CN111725996B - 恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路及方法 - Google Patents

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Abstract

恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路及方法，适用于恒定关断时间控制模式的升压式变换器。恒定关断时间控制模式的升压式变换器开关节点处的电压在第三电阻上产生第一充电电流为第一电容充电，通过比较第一电容上的电压和升压式变换器输入电压的分压信号获得控制升压式变换器下功率管关断的信号；本发明利用运算放大器的负反馈特性，通过调整反馈网络中电阻比值得到与第一电容两端电压成正比的补偿电流共同为第一电容充电，使得第一电容两端电压与开关节点处电压成正比，实现恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关频率恒定。本发明结构简单，具有低成本、低功耗和高精度的特点。

Description

恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路及方法
技术领域
本发明属于集成电路开关电源控制技术领域，涉及一种低成本应用的COT(Constant-Off-Time，恒定关断时间)伪定频精度提高技术电路及其实现方法。
背景技术
在恒定关断时间COT(Constant-Off-Time)控制模式的升压式变换器(Boost变换器)里，开关频率会随输入电压VIN和输出电压VOUT的变化而变化，因此无法真正意义上进行恒定频率工作，而一些对工作频率有较高要求的系统中这样的Boost变换器是不能够很好满足要求的。
发明内容
针对传统恒定关断时间控制模式的升压式变换器(COT Boost)中开关频率随VIN和VOUT变的不足之处，本发明提出一种恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制方法及控制电路，通过产生与第一电容两端电压成正比的补偿电流，结合COT Boost中开关节点处电压在第三电阻上产生的第一充电电流共同为第一电容充电，使得第一电容两端电压与开关节点处电压成正比，实现开关频率恒定。
为实现上述目的，本发明提出一种恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制方法，技术方案如下：
一种恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制方法，适用于恒定关断时间控制模式的升压式变换器，所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器包括上功率管和下功率管，所述上功率管和下功率管的连接点为开关节点；所述开关节点处的电压在第三电阻上产生第一充电电流为第一电容充电，所述第一电容在所述恒定关断时间控制模式升压式变换器的下功率管开启控制信号的控制下进行充电，所述升压式变换器的输入电压经过分压采样后的信号与所述第一电容上的电压进行比较，获得的比较结果用于控制所述下功率管关断的结束；
所述恒定关断时间控制模式伪定频的精度提高控制方法为：提供补偿电流为所述第一电容充电，所述补偿电流与所述第一电容两端电压成正比，使得所述第一电容经过所述补偿电流和所述第一充电电流共同进行充电后，所述第一电容两端电压与所述开关节点处电压成正比。
具体的，利用电流补偿模块产生所述补偿电流，所述电流补偿模块包括运算放大器、第一电阻、第二电阻和第六电阻，运算放大器的正向输入端连接所述第一电容的上极板并通过第二电阻后连接运算放大器的输出端，运算放大器的负向输入端一方面通过第六电阻后接地，另一方面通过第一电阻后连接运算放大器的输出端；所述第一电容的下极板接地；
所述补偿电流为第二电阻上的电流
Figure GDA0003081721870000021
所述开关节点处的电压在第三电阻上产生的第一充电电流为
Figure GDA0003081721870000022
其中R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R0为第六电阻的电阻值，VOUT为所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器处于关断状态时所述开关节点处电压，VC1为所述第一电容两端电压；
所述第一电容的总充电电流为
Figure GDA0003081721870000023
Figure GDA0003081721870000024
设置第一电阻和第六电阻的电阻值比值与第二电阻和第三电阻的电阻值比值相等，即
Figure GDA0003081721870000025
则所述第一电容的总充电电流为
Figure GDA0003081721870000026
所述第一电容的总充电电流与所述开关节点处电压成正比，所述第一电容两端电压也与所述开关节点处电压成正比；
所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的关断时间为
Figure GDA0003081721870000027
所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器处于稳态时TOFF×(VOUT-VIN)＝TON×VIN，其中VIN为所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的输入电压，TON为所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开启时间，则所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关周期
Figure GDA0003081721870000028
实现所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关频率恒定。
基于本发明提出的恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制方法，本发明还提出了对应的实现电路，具体技术方案如下：
恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路，适用于恒定关断时间控制模式的升压式变换器，所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器包括上功率管和下功率管，所述上功率管和下功率管的连接点为开关节点；
所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器中关断时间产生模块包括第一NMOS管、第一电容、第三电阻、分压单元和比较器，第一NMOS管的栅极连接所述下功率管的开启控制信号，其漏极连接比较器的正向输入端，其源极接地；第三电阻的一端连接所述开关节点，另一端连接比较器的正向输入端和第一电容的上极板，第一电容的下极板接地，所述开关节点处的电压在第三电阻上产生第一充电电流为第一电容充电；所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的输入电压经过所述分压单元分压后的信号连接比较器的负向输入端；比较器的输出端产生所述恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路的输出信号，用于控制所述下功率管关断的结束；
所述恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路包括电流补偿模块，所述电流补偿模块包括运算放大器、第一电阻、第二电阻和第六电阻，运算放大器的正向输入端连接第一电容的上极板并通过第二电阻后连接运算放大器的输出端，运算放大器的负向输入端一方面通过第六电阻后接地，另一方面通过第一电阻后连接运算放大器的输出端；第一电阻和第六电阻的电阻值比值与第二电阻和第三电阻的电阻值比值相等；第二电阻上产生与第一电容两端电压成正比的电流作为补偿电流为第一电容充电，使得所述第一电容经过所述第一充电电流和所述补偿电流共同进行充电后，所述第一电容两端电压与所述开关节点处电压成正比。
具体的，所述比较器包括第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第七电阻、第八电阻、斯密特触发器和缓冲器，
第一PMOS管的栅漏短接并连接第三PMOS管的栅极和第一偏置电流，其源极连接第二PMOS管、第三PMOS管和第四PMOS管的源极并连接数字电源信号；
第五PMOS管的栅极作为所述比较器的负向输入端，其源极连接第六PMOS管的源极和第三PMOS管的漏极，其漏极连接第二NMOS管的栅极、第四NMOS管的漏极和第七电阻的一端；
第六PMOS管的栅极作为所述比较器的正向输入端，其漏极连接第三NMOS管的栅极、第五NMOS管的漏极和第八电阻的一端；
第四NMOS管的栅极连接第五NMOS管的栅极、第七电阻的另一端和第八电阻的另一端，其源极连接第二NMOS管、第三NMOS管和第五NMOS管的源极并接地；
第四PMOS管的栅极连接第二PMOS管的栅极和漏极以及第二NMOS管的漏极，其漏极连接第三NMOS管的漏极和斯密特触发器的输入端；
缓冲器的输入端连接斯密特触发器的输出端，其输出端作为所述比较器的输出端。
具体的，所述运算放大器包括第七PMOS管、第八PMOS管、第九PMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管、第十二PMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第十一NMOS管、第十二NMOS管、第十三NMOS管和第二电容，
第六NMOS管的栅漏短接并连接第七NMOS管和第十三NMOS管的栅极和第二偏置电流，其源极连接第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第十一NMOS管和第十三NMOS管的源极并接地；
第十一PMOS管的栅极作为所述运算放大器的负向输入端，其源极连接第十二PMOS管的源极和第八PMOS管的漏极，其漏极连接第八NMOS管的栅极以及第九NMOS管的栅极和漏极；
第十二PMOS管的栅极作为所述运算放大器的正向输入端，其漏极连接第十一NMOS管的栅极以及第十NMOS管的栅极和漏极；
第七PMOS管的栅漏短接并连接第七NMOS管的漏极和第八PMOS管的栅极，其源极连接第八PMOS管、第九PMOS管和第十PMOS管的源极以及第十二NMOS管的漏极并连接模拟电源信号；
第十PMOS管的栅极连接第九PMOS管的栅极和漏极以及第八NMOS管的漏极，其漏极连接第十一NMOS管的漏极和第十二NMOS管的栅极并通过第二电容后接地；
第十二NMOS管的源极连接第十三NMOS管的漏极并作为所述运算放大器的输出端。
具体的，所述分压单元包括第四电阻和第五电阻，第四电阻一端连接所述升压式变换器的输入电压，另一端连接比较器的负向输入端并通过第五电阻后接地。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：本发明基于电阻RC充电非线性引入了补偿电流，并通过设置第一电阻和第六电阻的电阻值比值与第二电阻和第三电阻的电阻值比值相等，实现第一电容C1两端电压与开关节点SW处电压成正比，从而实现恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关频率恒定，具有高精度和低成本的特点；本发明产生补偿电流的电路结构简单，通过三个电阻和一个运算放大器就能够实现，简化了电路结构，降低了电路的整体功耗。
附图说明
图1为本发明提出的一种恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路的结构示意图。
图2为本发明提出的一种恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路中电压比较器COMP1的电路结构示意图。
图3为本发明提出的一种恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路中运算放大器AMP1的电路结构示意图。
图4为将本发明产生的输出信号TOFF_END用于控制恒定关断时间控制模式的升压式变换器中下功率管关断时间结束的逻辑示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。
本发明适用于恒定关断时间控制模式的升压式变换器，恒定关断时间控制模式的升压式变换器包括上功率管和下功率管，上功率管和下功率管的连接点为开关节点SW。如图1所示，恒定关断时间控制模式的升压式变换器中关断时间产生模块包括第一NMOS管M10、第一电容C1、第三电阻R3、分压单元和比较器COMP1，第一NMOS管M10的栅极连接下功率管的开启控制信号LSD_ON，其漏极连接比较器COMP1的正向输入端，其源极接地；下功率管的开启控制信号LSD_ON是恒定关断时间控制模式的升压式变换器内部产生的一个开启或关断下功率管的矩形波信号。第三电阻R3的一端连接开关节点SW，另一端连接比较器COMP1的正向输入端和第一电容C1的上极板，第一电容C1的下极板接地，开关节点SW处的电压在第三电阻R3上产生第一充电电流为第一电容C1充电，第一电容C1在恒定关断时间控制模式升压式变换器的下功率管开启控制信号LSD_ON的控制下进行充电。
恒定关断时间控制模式的升压式变换器的输入电压VIN经过分压单元分压后的信号连接比较器COMP1的负向输入端，比较器COMP1的输出端产生恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路的输出信号TOFF_END；比较器COMP1是电压比较器，用于比较VIN的分压信号和第一电容C1上的电压，获得的比较结果用于控制下功率管关断的结束。其中分压单元可以采用电阻分压方式，如图1所示，分压单元包括第四电阻R4和第五电阻R5，第四电阻R4一端连接升压式变换器的输入电压VIN，另一端连接比较器COMP1的负向输入端并通过第五电阻R5后接地。
如图4所示，当本发明产生的输出信号TOFF_END从低电平0翻转为高电平1后，经过例如图4所示的逻辑控制后，下功率管开启控制信号LSD_ON变为高电平1，恒定关断时间控制模式的升压式变换器就会开启下功率管，即下功率管关断时间结束，下功率管开启控制信号LSD_ON的持续时间由升压式变换器稳定后电荷平衡决定。
对于处于关断状态的Boost而言，开关节点SW处电压与Boost输出电压VOUT相等，所以第三电阻R3上的第一充电电流计算公式为：
Figure GDA0003081721870000051
其中VOUT为恒定关断时间控制模式的升压式变换器处于关断状态时开关节点SW处电压，VC1为第一电容两端电压。
本发明提出了增加补偿电流结合第一充电电流共同为第一电容C1充电，补偿电流与第一电容C1两端电压VC1成正比，使得第一电容C1经过第一充电电流和补偿电流共同进行充电后，第一电容C1两端电压VC1与开关节点处电压成正比。如图1所示，本发明提出的电流补偿模块包括运算放大器AMP1、第一电阻R1、第二电阻R2和第六电阻R0，运算放大器AMP1的正向输入端连接第一电容C1的上极板并通过第二电阻R2后连接运算放大器AMP1的输出端，运算放大器AMP1的负向输入端一方面通过第六电阻R0后接地，另一方面通过第一电阻R1后连接运算放大器AMP1的输出端。
本发明产生的补偿电流利用运算放大器AMP1的负反馈特性，通过调整反馈网络中第一电阻R1与第六电阻R0的比值，得到运算放大器AMP1输出电压与第一电容C1两端电压VC1之差即是第二电阻R2两端电压。
补偿电流为第二电阻R2上的电流
Figure GDA0003081721870000061
其中R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R0为第六电阻的电阻值。因此第一电容C1的总充电电流为：
Figure GDA0003081721870000062
本发明设置第一电阻R1和第六电阻R0的电阻值比值与第二电阻R2和第三电阻R3的电阻值比值相等，即
Figure GDA0003081721870000063
则上式中最后一个等式右边第二项为0，第一电容C1的总充电电流为
Figure GDA0003081721870000064
IC1与VOUT成正比，即第一电容C1的总充电电流与开关节点SW处电压成正比，第一电容C1两端电压VC1也与开关节点SW处电压成正比。
恒定关断时间控制模式的升压式变换器的关断时间TOFF的计算公式为：
Figure GDA0003081721870000065
又因为恒定关断时间控制模式的升压式变换器处于稳态时TOFF×(VOUT-VIN)＝TON×VIN，则
Figure GDA0003081721870000066
可以得出恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关周期为：
Figure GDA0003081721870000067
其中VIN为恒定关断时间控制模式的升压式变换器的输入电压，TON为恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开启时间，因此实现了恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关频率恒定。
综上可见，恒定关断时间控制模式的升压式变换器中TOFF主电路中SW点电压通过第三电阻R3产生第一充电电流给第一电容C1进行充电，本发明引入补偿电流来补偿第三电阻R3对第一电容C1的充电电流，利用误差放大器负反馈特点在第二电阻R2上产生和第一电容C1两端电压成正比的电压，使得主电路产生出和SW点电压成正比的补偿电流共同为第一电容C1充电，完成第一电容C1两端电压VC1与SW点电压成正比功能，实现关断时间TOFF与VIN/VOUT的比值成正比，进而完成恒定关断时间控制模式的升压式变换器开关频率恒定目的，从而提高频率精度。
如图2所示是本发明在一些实施例中使用的比较器的结构示意图，包括第一PMOS管M0、第二PMOS管M1、第三PMOS管M2、第四PMOS管M3、第五PMOS管M4、第六PMOS管M5、第二NMOS管M6、第三NMOS管M7、第四NMOS管M8、第五NMOS管M9、第七电阻R7、第八电阻R8、斯密特触发器A0和缓冲器A1，第一PMOS管M0的栅漏短接并连接第三PMOS管M2的栅极和第一偏置电流IBias，其源极连接第二PMOS管M1、第三PMOS管M2和第四PMOS管M3的源极并连接数字电源信号DVDD；第五PMOS管M4的栅极作为比较器的负向输入端，其源极连接第六PMOS管M5的源极和第三PMOS管M2的漏极，其漏极连接第二NMOS管M6的栅极、第四NMOS管M8的漏极和第七电阻R7的一端；第六PMOS管M5的栅极作为比较器的正向输入端，其漏极连接第三NMOS管M7的栅极、第五NMOS管M9的漏极和第八电阻R8的一端；第四NMOS管M8的栅极连接第五NMOS管M9的栅极、第七电阻R7的另一端和第八电阻R8的另一端，其源极连接第二NMOS管M6、第三NMOS管M7和第五NMOS管M9的源极并接地；第四PMOS管M3的栅极连接第二PMOS管M1的栅极和漏极以及第二NMOS管M6的漏极，其漏极连接第三NMOS管M7的漏极和斯密特触发器A0的输入端；缓冲器A1的输入端连接斯密特触发器A0的输出端，其输出端作为比较器的输出端。
如图3所示是本发明在一些实施例中使用的运算放大器的结构示意图，包括第七PMOS管M19、第八PMOS管M20、第九PMOS管M21、第十PMOS管M22、第十一PMOS管M23、第十二PMOS管M24、第六NMOS管M11、第七NMOS管M12、第八NMOS管M13、第九NMOS管M14、第十NMOS管M15、第十一NMOS管M16、第十二NMOS管M17、第十三NMOS管M18和第二电容C2，第六NMOS管M11的栅漏短接并连接第七NMOS管M12和第十三NMOS管M18的栅极和IBN引脚，IBN引脚提供运算放大器的偏置即第二偏置电流，第六NMOS管M11的源极连接第七NMOS管M12、第八NMOS管M13、第九NMOS管M14、第十NMOS管M15、第十一NMOS管M16和第十三NMOS管M18的源极并接地；第十一PMOS管M23的栅极作为运算放大器的负向输入端，其源极连接第十二PMOS管M24的源极和第八PMOS管M20的漏极，其漏极连接第八NMOS管M13的栅极以及第九NMOS管M14的栅极和漏极；第十二PMOS管M24的栅极作为运算放大器的正向输入端，其漏极连接第十一NMOS管M16的栅极以及第十NMOS管M15的栅极和漏极；第七PMOS管M19的栅漏短接并连接第七NMOS管M12的漏极和第八PMOS管M20的栅极，其源极连接第八PMOS管M20、第九PMOS管M21和第十PMOS管M22的源极以及第十二NMOS管M17的漏极并连接模拟电源信号AVDD；第十PMOS管M22的栅极连接第九PMOS管M21的栅极和漏极以及第八NMOS管M13的漏极，其漏极连接第十一NMOS管M16的漏极和第十二NMOS管M17的栅极并通过第二电容C2后接地；第十二NMOS管M17的源极连接第十三NMOS管M18的漏极并作为运算放大器的输出端。
本发明从RC充电电流非线性角度出发，通过引入电流补偿模块，产生出和第一电容C1两端电压VC1成正比的补偿电流，进而实现对第一电容C1的恒定电流充电，从而实现Boost开关频率恒定，适用于对工作频率有较高要求的系统，具有很高的使用价值和推广价值。
上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制方法，适用于恒定关断时间控制模式的升压式变换器，所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器包括上功率管和下功率管，所述上功率管和下功率管的连接点为开关节点；所述开关节点处的电压在第三电阻上产生第一充电电流为第一电容充电，所述第一电容在所述恒定关断时间控制模式升压式变换器的下功率管开启控制信号的控制下进行充电，所述升压式变换器的输入电压经过分压采样后的信号与所述第一电容上的电压进行比较，获得的比较结果用于控制所述下功率管关断的结束；
其特征在于，所述恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制方法为：提供补偿电流为所述第一电容充电，所述补偿电流与所述第一电容两端电压成正比，使得所述第一电容经过所述补偿电流和所述第一充电电流共同进行充电后，所述第一电容两端电压与所述开关节点处电压成正比；
利用电流补偿模块产生所述补偿电流，所述电流补偿模块包括运算放大器、第一电阻、第二电阻和第六电阻，运算放大器的正向输入端连接所述第一电容的上极板并通过第二电阻后连接运算放大器的输出端，运算放大器的负向输入端一方面通过第六电阻后接地，另一方面通过第一电阻后连接运算放大器的输出端；所述第一电容的下极板接地；
所述补偿电流为第二电阻上的电流
Figure FDA0003081721860000011
所述开关节点处的电压在第三电阻上产生的第一充电电流为
Figure FDA0003081721860000012
其中R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R0为第六电阻的电阻值，VOUT为所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器处于关断状态时所述开关节点处电压，VC1为所述第一电容两端电压；
所述第一电容的总充电电流为
Figure FDA0003081721860000013
Figure FDA0003081721860000014
设置第一电阻和第六电阻的电阻值比值与第二电阻和第三电阻的电阻值比值相等，即
Figure FDA0003081721860000015
则所述第一电容的总充电电流为
Figure FDA0003081721860000016
所述第一电容的总充电电流与所述开关节点处电压成正比，所述第一电容两端电压也与所述开关节点处电压成正比；
所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的关断时间为
Figure FDA0003081721860000017
所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器处于稳态时TOFF×(VOUT-VIN)＝TON×VIN，其中VIN为所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的输入电压，TON为所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开启时间，则所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关周期
Figure FDA0003081721860000018
实现所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的开关频率恒定。
2.恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路，适用于恒定关断时间控制模式的升压式变换器，所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器包括上功率管和下功率管，所述上功率管和下功率管的连接点为开关节点；
所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器中关断时间产生模块包括第一NMOS管、第一电容、第三电阻、分压单元和比较器，第一NMOS管的栅极连接所述下功率管的开启控制信号，其漏极连接比较器的正向输入端，其源极接地；第三电阻的一端连接所述开关节点，另一端连接比较器的正向输入端和第一电容的上极板，第一电容的下极板接地，所述开关节点处的电压在第三电阻上产生第一充电电流为第一电容充电；所述恒定关断时间控制模式的升压式变换器的输入电压经过所述分压单元分压后的信号连接比较器的负向输入端；比较器的输出端产生所述恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路的输出信号，用于控制所述下功率管关断的结束；
其特征在于，所述恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路包括电流补偿模块，所述电流补偿模块包括运算放大器、第一电阻、第二电阻和第六电阻，运算放大器的正向输入端连接第一电容的上极板并通过第二电阻后连接运算放大器的输出端，运算放大器的负向输入端一方面通过第六电阻后接地，另一方面通过第一电阻后连接运算放大器的输出端；第一电阻和第六电阻的电阻值比值与第二电阻和第三电阻的电阻值比值相等；第二电阻上产生与第一电容两端电压成正比的电流作为补偿电流为第一电容充电，使得所述第一电容经过所述第一充电电流和所述补偿电流共同进行充电后，所述第一电容两端电压与所述开关节点处电压成正比。
3.根据权利要求2所述的恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路，其特征在于，所述比较器包括第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第七电阻、第八电阻、斯密特触发器和缓冲器，
第一PMOS管的栅漏短接并连接第三PMOS管的栅极和第一偏置电流，其源极连接第二PMOS管、第三PMOS管和第四PMOS管的源极并连接数字电源信号；
第五PMOS管的栅极作为所述比较器的负向输入端，其源极连接第六PMOS管的源极和第三PMOS管的漏极，其漏极连接第二NMOS管的栅极、第四NMOS管的漏极和第七电阻的一端；
第六PMOS管的栅极作为所述比较器的正向输入端，其漏极连接第三NMOS管的栅极、第五NMOS管的漏极和第八电阻的一端；
第四NMOS管的栅极连接第五NMOS管的栅极、第七电阻的另一端和第八电阻的另一端，其源极连接第二NMOS管、第三NMOS管和第五NMOS管的源极并接地；
第四PMOS管的栅极连接第二PMOS管的栅极和漏极以及第二NMOS管的漏极，其漏极连接第三NMOS管的漏极和斯密特触发器的输入端；
缓冲器的输入端连接斯密特触发器的输出端，其输出端作为所述比较器的输出端。
4.根据权利要求2或3所述的恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路，其特征在于，所述运算放大器包括第七PMOS管、第八PMOS管、第九PMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管、第十二PMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第十一NMOS管、第十二NMOS管、第十三NMOS管和第二电容，
第六NMOS管的栅漏短接并连接第七NMOS管和第十三NMOS管的栅极和第二偏置电流，其源极连接第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第十一NMOS管和第十三NMOS管的源极并接地；
第十一PMOS管的栅极作为所述运算放大器的负向输入端，其源极连接第十二PMOS管的源极和第八PMOS管的漏极，其漏极连接第八NMOS管的栅极以及第九NMOS管的栅极和漏极；
第十二PMOS管的栅极作为所述运算放大器的正向输入端，其漏极连接第十一NMOS管的栅极以及第十NMOS管的栅极和漏极；
第七PMOS管的栅漏短接并连接第七NMOS管的漏极和第八PMOS管的栅极，其源极连接第八PMOS管、第九PMOS管和第十PMOS管的源极以及第十二NMOS管的漏极并连接模拟电源信号；
第十PMOS管的栅极连接第九PMOS管的栅极和漏极以及第八NMOS管的漏极，其漏极连接第十一NMOS管的漏极和第十二NMOS管的栅极并通过第二电容后接地；
第十二NMOS管的源极连接第十三NMOS管的漏极并作为所述运算放大器的输出端。
5.根据权利要求4所述的恒定关断时间控制模式伪定频提高精度的控制电路，其特征在于，所述分压单元包括第四电阻和第五电阻，第四电阻一端连接所述升压式变换器的输入电压，另一端连接比较器的负向输入端并通过第五电阻后接地。
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