CN108574408B - 一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法，包括：产生振荡信号的振荡器模块，在振荡信号的上升沿打开功率开关管；斜率补偿信号的斜率补偿模块产生，当工作在低占空比状态下时，在振荡信号的上升沿进行斜率补偿，在功率开关管关断时关闭斜率补偿；当工作在高占空比状态下时，在振荡信号的上升沿进行斜率补偿，在功率开关管开启的时间超过设定时间时关闭斜率补偿；当电感采样信号及斜率补偿信号的和大于设定值时，脉冲宽度调制模块关断功率开关管。本发明具有提供振荡频率信号本身的功能，还通过内部新增加的若干反馈信号实现了在高占空比直至100％占空比工作时自动控制斜坡补偿电流的叠加，同时将频率自适应展宽的功能。

Description

一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法

技术领域

本发明涉及电子电路领域，特别是涉及一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法。

背景技术

采用峰值电流控制模式的降压型直流转换器(Buck)是目前应用最广泛的降压型拓扑控制模式，用于将一个高的直流电压转换为一个稳定的较低的直流电压，该电路采用固定时钟开启，峰值电流关断的工作模式。即每次在振荡器的上升沿到来时，开关管打开，电感电流开始上升，当电感电流上升达到设计值时，触发相关比较器，开关管关断，续流管打开，电感电流开始下降；当振荡器的下一个上升沿到来时，开关管再次打开，重复以上过程，当环路稳定后，输出即可得到所设定的电压值。

在上述一个完整的工作周期内，设一个周期的总时间为T，开关管打开的时间为T1，开关管关断的时间为T2，则我们通常所说的占空比就是：

D＝T1/T

众所周知，在降压型直流转换器电路中，输入Vin与输出Vout的关系为：

Vout＝Vin*D

在各种便携式电子设备中，供电的电池在充满电到放电的过程中，其电压值是在不断下降的，而输出一直要保证为一个稳定的设定值，因此，在电池放电过程中，其占空比D是在不断升高的，随着这个过程进行，电池电压不断下降，占空比D持续上升，在许多情况下，占空比D需要升高到100％，即输入几乎掉电到与输出相等，当电路从较低的占空比升高到100％的过程中，会出现以下问题：

第一，采用峰值电流控制模式的降压型直流转换器均需要加入斜坡补偿，用来保证电流环路的稳定性。斜坡电流在开关管打开、电感电流上升时加入，当开关管关断，电感电流开始下降时，斜坡补偿信号将被关闭。但是，当降压型直流转换器需要工作在100％占空比工作状态时，开关管将一直打开，不再出现关断的逻辑信号，此时斜坡补偿信号将一直开启，无法被开关逻辑控制，致使电路错误的关断开关管，直接造成降压型直流转换器无法工作在需要的100％占空比工作模式。

第二，由于在正常工作过程中，电路开关管打开和关断的一个完整工作周期时间就等于电路中振荡器的单位时间，当降压型直流转换器的占空比不断升高直至升到一直打开的100％占空比工作模式时，开关管的打开时间T1不断变长，其必然需要经历从一个周期内完成开关打开关断到若干个周期只关断一次其余时间一直打开直到全工作时间范围内完全打开不关断的过程，在这个转换过程中，临界值附近的关断动作完全取决于此时的电感电流是否触碰到峰值点，由于在这个过程中，电池电压是动态不断降低的，本身的占空比就不稳定，如果不加控制的话，每个芯片的工作转换临界值都会出现随机波动，并且在转换过程的临界点附件很容易出现电感电流在某个周期触碰到峰值触发关断，在另一个或若干个周期又由于占空比变化带来的扰动又没有触碰到峰值，因此在临界时间段内电路出现无规律振荡，造成输出波动变大。

为了解决降压型直流转换器无法工作在需要的100％占空比工作模式下，在现有的技术方案中提出了以下方法，如图1所示，传统的电路结构均为图1或者其衍生结构。如图1所示，包括振荡器模块，斜坡补偿和PWM比较器。当电流Ibias对电容CAP1充电时，V1上升，将V1加到NMOS MN2的栅极，就得到一个按照一定斜率增大的斜坡补偿电流，把该电流用电流镜MP2和MP3进行镜像，并将其叠加到电阻R2和R3上，就得到斜坡电压信号，将其与电感电流采样信号Current Sense相加，就得到最终的采样信号V3。

如图2所示为上述电路的信号波形图，在该过程中，由于斜坡补偿电流的初始触发信号是V1，而当OSC信号翻转的时候，MP1关断，MN1打开，V1也将通过MN1放电，此时MN2关断，斜坡补偿电流也被切断。

通过上述工作过程不难发现，该电路中，斜坡补偿电流是一个与振荡器电路的工作同步的信号，随着振荡器的工作周期性打开和关断，斜坡补偿信号的最大产生时间就决定了在该电路中最大的补偿占空比，因此即使是在100％占空比工作时，斜坡补偿信号也不会无限制叠加导致V3持续升高致使电路出现误翻转。

采用上述方法有两个弊端：首先，电路确定后，V1，Vref，CAP1等参数就完全固定，斜坡补偿电流的产生时间也就完全固定，该斜坡电流的最大补偿占空比也被固定，当电路的工作状态超过该占空比后，斜坡电流不再补偿，失去了作用。其次，上述方法无法解第二个问题。

直流型开关电源转换器用于将一个直流电平转换为另一个直流电平来满足负载电子设备对电压的要求，根据转换方式，可以分为升压、降压和升降压三种拓扑。上文以升压拓扑方法为例加以说明，降压和升降压这两种拓扑方法同样存在上述问题。

因此，提出一种新的开关电源的自适应展频电路和方法，如何使直流型开关电源转换器工作在100％占空比工作模式下、同时输出波动小，已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法，用于解决现有技术中直流型开关电源转换器无法工作在100％占空比工作模式下、输出波动变大等问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种开关电源自适应展频电路，所述开关电源自适应展频电路至少包括：

振荡器模块、斜率补偿模块以及脉冲宽度调制模块；

所述振荡器模块产生一振荡信号，在所述振荡信号的上升沿控制开关电源中的功率开关管打开，所述振荡信号在所述功率开关管工作在高占空比状态下频率展宽；

所述斜率补偿模块产生一斜率补偿信号，当所述功率开关管工作在低占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿所述斜率补偿信号加入所述开关电源中的电感采样信号中，在所述功率开关管关断时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；当所述功率开关管工作在高占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿所述斜率补偿信号加入所述电感采样信号中，在所述功率开关管开启的时间超过设定时间时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；在所述功率开关管开启的时间超过所述设定时间时判定所述功率开关管工作在高占空比状态下；

所述脉冲宽度调制模块连接于所述斜率补偿模块的输出端，并接收所述电感采样信号，根据所述斜率补偿信号及所述电感采样信号产生一脉冲宽度调制信号以驱动所述功率开关管关断。

优选地，所述振荡器模块包括高占空比设定单元、振荡单元；

所述高占空比设定单元接收所述振荡信号，通过充放电得到延时信号，设定所述设定时间以确定高占空比状态，进而对所述振荡信号进行频率展宽；

所述振荡单元连接所述高占空比设定单元的输出端，并接收所述功率开关管的驱动信号，所述振荡信号经过所述设定时间后由高电平跳变为低电平，再迅速由低电平跳变为高电平。

更优选地，所述高占空比设定单元包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一开关、第二开关、第一电容、第二电容、第一比较器及第二比较器；

所述第一PMOS管的源端连接电源电压、漏端连接所述第一电容的上极板、栅端接收第一基准电压；所述第一电容的下极板接地；所述第一开关并联于所述第一电容的两端，栅端接收所述振荡信号的反信号；所述第一比较器的输入端连接所述第一电容的上极板，将所述第一电容上的电压与参考电压进行比较后输出所述延时信号；

所述第二PMOS管的源端连接电源电压、漏端连接所述第二电容的上极板、栅端接收第二基准电压；所述第二电容的下极板接地；所述第二开关并联于所述第二电容的两端，栅端接收所述振荡信号；所述第二比较器的输入端连接所述第二电容的上极板，将所述第二电容上的电压与所述参考电压进行比较后输出比较结果；

其中，所述第一电容的容量大于所述第二电容的容量；所述第一电容的充电电流小于所述第二电容的充电电流。

更优选地，所述振荡单元包括第一与逻辑以及RS触发器；所述第一与逻辑接收所述延时信号及所述驱动信号；所述RS触发器的R端连接所述第一与逻辑的输出端、S端连接所述第二比较器输出的比较结果，所述RS触发器输出所述振荡信号。

更优选地，所述斜率补偿模块包括开关单元、电流控制单元、补偿单元及泄流单元；

所述开关单元接收所述驱动信号及所述延时信号，当所述功率开关管关断且到达所述设定时间时，所述开关单元关断斜率补偿模块；

所述电流控制单元接收第三基准电压，根据所述第三基准电压输出所述斜率补偿信号；

所述补偿单元接收所述斜率补偿信号及所述电感采样信号，将所斜率补偿信号与所述电感采样信号相叠加；

所述泄流单元连接于所述电流控制单元的输出端，当所述功率开关管关断时将所述斜率补偿信号泄放。

更优选地，所述开关单元包括第二与逻辑及第三PMOS管；所述第二与逻辑的输入端接收所述驱动信号及所述延时信号；所述第三PMOS管的源端连接电源电压、栅端连接所述第二与逻辑的输出端、漏端连接所述电流控制单元。

更优选地，所述电流控制单元为第四PMOS管，所述第四PMOS管的源端连接所述开关单元、栅端连接所述第三基准电压、漏端连接所述补偿单元及所述泄流单元；通过所述第三基准电压控制所述第四PMOS管的导通电阻，进而控制流经所述第四PMOS管的电流。

更优选地，所述补偿单元包括第三电容及电阻，所述第三电容的上极板连接所述电流控制单元的输出端、下极板连接所述电感采样信号，所述电阻的一端连接所述第三电容的下极板、另一端接地。

优选地，所述开关电源自适应展频电路适用于降压型直流转换器、升压型直流转换器及升降压型直流转换器。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种上述开关电源自适应展频电路的自适应展频方法，所述开关电源自适应展频电路的自适应展频方法至少包括：

在振荡信号的上升沿控制开关电源中的功率开关管打开；

当所述功率开关管工作在低占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿将斜率补偿信号加入所述开关电源中的电感采样信号中，在所述功率开关管关断时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；

当所述功率开关管工作在高占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿将所述斜率补偿信号加入所述电感采样信号中，在所述功率开关管开启的时间超过设定时间时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；所述振荡信号的频率被展宽；其中，在所述功率开关管开启的时间超过所述设定时间时判定所述所述功率开关管工作在高占空比状态下；

当所述所述电感采样信号大于设定值时关断所述功率开关管。

优选地，通过改变所述第一基准电压及所述第一电容的容量来调节所述设定时间。

更优选地，所述设定时间不小于工频周期的90％。

优选地，所述功率开关管工作在低占空比状态下，所述自适应展频方法进一步包括：

在所述振荡信号的上升沿，所述功率开关管打开，所述第二电容迅速放电，所述RS触发器的S端为低电平，所述第一电容开始充电，在所述设定时间内所述RS触发器的R端保持为低电平，所述斜坡补偿信号叠加到所述电感采样信号中；

在所述设定时间内，斜坡补偿后的采样信号大于设定电压，则所述功率开关管关断，所述振荡信号保持为高电平，所述斜坡补偿信号被泄放，不叠加到所述电感采样信号中；

所述设定时间后，所述振荡信号由高电平跳变为低电平，并经过保持后，快速跳变为高电平，所述功率开关管重新打开。

优选地，所述功率开关管工作在高占空比状态下，所述自适应展频方法进一步包括：

在所述振荡信号的上升沿，所述功率开关管打开，所述第二电容迅速放电，所述RS触发器的S端为低电平，所述第一电容开始充电，在所述设定时间内所述RS触发器的R端保持为低电平，所述斜坡补偿信号叠加到所述电感采样信号中；

所述设定时间后，所述斜坡补偿模块被关断，所述斜坡补偿信号不叠加到所述电感采样信号中；

之后采样信号大于设定电压，则所述功率开关管关断，所述振荡信号由高电平跳变为低电平，并经过保持后，快速跳变为高电平，所述功率开关管重新打开。

如上所述，本发明的开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法，具有以下有益效果：

本发明的开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法通过内部添加的控制信号自动地随着输入输出电压的变化控制斜坡补偿信号，而且，在输入输出电压差值不是很小的情况下，其工作完全由系统正常的开启和关断信号控制，只有当输入输出电压差值逐渐缩小到一定量后，该结构才开始起作用，同时，该控制过程伴随着振荡器自身频率的自适应展宽，频率随着占空比的提高自动降低，可以在临界状态后自动随着输入输出的动态变化线性调整功率开关管的工作频率和打开时间，避免了在固定频率工作过程中每一个调整周期必须是振荡器单位周期的整数倍带来的输出端扰动加大的现象，从而解决了现有解决方案带来的问题。

附图说明

图1显示为现有技术中的斜坡补偿电路示意图。

图2显示为现有技术中的斜坡补偿电路的波形示意图。

图3显示为本发明的开关电源自适应展频电路示意图。

图4显示为现有技术中的降压型直流转换器的电路结构示意图。

元件标号说明

1 振荡器模块

11 高占空比设定单元

111 第一比较器

112 第二比较器

12 振荡单元

121 第一非门

122 第一与非门

123 第二非门

124 RS触发器

125、126 反相器

2 斜率补偿模块

21 开关单元

211 第二与非门

212 第三非门

22 补偿单元

3 脉冲宽度调制模块

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图3～图4。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

直流型开关电源转换器用于将一个直流电平转换为另一个直流电平来满足负载电子设备对电压的要求，根据转换方式，可以分为升压、降压和升降压三种拓扑，本方法以降压型拓扑为例说明，但该方法亦可用于其他拓扑结构。为了便于理解，如图4所示为降压型拓扑结构的直流型开关电源转换器，包括输入电源Vin、功率开关管Power PMOS、电感L、输出电容Cout、开关NMOS及输出电阻Rout。

如图3所示，本发明为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种开关电源自适应展频电路，所述开关电源自适应展频电路至少包括：

振荡器模块1、斜率补偿模块2以及脉冲宽度调制模块3。

如图3所示，所述振荡器模块1产生一振荡信号OSC，在所述振荡信号OSC的上升沿控制开关电源中的功率开关管Power PMOS打开。所述振荡器模块1包括高占空比设定单元11和振荡单元12。

具体地，所述高占空比设定单元11接收所述振荡信号OSC，通过充放电得到延时信号End_of_T1，进而设定一设定时间Δt以确定高占空比状态。

更具体地，所述高占空比设定单元11包括第一PMOS管P1、第二PMOS管P2、第一开关N1、第二开关N2、第一电容C1、第二电容C2、第一比较器111及第二比较器112。在本实施例中，还包括第五PMOS管P5及第六PMOS管P6。所述第五PMOS管P5的源端连接电源电压VDD、漏端连接所述第一PMOS管P1的源端、栅端连接控制电压CTRL。所述第一PMOS管P1的漏端连接所述第一电容C1的上极板、栅端接收第一基准电压BIAS1。所述第一电容C1的下极板接地GND。所述第一开关N1并联于所述第一电容C1的两端，栅端接收所述振荡信号OSC的反信号，在本实施例中，所述第一开关N1为NMOS管。所述第一比较器111的正向输入端连接所述第一电容C1的上极板，将所述第一电容C1上的电压V1与参考电压REF进行比较后输出所述延时信号End_of_T1。所述第五PMOS管P5作为开关，控制有无电流对所述第一电容C1进行个充电，所述第一PMOS管P1通过所述第一基准电压BIAS1控制充电电流的大小。在本实施例中，所述第一电容C1为大电容，所述第一电容C1的充电时间比较长，放电时间比较短。所述第六PMOS管P6的源端连接电源电压VDD、漏端连接所述第二PMOS管P2的源端、栅端连接所述控制电压CTRL。所述第二PMOS管P2的漏端连接所述第二电容C2的上极板、栅端接收第二基准电压BIAS2。所述第二电容C2的下极板接地GND。所述第二开关N2并联于所述第二电容C2的两端，栅端接收所述振荡信号OSC，在本实施例中，所述第二开关N2为NMOS管。所述第二比较器112的正向输入端连接所述第二电容C2的上极板，将所述第二电容C2上的电压V2与所述参考电压REF进行比较后输出所述比较结果End_of_T2。所述第六PMOS管P6作为开关，控制有无电流对所述第二电容C2进行个充电，所述第二PMOS管P2通过所述第二基准电压BIAS2控制充电电流的大小。在本实施例中，所述第二电容C1为小电容，所述第二电容C2的充放电时间比较短。所述第一比较器111及所述第二比较器112的正相输入端和反相输入端的连接关系可调整，只需增加反相器即可实现相同的逻辑关系，不以本实施例为限。在本实施例中，所述第一电容C1的容量大于所述第二电容C2的容量，所述第一电容C1的充电电流小于所述第二电容C2的充电电流。占空比达到多高时判定为高占空比取决于所述设定时间△t的长短，即可以通过改变所述第一基准电压BIAS1及所述第一电容1的大小加以调节，在此不做具体设定。

具体地，所述振荡单元12连接所述高占空比设定单元11的输出端，并接收所述功率开关管Power PMOS的驱动信号Pgate，所述振荡信号OSC经过所述设定时间△t后由高电平跳变为低电平，再由低电平跳变为高电平。

更具体地，所述振荡单元12包括第一与逻辑以及RS触发器124。在本实施例中，所述第一与逻辑包括第一非门121、第一与非门122及第二非门123。所述第一非门121的输入端连接所述驱动信号Pgate的反信号Pgate_b、输出端连接所述第一与非门122的第一输入端；所述第一与非门122的第二输入端连接所述延时信号End_of_T1、输出端连接所述第二非门123的输入端；所述第二非门123的输出端连接所述RS触发器124的R端。当所述驱动信号Pgate的反信号Pgate_b及所述延时信号End_of_T1均为1时，所述RS触发器124的R端为高电平；其他情况均为低电平。所述第一与逻辑可通过其他数字电路实现，任意可实现逻辑与的电路均适用于本发明，不以本实施例为限。所述RS触发器124的R端连接所述第一与逻辑的输出端、S端连接所述第二比较器112输出的比较结果，所述RS触发器输出所述振荡信号OSC，并通过反相器125及126得到控制信号T1及其反信号T2，其中，控制信号T1即为所述振荡信号OSC、控制信号T2为所述振荡信号OSC的反信号。

如图3所示，所述斜率补偿模块2产生一斜率补偿信号，当所述功率开关管PowerPMOS工作在低占空比状态下时，在所述振荡信号OSC的上升沿所述斜率补偿信号加入所述开关电源中的电感采样信号中，在所述功率开关管Power PMOS关断时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；当所述功率开关管Power PMOS工作在高占空比状态下时，在所述振荡信号OSC的上升沿所述斜率补偿信号加入所述电感采样信号中，在所述功率开关管Power PMOS开启的时间超过所述设定时间△t时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中。

具体地，所述斜率补偿模块2包括开关单元21、电流控制单元、补偿单元22及泄流单元。

更具体地，所述开关单元21接收所述驱动信号Pgate及所述延时信号End_of_T1，当所述功率开关管Power PMOS关断且到达所述设定时间△t时，所述开关单元21关断斜率补偿模块2。在本实施例中，所述开关单元21包括第二与逻辑及第三PMOS管P3。所述第二与逻辑包括第二与非门211及第三非门212，所述第二与非门211的第一输入端及第二输入端分别连接所述驱动信号Pgate的反信号Pgate_b及所述延时信号End_of_T1、输出端连接所述第三非门212的输入端，所述第三非门212的输出端连接所述第三PMOS管P3的栅端；所述第三PMOS管P3的源端连接电源电压VDD、漏端连接所述电流控制单元。所述第二与逻辑可通过其他数字电路实现，任意可实现逻辑与的电路均适用于本发明，不以本实施例为限。

更具体地，所述电流控制单元接收第三基准电压BIAS3，根据所述第三基准电压BIAS3输出所述斜率补偿信号(在本实施例中为斜率补偿电流Islope)。在本实施例中，所述电流控制单元包括第四PMOS管P4，所述第四PMOS管P4的源端连接所述开关单元21、栅端连接所述第三基准电压BIAS3、漏端连接所述补偿单元22及所述泄流单元。通过所述第三基准电压BIAS3控制所述第四PMOS管P4的导通电阻，进而控制流经所述第四PMOS管P4的电流。

更具体地，所述补偿单元22接收所述斜率补偿信号及所述电感采样信号，将所斜率补偿信号与所述电感采样信号相叠加。在本实施例中，所述补偿单元22包括第三电容C3及电阻R，所述第三电容C3的上极板连接所述电流控制单元的输出端、下极板连接所述电感采样信号(在本实施例中，所述电感采样信号通过电流采样Current Sense输入)，所述电阻R的一端连接所述第三电容C3的下极板、另一端接地。

更具体地，所述泄流单元连接于所述电流控制单元的输出端，当所述功率开关管Power PMOS关断时将所述斜率补偿信号泄放。在本实施例中，所述泄流单元包括第三开关N3，所述第三开关N3为NMOS管，所述第三开关N3的源端连接所述电流控制单元的输出端、漏端接地、栅端连接所述驱动信号Pgate。

如图3所示，所述脉冲宽度调制模块3连接于所述斜率补偿模块2的输出端，并接收所述电感采样信号，根据所述斜率补偿信号及所述电感采样信号产生一脉冲宽度调制信号PWM以驱动所述功率开关管Power PMOS关断。

具体地，在本实施例中，所述脉冲宽度调制模块3为一比较器，正相输入端连接所述所述斜率补偿模块2的输出端、反相输入端连接一设定电压comp，当所述电感采样信号与所述斜率补偿信号的叠加值大于所述设定电压comp时，关断所述功率开关管Power PMOS。

所述开关电源自适应展频电路的工作原理如下：

由于所述振荡器模块1在初始激励产生后就一直处于不断震荡翻转的状态，因此，以所述振荡信号OSC的上升沿作为分析的初态。

(1)在所述振荡信号OSC上升沿即所述振荡器模块1的输出信号刚刚为1时，有下述过程发生：

①控制信号T1为1；所述第二电容C2放电；所述第二电容C2上的电压V2迅速下降，当所述第二电容C2上的电压V2小于所述参考电压REF时，所述比较结果End_of_T2为0；所述RS触发器124的S端为0。

②控制信号T2为0；所述第一电容C1开始充电，由于前一个状态所述第一电容C1是放电的，但是，如前所述，所述第一电容C1的容量较大，所述第一基准电压BIAS1对应的充电电流很小，因此在很长的一段充电时间(即为所述设定时间△t)后，所述第一电容C1上的电压大于所述参考电压REF；所述延时信号End_of_T1由0跳变为1，在所述设定时间△t内，所述延时信号End_of_T1为0。

③所述功率开关Power PMOS在所述振荡信号OSC的上升沿打开，即所述驱动信号Pgate为0，所述驱动信号的反信号Pgate_b为1，所述RS触发器124的R端为0。

上述三个并行发生的过程中，在所述设定时间△t的时间段内，由于所述延时信号End_of_T1保持为0，因此，所述斜坡补偿模块2处于打开状态，斜坡补偿信号正常叠加。

(2)在后续过程中，根据所述驱动信号pgate和所述延时信号End_of_T1信号哪个先翻转，可以分成两种情况分析：

①所述驱动信号pgate先翻转：当所述设定时间△t时间段内，斜坡补偿后的采样信号Islope已经大于设定电压comp，则所述驱动信号Pgate由0跳变为1，所述功率开关管Power PMOS关断，此时，所述驱动信号Pgate的反信号Pgate_b由1跳变为0，所述延时信号End_of_T1不变保持为0，则所述RS触发器124的R端和S端保持为，所述RS触发器124的状态维持，即振荡器模块1保持不变，所述振荡信号OSC为1。本段时间内，所述斜率补偿模块2处于打开状态，但是其中第三开关N3打开，因此斜率补偿电流Islope被泄放，没有叠加到所述电感采样信号中。

经过一段时间后，所述延时信号End_of_T1由0跳变为1，所述RS触发器124的R端和S端分别为1、0，所述RS触发器124的输出置0，此时所述振荡信号OSC的电平出现了由高到低的翻转。本段时间内，所述斜率补偿模块2处于打开状态，但是所述斜率补偿电流Islope被泄放，没有叠加到所述电感采样信号中。

当所述振荡信号OSC为0之后，控制信号T2为1，所述第一电容C1迅速放电，当所述第一电容C1上的电压V1小于所述参考电压REF时，所述RS触发器124的R端为0；与此同时，控制信号T1为0，所述第二电容C2开始充电，所述第二电容C2上的电压V2很快被冲电至大于所述参考电压REF，所述比较结果End_of_T2跳变为1，所述振荡信号OSC的S端为1，所述振荡信号OSC重新跳变为1。如上所述，在所述振荡信号OSC为0之后，所述RS触发器124迅速经历了从R＝1，S＝0→R＝0，S＝0→R＝0，S＝1的过程，即置0，保持，到置1，所述振荡器模块1实现了电平由低到高的翻转。本段时间内，所述斜率补偿模块2处于打开状态，但是所述斜率补偿电流Islope被泄放，没有叠加到所述电感采样信号中。

此后，所述驱动信号Pgate由1翻转为0，所述功率开关管Power PMOS再次打开，电感电流开始上升，重复(1)到(2)中①的过程。

②所述延时信号End_of_T1先翻转：当输入输出压差不大，导致工作占空比很高，也就是所述功率开关管Power PMOS打开的时间很长(超过所述设定时间△t)，在整个所述设定时间△t时间段内还未翻转的工作状态下，所述延时信号End_of_T1将先翻转到1，这也是之前提到的高占空比一直到100％占空比的工作状态，此时：

所述功率开关管Power PMOS一直导通，即所述驱动信号Pgate为0，所述驱动信号的反信号Pgate_b为1，又因为此时所述延时信号End_of_T1已经翻转到1，则所述斜坡补偿模块2被关闭，此时斜坡补偿信号将不再叠加！此时，所述RS触发器124的R端和S端为0，输出保持，即所述振荡信号OSC一直为1不翻转。

此后，由于所述驱动信号的反信号Pgate_b为1，所述延时信号End_of_T1为1，则所述RS触发器124的R端和S端为0，所述RS触发器124的状态维持，即所述振荡信号OSC保持为1。

此后，若电路只是工作在高占空比状态下，则一段时间后，所述功率开关管PowerPMOS关断，所述驱动信号pgate由0跳变为1，所述斜坡补偿模块2被打开，但是所述斜率补偿电流Islope被泄放，没有叠加到所述电感采样信号中；同时由于所述驱动信号的反信号pgate_b为0，所述延时信号End_of_T1为1，则所述RS触发器124的R端为1、S端为0，所述RS触发器124置0，所述振荡信号OSC的电平由高到低的翻转。

当所述振荡信号OSC为0之后，控制信号T2为1，所述第一电容C1迅速放电，当所述第一电容C1上的电压V1小于所述参考电压REF时，所述RS触发器124的R端为0；与此同时，控制信号T1为0，所述第二电容C2开始充电，所述第二电容C2上的电压V2很快被冲电至大于所述参考电压REF，所述比较结果End_of_T2跳变为1，所述振荡信号OSC的S端为1，所述振荡信号OSC重新跳变为1。如上所述，在所述振荡信号OSC为0之后，所述RS触发器124迅速经历了从R＝1，S＝0→R＝0，S＝0→R＝0，S＝1的过程，即置0，保持，到置1，所述振荡器模块1实现了电平由低到高的翻转。本段时间内，所述斜率补偿模块2处于打开状态，但是所述斜率补偿电流Islope被泄放，没有叠加到所述电感采样信号中。

此后，所述驱动信号Pgate由1翻转为0，所述功率开关管Power PMOS再次打开，电感电流开始上升，重复(1)到(2)中②的过程。

如果电路工作在100％占空比的状态下，则所述驱动信号为0，所述驱动信号的反信号Pgate_b为1一直持续，出现②中第二段的现象，斜坡补偿信号将一直关闭；同时所述振荡信号OSC也将一直处于高电平状态不再翻转，实现频率展宽。

在本实施例中，可通过改变所述第一基准电压BIAS1及所述第一电容C1的容量来调节所述设定时间△t，所述设定时间△t不小于工频周期的90％，在本实施例中，所述设定时间△t优选为不小于工频周期的95％。

综上所述，在电路没有工作在高占空比和100％占空比工作的状态下时，电路将按照(1)和(2)中①的工作模式正常循环，斜坡补偿电流正常叠加，当电路工作在高占空比直到100％占空比的工作状态时，电路将按照(1)和(2)中②的工作模式循环，斜坡补偿信号将会在所述设定时间段内自动关闭，与此同时，对应着频率的自适应展宽，频率随着占空比的提高自动降低，可以在临界状态后自动随着输入输出的动态变化线性调整功率开关管的工作频率和打开时间，避免了在固定频率工作过程中每一个调整周期必须是振荡器单位周期的整数倍带来的输出端扰动加大的现象。

如上所述，1、本发明的开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法利用若干控制信号使工作频率在占空比由小变大的过程中随着输入输出的变化自动调节。2、本发明的开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法利用若干控制信号使斜坡补偿信号在占空比由小变大的过程中随着输入输出的变化自动产生和关断。

综上所述，本发明提供一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法，包括：振荡器模块、斜率补偿模块以及脉冲宽度调制模块；所述振荡器模块产生一振荡信号，在所述振荡信号的上升沿控制开关电源中的功率开关管打开；所述斜率补偿模块产生一斜率补偿信号，当所述功率开关管工作在低占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿所述斜率补偿信号加入所述开关电源中的电感采样信号中，在所述功率开关管关断时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；当所述功率开关管工作在高占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿所述斜率补偿信号加入所述电感采样信号中，在所述功率开关管开启的时间超过设定时间时所述斜率补偿信号不加入所述电感采样信号中；在所述功率开关管开启的时间超过所述设定时间时判定所述所述功率开关管工作在高占空比状态下；所述脉冲宽度调制模块连接于所述斜率补偿模块的输出端，并接收所述电感采样信号，根据所述斜率补偿信号及所述电感采样信号产生一脉冲宽度调制信号以驱动所述功率开关管关断。本发明提供了一种应用于开关电源的新颖的电路控制方法，采用此种控制方法的电路不仅具有提供振荡频率信号本身的功能，还通过内部新增加的若干反馈信号实现了在高占空比直至100％占空比工作时自动控制斜坡补偿电流的叠加，同时将频率自适应展宽的功能。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (11)

1.一种开关电源自适应展频电路，其特征在于，所述开关电源自适应展频电路至少包括：

振荡器模块、斜率补偿模块以及脉冲宽度调制模块；

所述振荡器模块产生一振荡信号，在所述振荡信号的上升沿控制开关电源中的功率开关管打开，所述振荡信号在所述功率开关管工作在高占空比状态下频率展宽；

所述斜率补偿模块产生一斜率补偿信号，当所述功率开关管工作在低占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿所述斜率补偿信号加入所述开关电源中的电感电流采样信号中，在所述功率开关管关断时所述斜率补偿信号不加入所述电感电流采样信号中；当所述功率开关管工作在高占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿所述斜率补偿信号加入所述电感电流采样信号中，在所述功率开关管开启的时间超过设定时间时所述斜率补偿信号不加入所述电感电流采样信号中；

所述脉冲宽度调制模块连接于所述斜率补偿模块的输出端，并接收所述电感电流采样信号，根据所述斜率补偿信号及所述电感电流采样信号产生一脉冲宽度调制信号以驱动所述功率开关管关断；

其中，所述功率开关管开启的时间超过所述设定时间时判定所述功率开关管工作在高占空比状态下，所述功率开关管开启的时间小于所述设定时间时判定所述功率开关管工作在低占空比状态下。

2.根据权利要求1所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述振荡器模块包括高占空比设定单元、振荡单元；

所述高占空比设定单元接收所述振荡信号，通过充放电得到延时信号，设定所述设定时间以确定高占空比状态，进而对所述振荡信号进行频率展宽；

所述振荡单元连接所述高占空比设定单元的输出端，并接收所述功率开关管的驱动信号，所述振荡信号经过所述设定时间后由高电平跳变为低电平，再迅速由低电平跳变为高电平。

3.根据权利要求2所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述高占空比设定单元包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一开关、第二开关、第一电容、第二电容、第一比较器及第二比较器；

所述第一PMOS管的源端连接电源电压、漏端连接所述第一电容的上极板、栅端接收第一基准电压；所述第一电容的下极板接地；所述第一开关并联于所述第一电容的两端，栅端接收所述振荡信号的反信号；所述第一比较器的输入端连接所述第一电容的上极板，将所述第一电容上的电压与参考电压进行比较后输出所述延时信号；

所述第二PMOS管的源端连接电源电压、漏端连接所述第二电容的上极板、栅端接收第二基准电压；所述第二电容的下极板接地；所述第二开关并联于所述第二电容的两端，栅端接收所述振荡信号；所述第二比较器的输入端连接所述第二电容的上极板，将所述第二电容上的电压与所述参考电压进行比较后输出比较结果；

其中，所述第一电容的容量大于所述第二电容的容量；所述第一电容的充电电流小于所述第二电容的充电电流。

4.根据权利要求3所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述振荡单元包括第一与逻辑以及RS触发器；所述第一与逻辑接收所述延时信号及所述驱动信号；所述RS触发器的R端连接所述第一与逻辑的输出端、S端连接所述第二比较器输出的比较结果，所述RS触发器输出所述振荡信号。

5.根据权利要求2所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述斜率补偿模块包括开关单元、电流控制单元、补偿单元及泄流单元；

所述开关单元接收所述驱动信号及所述延时信号，当所述功率开关管关断且到达所述设定时间时，所述开关单元关断斜率补偿模块；

所述电流控制单元接收第三基准电压，根据所述第三基准电压输出所述斜率补偿信号；

所述补偿单元接收所述斜率补偿信号及所述电感电流采样信号，将所斜率补偿信号与所述电感电流采样信号相叠加；

所述泄流单元连接于所述电流控制单元的输出端，当所述功率开关管关断时将所述斜率补偿信号泄放。

6.根据权利要求5所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述开关单元包括第二与逻辑及第三PMOS管；所述第二与逻辑的输入端接收所述驱动信号及所述延时信号；所述第三PMOS管的源端连接电源电压、栅端连接所述第二与逻辑的输出端、漏端连接所述电流控制单元。

7.根据权利要求5所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述电流控制单元为第四PMOS管，所述第四PMOS管的源端连接所述开关单元、栅端连接所述第三基准电压、漏端连接所述补偿单元及所述泄流单元；通过所述第三基准电压控制所述第四PMOS管的导通电阻，进而控制流经所述第四PMOS管的电流。

8.根据权利要求5所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述补偿单元包括第三电容及电阻，所述第三电容的上极板连接所述电流控制单元的输出端、下极板连接所述电感电流采样信号，所述电阻的一端连接所述第三电容的下极板、另一端接地。

9.根据权利要求1所述的开关电源自适应展频电路，其特征在于：所述开关电源自适应展频电路适用于降压型直流转换器、升压型直流转换器及升降压型直流转换器。

10.一种如权利要求1～9任意一项所述的开关电源自适应展频电路的自适应展频方法，其特征在于，所述自适应展频方法至少包括：

在振荡信号的上升沿控制开关电源中的功率开关管打开；

当所述功率开关管工作在低占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿将斜率补偿信号加入所述开关电源中的电感电流采样信号中，在所述功率开关管关断时所述斜率补偿信号不加入所述电感电流采样信号中；

当所述功率开关管工作在高占空比状态下时，在所述振荡信号的上升沿将所述斜率补偿信号加入所述电感电流采样信号中，在所述功率开关管开启的时间超过设定时间时所述斜率补偿信号不加入所述电感电流采样信号中；同时，所述振荡信号的频率随着占空比的提高而降低，实现频率展宽；其中，在所述功率开关管开启的时间超过所述设定时间时判定所述功率开关管工作在高占空比状态下；

当所述电感电流采样信号大于设定值时关断所述功率开关管。

11.根据权利要求10所述的自适应展频方法，其特征在于：所述设定时间不小于工频周期的90％。

Images