CN110994994B - 一种pwm和psm模式切换控制电路及其方法 - Google Patents

一种pwm和psm模式切换控制电路及其方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种PWM和PSM模式切换控制电路及其方法，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路进行控制，所述PWM和PSM模式切换控制电路包括：电压产生模块，电压采样模块，连接于电压产生模块和电压采样模块的PSM模式切换模块，连接于电压产生模块和电压采样块的导通时模间设定模块，连接于电压采样模块的PWM模式切换模块，连接于所述PSM模式切换模块、所述导通时间设定模块和所述PWM模式切换模块的逻辑控制模块。通过本发明提供的PWM和PSM模式切换控制电路，实现了开关电源模块在PWM和PSM模式之间准确而平稳的切换。

Description

一种PWM和PSM模式切换控制电路及其方法
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种PWM和PSM模式切换控制电路及其方法。
背景技术
随着电子设备小型化和智能化的发展趋势，尤其是物联网和人工智能的推广应用，许多终端电子设备都采用了电池供电，并且对使用时长提出了很高要求；因此，电源管理模块必须十分注重能耗管理。
在开关电源模块中，轻载下节能的PSM(Pulse Skip Modulation：脉冲跨周期调制模式)控制模式已几乎成为“标配”；然而，由于同时存在PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制模式)和PSM两种控制模式，开关电源模块如何实现在两种控制模式间准确而平稳的切换成为问题。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种PWM和PSM模式切换控制电路及其方法，以使开关电源模块在PWM和PSM模式之间准确而平稳的切换。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种PWM和PSM模式切换控制电路，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路进行控制，所述PWM和PSM模式切换控制电路包括：电压产生模块、电压采样模块、PSM模式切换模块、导通时间设定模块、PWM模式切换模块及逻辑控制模块，其中逻辑控制模块包括一计时单元；
所述电压产生模块用于产生第一设定电压和第二设定电压；
所述电压采样模块连接于所述PSM模式切换模块、所述导通时间设定模块及所述PWM模式切换模块，用于对流经所述开关负载电路中上臂功率管的电流进行采样以获取相应的采样电压；
所述PSM模式切换模块连接于所述电压产生模块、所述电压采样模块及所述逻辑控制模块，用于对所述采样电压和所述第一设定电压进行比较，并将周期内的比较结果进行锁存；周期内，若所述采样电压大于所述第一设定电压，则产生PWM模式保持信号，若所述采样电压始终小于所述第一设定电压，则产生PSM模式进入信号；
所述导通时间设定模块连接于所述电压产生模块、所述电压采样模块及所述逻辑控制模块，用于在PSM模式下的周期内，对所述采样电压和所述第二设定电压进行比较，并根据比较结果设定所述上臂功率管的导通时间；
所述PWM模式切换模块连接于所述电压采样模块及所述逻辑控制模块，用于对参考电压和基于所述开关负载电路输出电压产生的反馈电压进行误差放大以产生误差放大电压，同时基于斜坡补偿电压对所述采样电压进行补偿以产生补偿后电压，并对所述误差放大电压和所述补偿后电压进行比较以产生比较结果；
所述逻辑控制模块连接于所述PSM模式切换模块、所述导通时间设定模块及所述PWM模式切换模块，用于在PWM模式或PSM模式下产生一组控制信号以控制所述开关负载电路中上臂功率管和下臂功率管的导通和关断；并在所述PSM模式切换模块产生所述PWM模式保持信号时，所述逻辑控制模块在下一周期继续保持PWM模式；在所述PSM模式切换模块产生所述PSM模式进入信号时，所述逻辑控制模块在下一周期开始进入PSM模式，之后根据所述导通时间设定模块设定的导通时间产生相应的控制信号以控制所述上臂功率管按设定的导通时间进行导通，并根据所述PWM模式切换模块输出的比较结果及所述计时单元的计时来判断在预设计时周期内所述误差放大电压是否大于所述补偿后电压，若是，所述逻辑控制模块在下一周期退出所述PSM模式并进入PWM模式，否则所述逻辑控制模块在下一周期继续保持PSM模式。
可选地，所述电压产生模块根据所述开关负载电路的输入信号和输出信号产生分别与所述输入信号和所述输出信号相关的所述第一设定电压和所述第二设定电压，其中所述第一设定电压小于所述第二设定电压。
可选地，所述电压产生模块为带隙基准电路，此时所述第一设定电压、所述第二设定电压及所述参考电压均通过所述带隙基准电路产生，且所述第一设定电压小于所述第二设定电压。
可选地，所述电压采样模块包括：运算放大器及采样电阻，所述运算放大器的同相输入端连接于所述上臂功率管的源极端，所述运算放大器的反相输入端连接于所述上臂功率管的漏极端，所述运算放大器的控制端连接于所述上臂功率管的栅极端，所述运算放大器的输出端连接于所述采样电阻的一端，同时作为所述电压采样模块的输出端，所述采样电阻的另一端接地。
可选地，所述PSM模式切换模块包括：第一比较器及D触发器，所述第一比较器的同相输入端连接于所述电压产生模块的第一输出端以接入所述第一设定电压，所述第一比较器的反相输入端连接于所述电压采样模块的输出端以接入所述采样电压，所述第一比较器的输出端连接于所述D触发器的清零端，所述D触发器的时钟端接入时钟信号，所述D触发器的输出端作为所述PSM模式切换模块的输出端。
可选地，所述导通时间设定模块包括：第二比较器，所述第二比较器的第一输入端连接于所述电压产生模块的第二输出端以接入所述第二设定电压，所述第二比较器的第二输入端连接于所述电压采样模块的输出端以接入所述采样电压，所述第二比较器的输出端作为所述导通时间设定模块的输出端。
可选地，所述PWM模式切换模块包括：误差放大器、第三比较器及加法器，所述误差放大器的第一输入端接入所述反馈电压，所述误差放大器的第二输入端接入参考电压，所述误差放大器的输出端连接于所述第三比较器的同相输入端，所述第三比较器的反相输入端连接于所述加法器的输出端，所述第三比较器的输出端作为所述PWM模式切换模块的输出端，所述加法器的第一输入端连接于所述电压采样电路的输出端以接入所述采样电压，所述加法器的第二输入端接入斜坡补偿电压。
可选地，在所述导通时间设定模块包括第二比较器且所述PWM模式切换模块包括第三比较器时，所述导通时间设定模块和所述PWM模式切换模块共用同一比较器，此时在共用比较器的同相输入端增设一同相二选一选通器，在所述共用比较器的反相输入端增设一反相二选一选通器；其中，所述同相二选一选通器的第一选通输入端连接于所述误差放大器的输出端以接入所述误差放大电压，所述同相二选一选通器的第二选通输入端连接于所述电压产生模块以接入所述第二设定电压，所述同相二选一选通器的控制端连接于所述逻辑控制模块以接入选通控制信号，所述同相二选一选通器的输出端连接于所述共用比较器的同相输入端；所述反相二选一选通器的第一选通输入端连接于所述加法器的输出端以接入所述补偿后电压，所述反相二选一选通器的第二选通输入端连接于所述电压采样模块以接入所述采样电压，所述反相二选一选通器的控制端连接于所述逻辑控制模块以接入所述选通控制信号，所述反相二选一选通器的输出端连接于所述共用比较器的反相输入端。
可选地，所述PWM和PSM模式切换控制电路还包括：斜坡补偿电压产生模块，连接于所述加法器的第二输入端，用于产生所述斜坡补偿电压。
可选地，所述斜坡补偿电压产生模块包括：偏置电流源、充放电电容、充放电开关管、电压-电流转换器及输出电阻，所述偏置电流源的一端接入电源电压，所述偏置电流源的另一端连接于所述充放电开关管的漏极端、所述充放电电容的一端及所述电压-电流转换器的输入端，所述充放电开关管的栅极端接入充放电控制信号，所述充放电开关管的源极端连接于所述充放电电容的另一端及所述输出电阻的一端且接地，所述电压-电流转换器的输出端连接于所述输出电阻的另一端，同时作为所述斜坡补偿电压产生模块的输出端。
本发明还提供了一种PWM和PSM模式切换控制方法，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路进行控制，所述PWM和PSM模式切换控制方法包括：
设定第一设定电压和第二设定电压，并对流经所述开关负载电路中上臂功率管的电流进行采样以获取相应的采样电压；
对所述采样电压和所述第一设定电压进行比较，并将周期内的比较结果进行锁存；周期内，若所述采样电压大于所述第一设定电压，则产生PWM模式保持信号以在下一周期继续保持PWM模式；若所述采样电压始终小于所述第一设定电压，则产生PSM模式进入信号以在下一周期开始进入PSM模式；
在PSM模式下的周期内，对所述采样电压和所述第二设定电压进行比较，并根据比较结果设定所述上臂功率管的导通时间，以控制所述上臂功率管按设定的导通时间进行导通；
按预设计时周期开始计时，并对参考电压和基于所述开关负载电路输出电压产生的反馈电压进行误差放大以产生误差放大电压，同时基于斜坡补偿电压对所述采样电压进行补偿以产生补偿后电压，之后对所述误差放大电压和所述补偿后电压进行比较，若在预设计时周期内所述误差放大电压大于所述补偿后电压，则产生PWM模式进入信号以在下一周期退出PSM模式并进入PWM模式，否则在下一周期继续保持PSM模式。
可选地，所述第一设定电压小于所述第二设定电压，所述预设计时周期与所述第一设定电压和所述第二设定电压之间的关系如下：Tset/Tperiod<(Vpsm2/Vpsm1)^2，其中Tset为预设计时周期，Tperiod为开关电源的开关周期，Vpsm2为第二设定电压，Vpsm1为第一设定电压。
可选地，所述第一设定电压和所述第二设定电压均为固定的基准电压或与输入电压和输出电压相关的可调电压。
如上所述，本发明的一种PWM和PSM模式切换控制电路及其方法，通过电压产生模块、电压采样模块、PSM模式切换模块、导通时间设定模块、PWM模式切换模块及逻辑控制模块的设计，实现了通过第一设定电压和第二设定电压精确控制PWM模式和PSM模式的模式切换点，并且消除了在模式切换临界点来回切换所造成的输出不稳的风险，而且更通过带隙基准和/或比较器的复用，实现了低静态功耗。
附图说明
图1显示为本发明实施例一所述PWM和PSM模式切换控制电路的电路图。
图2显示为本发明实施例一所述电压采样模块的电路图。
图3显示为本发明实施例一所述斜坡补偿电压产生模块的电路图。
图4显示为本发明实施例一所述电压产生模块中产生第二设定电压的部分电路图。
图5显示为本发明实施例二所述PWM和PSM模式切换控制电路的电路图。
元件标号说明
100 PWM和PSM模式切换控制电路
101 电压产生模块
102 电压采样模块
103 PSM模式切换模块
104 导通时间设定模块
105 PWM模式切换模块
106 逻辑控制模块
107 斜坡补偿电压产生模块
200 开关负载电路
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图1至图5。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局形态也可能更为复杂。
实施例一
如图1所示，本实施例提供一种PWM和PSM模式切换控制电路100，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路200进行控制，所述PWM和PSM模式切换控制电路100包括：电压产生模块101、电压采样模块102、PSM模式切换模块103、导通时间设定模块104、PWM模式切换模块105及逻辑控制模块106，其中逻辑控制模块106包括一计时单元；
所述电压产生模块101用于产生第一设定电压Vpsm1和第二设定电压Vpsm2；
所述电压采样模块102连接于所述PSM模式切换模块103、所述导通时间设定模块104及所述PWM模式切换模块105，用于对流经所述开关负载电路200中上臂功率管M1的电流进行采样以获取相应的采样电压Vcs；
所述PSM模式切换模块103连接于所述电压产生模块101、所述电压采样模块102及所述逻辑控制模块106，用于对所述采样电压Vcs和所述第一设定电压Vpsm1进行比较，并将周期内的比较结果进行锁存；周期内，若所述采样电压Vcs大于所述第一设定电压Vpsm1，则产生PWM模式保持信号，若所述采样电压Vcs始终小于所述第一设定电压Vpsm1，则产生PSM模式进入信号；
所述导通时间设定模块104连接于所述电压产生模块101、所述电压采样模块102及所述逻辑控制模块106，用于在PSM模式下的周期内，对所述采样电压Vcs和所述第二设定电压Vpsm2进行比较，并根据比较结果设定所述上臂功率管M1的导通时间；
所述PWM模式切换模块105连接于所述电压采样模块102及所述逻辑控制模块106，用于对参考电压Vref和基于所述开关负载电路200输出电压产生的反馈电压Vfb进行误差放大以产生误差放大电压Vc，同时基于斜坡补偿电压Vslope对所述采样电压Vcs进行补偿以产生补偿后电压Vcom，并对所述误差放大电压Vc和所述补偿后电压Vcom进行比较以产生比较结果；
所述逻辑控制模块106连接于所述PSM模式切换模块103、所述导通时间设定模块104及所述PWM模式切换模块105，用于在PWM模式或PSM模式下产生一组控制信号(UG或LG)以控制所述开关负载电路200中上臂功率管M1和下臂功率管M2的导通和关断；并在所述PSM模式切换模块103产生所述PWM模式保持信号时，所述逻辑控制模块106在下一周期继续保持PWM模式；在所述PSM模式切换模块103产生所述PSM模式进入信号时，所述逻辑控制模块106在下一周期开始进入PSM模式，之后根据所述导通时间设定模块104设定的导通时间产生相应的控制信号以控制所述上臂功率管M1按设定的导通时间进行导通，并根据所述PWM模式切换模块105输出的比较结果及所述计时单元的计时来判断在预设计时周期内所述误差放大电压Vc是否大于所述补偿后电压Vcom，若是，所述逻辑控制模块106在下一周期退出所述PSM模式并进入PWM模式，否则所述逻辑控制模块106在下一周期继续保持PSM模式。
作为一示例，所述电压产生模块101为带隙基准电路，此时所述第一设定电压Vpsm1、所述第二设定电压Vpsm2及所述参考电压Vref均通过所述带隙基准电路产生，且所述第一设定电压Vpsm1小于所述第二设定电压Vpsm2。本示例中，通过产生所述参考电压Vref的带隙基准电路的复用来产生所述第一设定电压Vpsm1和所述第二设定电压Vpsm2，从而使系统不产生额外的面积和功耗。
作为另一示例，所述电压产生模块101根据所述开关负载电路200的输入信号Vin和输出信号Vout产生分别与所述输入信号Vin和所述输出信号Vout相关的所述第一设定电压Vpsm1和所述第二设定电压Vpsm2，其中所述第一设定电压Vpsm1小于所述第二设定电压Vpsm2。本示例中，为了更精确地控制所述开关负载电路200在PSM模式下的输出电压纹波，以使所述第一设定电压Vpsm1和所述第二设定电压Vpsm2与系统的输入电压Vin和输出电压Vout相关联，从而实现根据不同的应用环境产生可变的第一设定电压Vpsm1和第二设定电压Vpsm2。需要注意的是，产生与输入电压Vin和输出电压Vout相关联的第一设定电压Vpsm1和第二设定电压Vpsm2的具体实现电路有多种，换句话说，对输入电压Vin和输出电压Vout进行任意的运算关系均可产生与其相关联的第一设定电压Vpsm1和第二设定电压Vpsm2，本示例对所述电压产生模块101具体对输入电压Vin和输出电压Vout进行何种运算以实现相关联并不进行限定。图4为产生第二设定电压Vpsm2的一种具体电路实现方式，图4中，Vpsm2＝K1*Vin+K2*Vout，其中K1＝R5/(R4+R5)，K2＝R8/(R7+R8)；通常来讲，输出电压Vout越小时，为了防止输出纹波过大，希望PSM模式下开关负载电路一次输出的能量也越小，即第二设定电压Vpsm2越小；同时输入电压Vin越小，第二设定电压Vpsm2也越小，但其影响居次要地位；故在上述公式中，K1<K2；当然，第一设定电压Vpsm1也可同理产生。
作为示例，如图2所示，所述电压采样模块102包括：运算放大器OP1及采样电阻Rcs，所述运算放大器OP1的同相输入端连接于所述上臂功率管M1的源极端，所述运算放大器OP1的反相输入端连接于所述上臂功率管M1的漏极端，所述运算放大器OP1的控制端连接于所述上臂功率管M1的栅极端，所述运算放大器OP1的输出端连接于所述采样电阻Rcs的一端，同时作为所述电压采样模块102的输出端，所述采样电阻Rcs的另一端接地。本示例中，在所述逻辑控制模块106产生控制信号以控制所述上臂功率管M1导通时，所述电压采样模块102也在该控制信号的控制下开始采样；在所述上臂功率管M1导通时，电感电流IL流经所述上臂功率管M1产生压降VDS＝IL*RDS，该压降正比于电感电流IL，运算放大器OP1检测此压降并放大输出以产生与电感电流相关的采样电压Vcs，其中RDS为上臂功率管M1的漏源电阻。
作为示例，如图1所示，所述PSM模式切换模块103包括：第一比较器CMP1及D触发器DFF，所述第一比较器CMP1的同相输入端连接于所述电压产生模块101的第一输出端以接入所述第一设定电压Vpsm1，所述第一比较器CMP1的反相输入端连接于所述电压采样模块102的输出端以接入所述采样电压Vcs，所述第一比较器CMP1的输出端连接于所述D触发器DFF的清零端，所述D触发器DFF的时钟端接入时钟信号Vclk，所述D触发器DFF的输出端作为所述PSM模式切换模块103的输出端。本示例中，周期开始时，时钟信号CLK先将所述D触发器DFF的输出置1，此时所述PSM模式切换模块103输出为1；假设电感电流IL的初始值为0，则第一设定电压Vpsm1大于采样电压Vcs，第一比较器CMP1输出为1，此时所述D触发器DFF不进行清零操作，其输出仍保持前一状态，即所述PSM模式切换模块103输出为1；周期内，随着电感电流IL逐渐上升，若采样电压Vcs大于第一设定电压Vpsm1，第一比较器CMP1输出为0，此时D触发器DFF进行清零操作，其输出被清零，即所述PSM模式切换模块103输出为0(也即PWM模式保持信号)，表示电感电流峰值周期已超过设定的第一设定电压Vpsm1，所述逻辑控制模块106将根据PWM模式保持信号，在下一周期继续保持PWM模式；反之，若采样电压Vcs始终小于第一设定电压Vpsm1，第一比较器CMP1始终输出为1，此时D触发器DFF的输出不会被清零，其输出始终为1，即所述PSM模式切换模块103的输出始终为1(也即PSM模式进入信号PSM1)，所述逻辑控制模块106将根据PSM模式进入信号，在下一周期开始进入PSM模式。
作为示例，如图1所示，所述导通时间设定模块104包括：第二比较器CMP2，所述第二比较器CMP2的第一输入端连接于所述电压产生模块101的第二输出端以接入所述第二设定电压Vpsm2，所述第二比较器CMP2的第二输入端连接于所述电压采样模块102的输出端以接入所述采样电压Vcs，所述第二比较器CMP2的输出端作为所述导通时间设定模块104的输出端。本示例中，在PSM模式下的周期内，为降低开关损耗，将增大所述上臂功率管M1的导通时间，而该导通时间则由第二比较器CMP2的比较结果来决定，此时第二设定电压Vpsm2对应了PSM模式的周期内，电感电流IL的输出峰值；具体为：在PSM模式下的周期内，随着电感电流IL逐渐上升，若采样电压Vcs大于第二设定电压Vpsm2，则第二比较器CMP2的输出发生翻转以产生一信号PSM2，此时所述逻辑控制模块106将根据该信号PSM2产生一关断信号以关断所述上臂功率管M1(当第二比较器CMP2的同相输入端接入第二设定电压Vpsm2且其反相输入端接入采样电压Vcs时，若采样电压Vcs大于第二设定电压Vpsm2，则第二比较器CMP2的输出由1翻转为0，即信号PSM2为0；当第二比较器CMP2的同相输入端接入采样电压Vcs且其反相输入端接入第二设定电压Vpsm2时，若采样电压Vcs大于第二设定电压Vpsm2，则第二比较器CMP2的输出由0翻转为1，即信号PSM2为1)。
作为示例，如图1所示，所述PWM模式切换模块105包括：误差放大器EA、第三比较器CMP3及加法器，所述误差放大器EA的第一输入端接入所述反馈电压Vfb，所述误差放大器EA的第二输入端接入参考电压Vref，所述误差放大器EA的输出端连接于所述第三比较器CMP3的同相输入端，所述第三比较器CMP3的反相输入端连接于所述加法器的输出端，所述第三比较器CMP3的输出端作为所述PWM模式切换模块105的输出端，所述加法器的第一输入端连接于所述电压采样电路102的输出端以接入所述采样电压Vcs，所述加法器的第二输入端接入斜坡补偿电压Vslope。本示例中，所述误差放大器对反馈电压Vfb和参考电压Vref进行误差放大以得到误差放大电压Vc，同时基于斜坡补偿电压Vslope对采样电压Vcs进行补偿以得到补偿后电压Vcom，之后对误差放大电压Vc和补充后电压Vcom进行比较，若误差放大电压Vc小于补偿后电压Vcom，则第三比较器CMP3输出为0，若误差放大电压Vc大于补偿后电压Vcom，则第三比较器CMP3输出为1。
作为示例，如图1所示，所述PWM和PSM模式切换控制电路100还包括：斜坡补偿电压产生模块107，连接于所述加法器的第二输入端，用于产生所述斜坡补偿电压Vslope。
具体的，如图3所示，所述斜坡补偿电压产生模块107包括：偏置电流源Ibias、充放电电容C2、充放电开关管M3、电压-电流转换器V-I及输出电阻R3，所述偏置电流源Ibias的一端接入电源电压，所述偏置电流源Ibias的另一端连接于所述充放电开关管M3的漏极端、所述充放电电容C2的一端及所述电压-电流转换器V-I的输入端，所述充放电开关管M3的栅极端接入充放电控制信号ENN，所述充放电开关管M3的源极端连接于所述充放电电容C2的另一端及所述输出电阻R3的一端且接地，所述电压-电流转换器V-I的输出端连接于所述输出电阻R3的另一端，同时作为所述斜坡补偿电压产生模块107的输出端。本示例中，在所述充放电控制信号ENN控制所述充放电开关管M3关断时，所述偏置电流源Ibias对所述充放电电容C2进行充电，此时产生一固定斜率的电压，该固定斜率的电压通过电压-电流转换器V-I转换成一固定斜率的电流，而该固定斜率的电流流过输出电阻R3时产生斜坡补偿电压Vsolpe，用以消除采样电压Vcs的次谐波振荡；其中该固定斜率的电压满足V/T＝Ibias/C，T为充放电电容C2的充电时间，Ibias为偏置电流源的电流，C为充放电电容C2的容值。
作为示例，所述预设计时周期为所述逻辑控制模块106预先设定的值，且所述预设计时周期与所述第一设定电压和所述第二设定电压之间的关系如下：Tset/Tperiod<(Vpsm2/Vpsm1)^2，其中Tset为预设计时周期，Tperiod为开关电源的开关周期，Vpsm2为第二设定电压，Vpsm1为第一设定电压。需要注意的是，此处所述开关电源的开关周期Tperiod是在具体应用中根据实际需求进行设定的，其为一定值。
本实施例还提供了一种PWM和PSM模式切换控制方法，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路进行控制，所述PWM和PSM模式切换控制方法包括：
设定第一设定电压和第二设定电压，并对流经所述开关负载电路中上臂功率管的电流进行采样以获取相应的采样电压；
对所述采样电压和所述第一设定电压进行比较，并将周期内的比较结果进行锁存；周期内，若所述采样电压大于所述第一设定电压，则产生PWM模式保持信号以在下一周期继续保持PWM模式；若所述采样电压始终小于所述第一设定电压，则产生PSM模式进入信号以在下一周期开始进入PSM模式；
在PSM模式下的周期内，对所述采样电压和所述第二设定电压进行比较，并根据比较结果设定所述上臂功率管的导通时间，以控制所述上臂功率管按设定的导通时间进行导通；
按预设计时周期开始计时，并对参考电压和基于所述开关负载电路输出电压产生的反馈电压进行误差放大以产生误差放大电压，同时基于斜坡补偿电压对所述采样电压进行补偿以产生补偿后电压，之后对所述误差放大电压和所述补偿后电压进行比较，若在预设计时周期内所述误差放大电压大于所述补偿后电压，则产生PWM模式进入信号以在下一周期退出PSM模式并进入PWM模式，否则在下一周期继续保持PSM模式。
其中，所述第一设定电压和所述第二设定电压均为固定的基准电压或与输入电压和输出电压相关的可调电压。
其中，所述第一设定电压Vpsm1小于所述第二设定电压Vpsm2(即Vpsm1<Vpsm2)，且所述预设计时周期与所述第一设定电压和所述第二设定电压之间的关系如下：Tset/Tperiod<(Vpsm2/Vpsm1)^2，其中Tset为预设计时周期，Tperiod为开关电源的开关周期，Vpsm2为第二设定电压，Vpsm1为第一设定电压。需要注意的是，此处所述开关电源的开关周期Tperiod是在具体应用中根据实际需求进行设定的，其为一定值。
下面请参阅图1，结合本实施例所述PWM和PSM模式切换控制电路对其实现方法进行详细说明。
周期开始时，时钟信号CLK先将所述D触发器DFF的输出置1，此时所述PSM模式切换模块103输出为1；假设电感电流IL的初始值为0，则第一设定电压Vpsm1大于采样电压Vcs，第一比较器CMP1输出为1，此时所述D触发器DFF不进行清零操作，其输出仍保持前一状态，即所述PSM模式切换模块103输出为1；周期内，随着电感电流IL逐渐上升，若采样电压Vcs大于第一设定电压Vpsm1，第一比较器CMP1输出为0，此时D触发器DFF进行清零操作，其输出被清零，即所述PSM模式切换模块103输出为0(也即产生PWM模式保持信号)，表示电感电流峰值周期已超过设定的第一设定电压Vpsm1，所述逻辑控制模块106将根据PWM模式保持信号，在下一周期继续保持PWM模式；反之，若采样电压Vcs始终小于第一设定电压Vpsm1，第一比较器CMP1始终输出为1，此时D触发器DFF的输出不会被清零，其输出始终为1，即所述PSM模式切换模块103的输出始终为1(也即产生PSM模式进入信号PSM1)，所述逻辑控制模块106将根据PSM模式进入信号，在下一周期开始进入PSM模式。
在PSM模式下的周期内，随着电感电流IL逐渐上升，若采样电压Vcs大于第二设定电压Vpsm2，则第二比较器CMP2的输出发生翻转以产生一信号PSM2，所述逻辑控制模块106将根据该信号PSM2产生一关断信号以关断所述上臂功率管M1，此时第二设定电压Vpsm2对应了PSM模式的周期内电感电流IL的输出峰值；而由于第二设定电压Vpsm2大于进入PSM模式时的第一设定电压Vpsm1，从而增加了上臂功率管M1的导通时间，进而降低了系统的开关损耗。
在PSM模式下的周期内，所述逻辑控制模块106中的计时单元开始计时；由于上臂功率管M1的导通时间增大，电感电流IL的输出峰值对应了开关负载电路200的输出电压Vout也增大，同样对应的反馈电压Vfb也增大；随着输出电压Vout的不断减小，反馈电压Vfb也不断减小，导致其与参考电压Vref的差值逐渐变大，从而使所述误差放大器EA输出的误差放大电压Vc增大，当误差放大电压Vc大于补偿后电压Vcom时，第三比较器CMP3输出为1，反之输出0；
所述逻辑控制模块106根据所述PWM模式切换模块105输出的比较结果及所述计时单元的计时来判断在预设计时周期内所述误差放大电压Vc是否大于所述补偿后电压Vcom，若是，所述逻辑控制模块106在下一周期退出所述PSM模式并进入PWM模式，否则所述逻辑控制模块106在下一周期继续保持PSM模式。
需要注意的是，由第一设定电压Vpsm1和第二设定电压Vpsm2决定的不同的电感电流峰值对应了不同的上臂功率管M2的导通时间，也即对应不同的输出能量；所述逻辑控制模块106根据采样电压Vcs小于第一设定电压Vpsm1判断进入PSM模式，并根据第二设定电压Vpsm2产生一较长的上臂功率管M1的导通时间，从而产生一较大的能量，而该能量远大于进入PSM模式时所需的能量，此时所述逻辑控制模块106按预设计时周期开始计时以判断该较大能量是否能提供足够长的时间(周期数)使系统维持在PSM模式，若行则继续保持PSM模式，若不行则退出PSM工作并进入PWM模式；实际计得的周期数结合第二设定电压Vpsm2决定了退出PSM模式时的负载大小，而该负载大小大于进入PSM模式时对应的负载大小，从而产生进入PSM模式和退出PSM模式的迟滞量，避免了同一切换点造成的PWM和PSM模式来回切换的风险。
实施例二
如图5所示，本实施例与实施例一的区别在于：在所述导通时间设定模块104包括第二比较器CMP2且所述PWM模式切换模块105包括第三比较器CMP3时，所述导通时间设定模块104和所述PWM模式切换模块105共用同一比较器，此时在共用比较器CMPG的同相输入端增设一同相二选一选通器，在所述共用比较器CMPG的反相输入端增设一反相二选一选通器；其中，所述同相二选一选通器的第一选通输入端连接于所述误差放大器EA的输出端以接入所述误差放大电压Vc，所述同相二选一选通器的第二选通输入端连接于所述电压产生模块101以接入所述第二设定电压Vpsm2，所述同相二选一选通器的控制端连接于所述逻辑控制模块106以接入选通控制信号PSMWK，所述同相二选一选通器的输出端连接于所述共用比较器CMPG的同相输入端；所述反相二选一选通器的第一选通输入端连接于所述加法器的输出端以接入所述补偿后电压Vcom，所述反相二选一选通器的第二选通输入端连接于所述电压采样模块102以接入所述采样电压Vcs，所述反相二选一选通器的控制端连接于所述逻辑控制模块106以接入所述选通控制信号PSMWK，所述反相二选一选通器的输出端连接于所述共用比较器CMPG的反相输入端。
本示例中，通过对第二比较器CMP2和第三比较器CMP3的复用，从而使系统不产生额外的面积和功耗。具体为：若所述逻辑控制模块106输出的控制信号UG为高电平，即所述选通控制信号PSMWK为高电平时，所述同相二选一选通器的第一选通输入端有效，即所述共用比较器CMPG的同相输入端接入误差放大电压Vc，所述反相二选一选通器的第一选通输入端有效，即所述共用比较器的反相输入端接入补偿后电压Vcom；若所述逻辑控制模块106输出的控制信号UG为低电平，即所述选通控制信号PSMWK为低电平时，所述同相二选一选通器的第二选通输入端有效，即所述共用比较器CMPG的同相输入端接入第二设定电压Vpsm2，所述反相二选一选通器的第二选通输入端有效，即所述共用比较器的反相输入端接入采样电压Vcs。
综上所述，本发明的一种PWM和PSM模式切换控制电路及其方法，通过电压产生模块、电压采样模块、PSM模式切换模块、导通时间设定模块、PWM模式切换模块及逻辑控制模块的设计，实现了通过第一设定电压和第二设定电压精确控制PWM模式和PSM模式的模式切换点，并且消除了在模式切换临界点来回切换所造成的输出不稳的风险，而且更通过带隙基准和/或比较器的复用，实现了低静态功耗。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (13)

1.一种PWM和PSM模式切换控制电路，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路进行控制，其特征在于，所述PWM和PSM模式切换控制电路包括：电压产生模块、电压采样模块、PSM模式切换模块、导通时间设定模块、PWM模式切换模块及逻辑控制模块，其中逻辑控制模块包括一计时单元；
所述电压产生模块用于产生第一设定电压和第二设定电压；
所述电压采样模块连接于所述PSM模式切换模块、所述导通时间设定模块及所述PWM模式切换模块，用于对流经所述开关负载电路中上臂功率管的电流进行采样以获取相应的采样电压；
所述PSM模式切换模块连接于所述电压产生模块、所述电压采样模块及所述逻辑控制模块，用于对所述采样电压和所述第一设定电压进行比较，并将周期内的比较结果进行锁存；周期内，若所述采样电压大于所述第一设定电压，则产生PWM模式保持信号，若所述采样电压始终小于所述第一设定电压，则产生PSM模式进入信号；
所述导通时间设定模块连接于所述电压产生模块、所述电压采样模块及所述逻辑控制模块，用于在PSM模式下的周期内，对所述采样电压和所述第二设定电压进行比较，并根据比较结果设定所述上臂功率管的导通时间；
所述PWM模式切换模块连接于所述电压采样模块及所述逻辑控制模块，用于对参考电压和基于所述开关负载电路输出电压产生的反馈电压进行误差放大以产生误差放大电压，同时基于斜坡补偿电压对所述采样电压进行补偿以产生补偿后电压，并对所述误差放大电压和所述补偿后电压进行比较以产生比较结果；
所述逻辑控制模块连接于所述PSM模式切换模块、所述导通时间设定模块及所述PWM模式切换模块，用于在PWM模式或PSM模式下产生一组控制信号以控制所述开关负载电路中上臂功率管和下臂功率管的导通和关断；并在所述PSM模式切换模块产生所述PWM模式保持信号时，所述逻辑控制模块在下一周期继续保持PWM模式；在所述PSM模式切换模块产生所述PSM模式进入信号时，所述逻辑控制模块在下一周期开始进入PSM模式，之后根据所述导通时间设定模块设定的导通时间产生相应的控制信号以控制所述上臂功率管按设定的导通时间进行导通，并根据所述PWM模式切换模块输出的比较结果及所述计时单元的计时来判断在预设计时周期内所述误差放大电压是否大于所述补偿后电压，若是，所述逻辑控制模块在下一周期退出所述PSM模式并进入PWM模式，否则所述逻辑控制模块在下一周期继续保持PSM模式。
2.根据权利要求1所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述电压产生模块根据所述开关负载电路的输入信号和输出信号产生分别与所述输入信号和所述输出信号相关的所述第一设定电压和所述第二设定电压，其中所述第一设定电压小于所述第二设定电压。
3.根据权利要求1所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述电压产生模块为带隙基准电路，此时所述第一设定电压、所述第二设定电压及所述参考电压均通过所述带隙基准电路产生，且所述第一设定电压小于所述第二设定电压。
4.根据权利要求1所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述电压采样模块包括：运算放大器及采样电阻，所述运算放大器的同相输入端连接于所述上臂功率管的源极端，所述运算放大器的反相输入端连接于所述上臂功率管的漏极端，所述运算放大器的控制端连接于所述上臂功率管的栅极端，所述运算放大器的输出端连接于所述采样电阻的一端，同时作为所述电压采样模块的输出端，所述采样电阻的另一端接地。
5.根据权利要求1所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述PSM模式切换模块包括：第一比较器及D触发器，所述第一比较器的同相输入端连接于所述电压产生模块的第一输出端以接入所述第一设定电压，所述第一比较器的反相输入端连接于所述电压采样模块的输出端以接入所述采样电压，所述第一比较器的输出端连接于所述D触发器的清零端，所述D触发器的时钟端接入时钟信号，所述D触发器的输出端作为所述PSM模式切换模块的输出端。
6.根据权利要求1所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述导通时间设定模块包括：第二比较器，所述第二比较器的第一输入端连接于所述电压产生模块的第二输出端以接入所述第二设定电压，所述第二比较器的第二输入端连接于所述电压采样模块的输出端以接入所述采样电压，所述第二比较器的输出端作为所述导通时间设定模块的输出端。
7.根据权利要求1或6所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述PWM模式切换模块包括：误差放大器、第三比较器及加法器，所述误差放大器的第一输入端接入所述反馈电压，所述误差放大器的第二输入端接入参考电压，所述误差放大器的输出端连接于所述第三比较器的同相输入端，所述第三比较器的反相输入端连接于所述加法器的输出端，所述第三比较器的输出端作为所述PWM模式切换模块的输出端，所述加法器的第一输入端连接于所述电压采样电路的输出端以接入所述采样电压，所述加法器的第二输入端接入斜坡补偿电压。
8.根据权利要求7所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，在所述导通时间设定模块包括第二比较器且所述PWM模式切换模块包括第三比较器时，所述导通时间设定模块和所述PWM模式切换模块共用同一比较器，此时在共用比较器的同相输入端增设一同相二选一选通器，在所述共用比较器的反相输入端增设一反相二选一选通器；其中，所述同相二选一选通器的第一选通输入端连接于所述误差放大器的输出端以接入所述误差放大电压，所述同相二选一选通器的第二选通输入端连接于所述电压产生模块以接入所述第二设定电压，所述同相二选一选通器的控制端连接于所述逻辑控制模块以接入选通控制信号，所述同相二选一选通器的输出端连接于所述共用比较器的同相输入端；所述反相二选一选通器的第一选通输入端连接于所述加法器的输出端以接入所述补偿后电压，所述反相二选一选通器的第二选通输入端连接于所述电压采样模块以接入所述采样电压，所述反相二选一选通器的控制端连接于所述逻辑控制模块以接入所述选通控制信号，所述反相二选一选通器的输出端连接于所述共用比较器的反相输入端。
9.根据权利要求7所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述PWM和PSM模式切换控制电路还包括：斜坡补偿电压产生模块，连接于所述加法器的第二输入端，用于产生所述斜坡补偿电压。
10.根据权利要求9所述的PWM和PSM模式切换控制电路，其特征在于，所述斜坡补偿电压产生模块包括：偏置电流源、充放电电容、充放电开关管、电压-电流转换器及输出电阻，所述偏置电流源的一端接入电源电压，所述偏置电流源的另一端连接于所述充放电开关管的漏极端、所述充放电电容的一端及所述电压-电流转换器的输入端，所述充放电开关管的栅极端接入充放电控制信号，所述充放电开关管的源极端连接于所述充放电电容的另一端及所述输出电阻的一端且接地，所述电压-电流转换器的输出端连接于所述输出电阻的另一端，同时作为所述斜坡补偿电压产生模块的输出端。
11.一种PWM和PSM模式切换控制方法，在PWM模式或PSM模式下对开关负载电路进行控制，其特征在于，所述PWM和PSM模式切换控制方法包括：
设定第一设定电压和第二设定电压，并对流经所述开关负载电路中上臂功率管的电流进行采样以获取相应的采样电压；
对所述采样电压和所述第一设定电压进行比较，并将在PWM模式下的周期内的比较结果进行锁存；在PWM模式下的周期内，若所述采样电压大于所述第一设定电压，则产生PWM模式保持信号以在下一周期继续保持PWM模式；若所述采样电压始终小于所述第一设定电压，则产生PSM模式进入信号以在下一周期开始进入PSM模式；
在PSM模式下的周期内，对所述采样电压和所述第二设定电压进行比较，并根据比较结果设定所述上臂功率管的导通时间，以控制所述上臂功率管按设定的导通时间进行导通；
按预设计时周期开始计时，并对参考电压和基于所述开关负载电路输出电压产生的反馈电压进行误差放大以产生误差放大电压，同时基于斜坡补偿电压对所述采样电压进行补偿以产生补偿后电压，之后对所述误差放大电压和所述补偿后电压进行比较，若在预设计时周期内所述误差放大电压大于所述补偿后电压，则产生PWM模式进入信号以在下一周期退出PSM模式并进入PWM模式，否则在下一周期继续保持PSM模式。
12.根据权利要求11所述的PWM和PSM模式切换控制方法，其特征在于，所述第一设定电压小于所述第二设定电压，所述预设计时周期与所述第一设定电压和所述第二设定电压之间的关系如下：Tset/Tperiod<(Vpsm2/Vpsm1)^2，其中Tset为预设计时周期，Tperiod为开关电源的开关周期，Vpsm2为第二设定电压，Vpsm1为第一设定电压。
13.根据权利要求11所述的PWM和PSM模式切换控制方法，其特征在于，所述第一设定电压和所述第二设定电压均为固定的基准电压或与输入电压和输出电压相关的可调电压。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113726159B (zh) * 2021-08-27 2023-03-10 芯洲科技(北京)股份有限公司 降压转换器和电子装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101466187A (zh) * 2009-01-05 2009-06-24 西安理工大学 一种pfm/pwm双模式切换调光的led驱动电路
CN101764515A (zh) * 2009-11-09 2010-06-30 天津南大强芯半导体芯片设计有限公司 一种pwm与psm自动切换电路及其切换方法
CN102820781A (zh) * 2012-08-30 2012-12-12 东南大学 一种基于纹波控制的单电感双输出开关电源
CN103345289B (zh) * 2013-06-26 2015-03-04 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 斜率补偿和环路带宽自适应控制电路及应用其的开关电源
CN107959421A (zh) * 2017-12-28 2018-04-24 北京松果电子有限公司 Buck-boost型直流转换器及其控制方法
CN108736695A (zh) * 2018-06-08 2018-11-02 山东超越数控电子股份有限公司 一种pwm和psm模式无缝切换的实现结构及方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9831765B2 (en) * 2014-09-30 2017-11-28 Skyworks Solutions, Inc. Frequency modulation and pulse skipping mode voltage controller

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101466187A (zh) * 2009-01-05 2009-06-24 西安理工大学 一种pfm/pwm双模式切换调光的led驱动电路
CN101764515A (zh) * 2009-11-09 2010-06-30 天津南大强芯半导体芯片设计有限公司 一种pwm与psm自动切换电路及其切换方法
CN102820781A (zh) * 2012-08-30 2012-12-12 东南大学 一种基于纹波控制的单电感双输出开关电源
CN103345289B (zh) * 2013-06-26 2015-03-04 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 斜率补偿和环路带宽自适应控制电路及应用其的开关电源
CN107959421A (zh) * 2017-12-28 2018-04-24 北京松果电子有限公司 Buck-boost型直流转换器及其控制方法
CN108736695A (zh) * 2018-06-08 2018-11-02 山东超越数控电子股份有限公司 一种pwm和psm模式无缝切换的实现结构及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
一种高效率PWM_PFM自动切换升压转换器的设计;王彬等;《南开大学学报（自然科学版）》;20110228;第44卷(第1期);第43-46页 *

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