第一三极管的基极连接所述输入信号处理模块中的所述第一运算放大器的输出端，所述第一三极管的发射极与所述第九电阻以及所述第十电阻的一端连接，所述第一三极管的集电极与所述参考地端连接，且所述第九电阻的另一端连接所述跨导放大器的其他电路的供电端；
所述第二三极管的集电极以及基极均连接所述第十电阻的另一端，且所述第二三极管的基极还连接所述第三三极管的基极，所述第二三极管的发射极与所述参考地端连接；
所述第三三极管的集电极连接所述跨导放大器的其他电路的另一端，且所述第三三极管的发射极与所述参考地端连接。
2.如权利要求1所述的增益补偿电路，其特征在于，所述比较模块包括第七电阻、第八电阻和第二运算放大器，所述第二运算放大器包括同相输入端、反相输入端和输出端，其中，所述第七电阻的一端连接所述输入电压，所述第七电阻的另一端以及所述第八电阻的一端均连接所述第二运算放大器的反相输入端，所述第二运算放大器的同相输入端连接所述基准电压，且所述第二运算放大器的输出端连接所述逻辑控制器的输入端。
3.如权利要求2所述的增益补偿电路，其特征在于，所述第一运算放大器和/或所述第二运算放大器还包括供电端和接地端，所述第一运算放大器和/或所述第二运算放大器通过所述供电端获取电能，且所述第一运算放大器和/或所述第二运算放大器通过所述接地端与所述参考地端连接。
4.如权利要求1所述的增益补偿电路，其特征在于，所述输入电压的范围为：12V~72V。
5.如权利要求1所述的增益补偿电路，其特征在于，所述第一MOS管和所述第二MOS管均为NMOS管。
6.一种可变增益误差放大器系统，其特征在于，包括一误差放大器及其连接的如权利要求1至5中任一项所述的误差放大器的增益补偿电路。
7.一种开关电源，其特征在于，包括：如权利要求6 所述的可变增益误差放大器系统、稳压模块、振荡器、驱动模块、频率补偿模块和功率管，其中，
所述稳压模块用于为所述开关电源的各功能模块提供工作电压；
所述振荡器用于为形成锯齿波信号；
所述频率补偿模块用于将所述可变增益误差放大器系统输出的电流信号变换为电压信号，并对所述开关电源的开环传递函数的增益和相位进行补偿；
所述驱动模块用于比较所述锯齿波信号和所述可变增益误差放大器系统的输出信号，以形成脉冲调制信号；
所述功率管用于在所述脉冲调制信号的控制下开关，以调节所述开关电源的输出电压和/或输出电流至设定值。
8.如权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述稳压模块还包括基准电压单元，以用于为所述可变增益误差放大器系统中的输入信号处理模块、比较模块和误差放大器提供所需的基准电压。
9.如权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源为降压型开关电源。
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