CN102027662A

CN102027662A - 电流型控制开关稳压器及其操作控制方法

Info

Publication number: CN102027662A
Application number: CN200980116769.7A
Authority: CN
Inventors: 相马将太郎
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2008-05-13
Filing date: 2009-04-07
Publication date: 2011-04-20
Anticipated expiration: 2029-04-07
Also published as: CN102027662B; EP2283569A1; KR101220800B1; JP5063474B2; US8624566B2; WO2009139249A1; JP2009278719A; US20110043175A1; KR20100129789A

Abstract

公开了一种电流型控制开关稳压器，所述电流型控制开关稳压器将输入到输入端的输入电压降压或升压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压作为输出电压。电流型控制开关稳压器包括开关元件、电感器、整流元件、误差放大电路单元、具有可变的振荡频率的振荡电路单元、产生并输出具有与输入电压和振荡频率对应的倾斜的斜坡电压的斜坡电压产生电路单元以及开关控制电路单元。

Description

电流型控制开关稳压器及其操作控制方法

技术领域

本发明涉及在宽输入/输出电压范围以及宽频率范围内操作的电流型控制开关稳压器。

背景技术

通常，已经广泛使用电压型控制开关稳压器。电压型控制开关稳压器根据输入电压和参考电压之间的电压差来对开关元件执行PWM控制，由此稳定输出电压。但是，由于电压型控制开关稳压器检测来自输出电压的返回信号，因此其对输出电压的波动的响应速度较慢，并且放大输出电压和参考电压之间的电压差的误差放大电路的相位补偿变得复杂。

作为解决这些不足的技术，已经在许多情况下使用电流型控制开关稳压器。然而，已知当PWM控制的执勤周期(on-duty cycle)超过50％时，电流型控制开关稳压器引起次谐波振荡(subharmonic oscillation)，并且失去控制。因此对PWM控制执行斜坡补偿(slope compensation)来防止次谐波振荡。

图1是显示电流型控制开关稳压器的示例的电路图，其中该电流型控制开关稳压器具有执行这样的斜坡补偿并呈现降压(step down)开关稳压器的电路。

在图1中，当开关晶体管105导通时，将电力提供到电感器104、平滑电容器102以及负载101。当开关晶体管105截止时，在电感器104以及平滑电容器102中积累的能量被提供到负载101。电流/电压转换电路106具有电阻Rsense并且输出通过利用电阻Rsense将馈送到电感器104的电流iL转换为电压而获得的所转换的电压Vsense(＝Rsense×iL)。

此外，振荡电路110产生并输出预定的参考时钟信号CLK以及预定的锯齿波电压Vramp。累积器108通过将锯齿波电压Vramp与所转换的电压Vsense相加来执行斜坡补偿，并且将结果(作为斜坡电压Vs)输出到PWM比较器107的正相输入端。误差放大器电路115放大参考电压Vref以及通过分压输出电压Vout获得的分压Vfb之间的电压差，并且将所产生的误差电压Ve输出到PWM比较器107的反相输入端。PWM比较器107将误差电压Ve与斜坡电压Vs进行比较。当误差电压Ve超过斜坡电压Vs时，PWM比较器107重置RS锁存电路112来截止开关晶体管105。因此，电感器电流iL的峰值电流值依赖于误差电压Ve。

在稳压输出电压Vout时，PWM比较器107在分压Vfb大于参考电压Vref时降低误差电压Ve来降低输出电压Vout。此外，PWM比较器107在分压Vfb小于参考电压Vref时升高误差电压Ve来升高输出电压Vout。

为了防止上述的次谐波振荡，需要执行斜坡补偿，使得在开关晶体管105截止时，斜坡电压Vs的倾斜变为电感器电流iL的倾斜的一半或更多。

具体地，在图1中，假设电感器104的电感是L，通过下面的公式(a)获得在开关晶体管105导通时电感器电流iL的倾斜diL/dt。此外，通过下面的公式(b)获得在开关晶体管105截止时电感器电流iL的倾斜diL/dt。

diL/dt＝(Vin-Vout)/L ...(a)

diL/dt＝-Vout/L ...(b)

当锯齿波电压Vramp的倾斜是斜坡补偿Iramp时，通过下面的公式(c)获得此时的斜坡补偿。

Iramp＞Vout/2/L×Rsense ...(c)

注意，在升压(step up)开关稳压器，公式(a)、(b)和(c)分别由下面的公式(d)、(e)和(f)表示。

diL/dt＝Vin/L ...(d)

diL/dt＝-(Vout-Vin)/L ...(e)

Iramp＞(Vout-Vin)/L/2×Rsense ...(f)

如上所述，可以使用输出电压Vout和输入电压Vin的变量表示斜坡补偿Iramp。当输入电压Vin和输出电压Vout是恒定值时，没有问题出现。然而，输入电压Vin和输出电压Vout通常在很大的范围内波动。因此，当将斜坡补偿Iramp设置为固定值时，需要将斜坡补偿Iramp设置到所期望的输入电压Vin和输出电压Vout的波动范围内的最大值。然而，虽然在执行过度的斜坡补偿时可以防止次谐波振荡，但是丧失了电流反馈的优势。结果，电流型控制开关稳压器像电压型开关稳压器那样操作，从而降低了其可控性。为了处理该问题，根据输入/输出电压确定斜坡控制量来在宽输入/输出电压范围内合适地执行斜坡补偿。(如，见专利文档1)。

专利文档1：JP-2006-33958

然而，在这种情况下，由于根据输入电压和输出电压改变斜坡补偿量，电路变得复杂。此外，由于开关稳压器的通用IC(集成电路)通常具有用于产生通过分压输出电压而获得的分压的外部电阻，并且不能监视输出电压，因此不能根据输出电压执行斜坡补偿。

另一方面，由设计人员选择的电感L随着开关稳压器的操作频率的变化而变化。因此，当将斜坡补偿Iramp设置到固定值时，需要将其设置到所期望的输入电压Vin、输出电压Vout的以及电感L的波动范围内的最大值。例如，当振荡电路的振荡频率是2MHz、1MHz、500KHz和300KHz时，所选择的电感L分别是与振荡频率成反比的2.2μH、4.7μH、10μH和15μH。然而，如上所述，虽然可以在执行过度的斜坡补偿时防止次谐波振荡，但是丧失了电流反馈的优势。结果，电流型控制开关稳压器像电压型开关稳压器那样操作，从而降低了其可控性。然而，已知的开关稳压器不能根据电感L执行斜坡补偿。

发明内容

已经做出本发明来解决以上问题，并且可以提供能够利用简单的电路在宽输入/输出电压范围和宽可变频率范围内防止次谐波振荡并抑制频率特性的波动的电流型控制开关稳压器。具体地，降压开关稳压器根据输入电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜，同时升压开关稳压器根据输出电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜。本发明还可以提供电流型控制开关稳压器的操作控制方法。

根据本发明的第一方面，提供一种电流型控制开关稳压器，所述电流型开关稳压器将输入到输入端的输入电压降压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压(stepped input voltage)作为输出电压。电流型控制开关稳压器包括开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入电压充电；整流元件，用来放电电感器；误差放大电路单元，用来放大通过以预定比例分压输出电压而获得的分压与预定的参考电压之间的电压差；具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号；斜坡电压产生电路单元，用来产生并输出具有与输入电压和振荡频率对应的倾斜的斜坡电压；以及开关控制电路单元，用来将误差放大电路的输出电压与斜坡电压进行比较，使用时钟信号产生与比较结果对应的占空比的脉冲信号，并且根据脉冲信号对开关元件执行开关控制。

根据本发明的第二方面，提供一种电流型控制开关稳压器，所述电流型开关稳压器将输入到输入端的输入电压升压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压(stepped input voltage)作为输出电压。电流型控制开关稳压器包括开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入电压充电；整流元件，用来放电电感器；误差放大电路单元，用来放大通过以预定比例分压输出电压而获得的分压与预定的参考电压之间的电压差；具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号；斜坡电压产生电路单元，用来产生并输出具有与输出电压和振荡频率对应的倾斜的斜坡电压；以及开关控制电路单元，用来将误差放大电路的输出电压与斜坡电压进行比较，使用时钟信号产生与比较结果对应的占空比的脉冲信号，并且根据脉冲信号对开关元件执行开关控制。

根据本发明的第三方面，提供一种电流型控制开关稳压器的操作控制方法，所述电流型控制开关稳压器具有开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入到输入端的输入电压充电；整流元件，用来放电电感器；以及具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号；电流型控制开关稳压器根据使用时钟信号产生的脉冲信号对开关元件执行开关控制，使得来自输出端的输出电压变为预定的恒定电压，并且将输入到输入端的输入电压降压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压作为输出电压。所述操作控制方法包括：根据输入电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜，所述斜坡电压用于产生脉冲电压来对开关元件执行开关控制。

根据本发明的第四方面，提供一种电流型控制开关稳压器的操作控制方法，所述电流型控制开关稳压器具有开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入电压充电；整流元件，用来放电电感器；以及具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号，电流型控制开关稳压器根据使用时钟信号产生的脉冲信号对开关元件执行开关控制，使得来自输出端的输出电压变为预定的恒定电压，并且将输入到输入端的输入电压升压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压作为输出电压。所述操作控制方法包括：根据输出电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜，所述斜坡电压用于产生脉冲电压来对开关元件执行开关控制。

附图说明

图1是显示电流型控制开关稳压器的电路示例的电路图；

图2是显示根据本发明第一实施例的电流型控制开关稳压器的电路示例的电路图；

图3是显示图2所示的各个部分的波形示例的定时图；

图4是显示图2所示的振荡电路8和电压/电流转换电路12的电路示例的电路图；

图5是显示根据本发明第二实施例的电流型控制开关稳压器的电路示例的电路图；

图6是显示图5所示的各个部分的波形示例的定时图；

图7是显示图5所示的振荡电路8和电压/电流转换电路52的电路示例的电路图；

图8是显示图4和7所示的可变电阻器35的电路示例的电路图；

图9是显示图4和7所示的可变电阻器35的另一电路示例的电路图；以及

图10是显示图4和7所示的可变电阻器35的又一电路示例的电路图。

具体实施方式

接下来，参照附图进行本发明的实施例的描述。

(第一实施例)

图2是显示根据本发明第一实施例的电流型控制开关稳压器的电路示例的电路图。

图2所示的电流型控制开关稳压器(下面称为开关稳压器)1构成降压开关稳压器，其将自DC电源20输入到输入端IN的输入电压Vin降压到预定的恒定电压，并且从输出端OUT将步阶的输入电压作为输出电压Vout输出到负载21。

开关稳压器1具有由用于控制来自输入端IN的电流的输出的PMOS晶体管组成的开关晶体管M1；整流二极管D1；电感器L1；平滑电容器C1以及用于分压输出电压Vout并产生和输出分压Vfb的输出电压检测电阻器2和3。此外，开关稳压器1具有产生并输出预定的参考电压Vref的参考电压产生电路4；将分压Vfb与参考电压Vref进行比较、放大分压Vfb和参考电压Vref之间的电压差、并且产生和输出误差电压Ve的误差放大电路5；以及产生并输出斜坡电压Vs的斜坡电压产生电路6。

此外，开关稳压器1具有PWM比较器7、具有可变振荡频率的振荡电路8、RS触发器(flip-flop)电路9和反相器10。PWM比较器将来自误差放大电路5的误差电压Ve与斜坡电压Vs进行比较，并且产生和输出用于执行PWM控制的脉冲信号Spw(其具有与误差电压Ve对应的脉冲宽度)。具有可变振荡频率的振荡电路8产生并输出具有设置的振荡频率Fosc的时钟信号CLK。RS触发器电路9具有设置输入端S以及重置输入端R，其中向设置输入端S输入来自振荡电路8的时钟信号CLK，并且向重置输入端R输入来自PWM比较器7的脉冲信号。反相器10根据来自RS触发器电路9的输出信号Sq产生用于对开关晶体管M1执行开关控制的控制信号，由此驱动开关晶体管M1。

另一方面，斜坡电压产生电路6由反相器11、电压/电流转换电路12、偏置二极管13、PMOS晶体管14和15以及电容器16组成。注意，开关晶体管M1构成开关元件；二极管D1构成整流元件；以及电阻器2和3、参考电压产生电路4和误差放大电路5构成误差放大电路单元。此外，斜坡电压产生电路6构成斜坡电压产生电路单元；振荡电路8构成振荡电路单元；以及PWM比较器7、RS触发器电路9和反相器10构成开关控制电路单元。此外，PWM比较器7构成电压比较电路；RS触发器电路9构成控制电路；电压/电流转换电路12构成电流源；PMOS晶体管14构成电压源电路；和PMOS晶体管15构成放电电路。此外，在图2所示的开关稳压器1中，除了电感器L1、二极管D1、电容器C1和电阻器2和3之外的各个电路都集成在一个电路中。

开关晶体管M1连接在输入电压Vin和二极管D1的阴极之间，而二极管D1的阳极连接到地电势。电感器L1连接在开关晶体管M1的漏极以及输出端OUT之间，而电阻器2和3的串联电路与电容器C1并联在输出端OUT和地电势之间。作为电阻器2和3之间的连接部分的电压的分压Vfb被输入到误差放大电路5的正相输入端，而参考电压Vref被输入到误差放大电路5的反相输入端。此外，从误差放大电路5输出的误差电压Ve被输入到PWM比较器7的正相输入端，而斜坡电压Vs被输入到PWM比较器7的反相输入端。RS触发器电路9的输出信号Sq的信号电平被反相器10反相，并被输入到开关晶体管M1的栅极。

在斜坡电压产生电路6中，PMOS晶体管14连接在开关晶体管M1的漏极和偏置二极管13的阳极之间。偏置二极管13的阴极连接到PWM比较器7的反相输入端，而电压/电流转换电路12连接在PWM比较器7的反相输入端和地电势之间。电压/电流转换电路12具有向其输入输入电压Vin的控制信号输入端，并且连接到振荡电路8。电压/电流转换电路12将与输入电压Vin和振荡频率Fosc对应的电流islope从偏置二极管13馈送到地电势。

偏置二极管13和电压/电流转换电路12之间的连接部分用作斜坡电压产生电路6的输出端，并且从连接部分输出斜坡电压Vs。反相器11将时钟信号CLK的信号电平反相，并且将反相的时钟信号CLK输出到PMOS晶体管14的栅极。此外，PMOS晶体管15和电容器16并联在输入电压Vin和PMOS晶体管14的漏极之间，并且RS触发器电路9的输出信号Sq被输入到PMOS晶体管15的栅极。

在这样的结构中，当误差电压Ve小于或等于斜坡电压Vs时，PWM比较器7输出低电平信号，RS触发器电路9输出高电平信号，同时时钟信号CLK变为高电平，并且通过反相器10导通开关晶体管M1来建立电连接。当开关晶体管M1导通时，将电力提供给电感器L1、平滑电容器C1以及负载21。当开关晶体管M1截止时，电感器L1和平滑电容器C1中累积的能量被提供给负载21。

误差放大电路5放大通过分压输出电压Vout获得的分压Vfb与预定的参考电压之间的电压差，并且将所产生的误差电压Ve输出到PWM比较器7的正相输入端。PWM比较器7将误差电压Ve与来自斜坡电压产生电路6的斜坡电压Vs进行比较。当误差电压Ve超出斜坡电压Vs时，PWM比较器7重置RS触发器电路9来截止开关晶体管M1。因此，电感器电流iL的峰值电流值依赖于误差电压Ve。

在稳压输出电压Vout时，PWM比较器7在分压Vfb大于参考电压Vref时升高误差电压Ve来降低输出电压Vout。此外，PWM比较器7在分压Vfb小于参考电压Vref时降低误差电压Ve来升高输出电压Vout。

接下来，图3是显示图2所示的各个部分的波形示例的定时图。这里参照图3进行图2所示的斜坡电压产生电路6的操作的描述。

电压/电流转换电路12产生并输出与输入电压Vin和振荡频率Fosc对应的电流islope，其中通过“A×Vin×Fosc”获得电流islope。注意，A表示预定的值。由偏置二极管13添加到输入电压Vin的偏置电压Voffset变为偏置二极管13的正向压降(forward dropping voltage)。

将输入电压施加到电容器16的一端。当时钟信号CLK变为高电平并且PMOS晶体管14导通时，开关晶体管M1的漏极电压VA经由晶体管14被施加到电容器16的另一端。因此，在电容器16的对应端的电压之间出现电压差，并且利用该电压差充电电容器16。假设开关晶体管M1的接通电阻是Ron，并且在电感器电流iL的谷底的电流值是iLvalley，则在开关晶体管M1导通时，通过“VA＝Vin-Ron×iLvalley”获得开关晶体管M1的漏极电压VA。

当PMOS晶体管14被截止来切断电连接时，通过电压/电流转换电路12提取电容器16的电荷。假设电容器16的容量是Cvs，则通过“-A×Vin×Fosc/Cvs”来获得电容器16的电压的倾斜。

因此，假设从开关晶体管M1导通开始过去的时间为t，则通过下面的公式(1)获得在开关晶体管M1导通时的斜坡电压Vs。

Vs＝Vin-Voffset-Ron×iLvalley-A×Vin×Fosc/Cvs×t ...(1)

如果期望在振荡频率Fosc分别是2MHz、1MHz、500KHz和300KHz时，电感器L1的电感L被设置为2.2μH、4.7μH、10μH和15μH，则建立如下关系。

A/Cvs＝Ron/{500k(Hz)×10μ(H)}...........................(2)

相应地，可以通过公式(1)获得下面的公式(3)

dVs/dt＝-Ron×Vin×Fosc/{500k(Hz)×10μ(H)}........(3)

由于建立了关系“L＝10μ(H)×{500k(Hz)/Fosc}”，可以将公式(3)变换为下面的公式(4)。

dVs/dt＝-Ron×Vin/L...........................................(4)

如上所述，发现dVs/dt被变换以便与具有电感L的电感器L1对应，其中该电感L与振荡频率Fosc成反比，并且斜坡电压Vs的倾斜dVs/dt根据输入电压Vin和振荡频率Fosc的波动而变化。

另一方面，当RS触发器电路9的输出信号Sq变为低电平时，开关晶体管M1截止，并且PMOS晶体管15导通。因此，储存在电容器16中的电荷被完全放电并被重置。

在上面的描述中，虽然假设接通电阻Ron是恒定，并且由通过“islope＝A×Vin×Fosc”获得用作电流源的电压/电流转换电路12产生的电流islope来获得公式(1)，但是在开关晶体管M1导通时，接通电阻Ron通常根据开关晶体管M1的温度和栅极电压而变化。

因此，当建立关系“islope＝B×Ron×Vin×Fosc”(其中B表示预定值)使得电流islope包括接通电阻Ron的波动时，公式(1)被变换为下面的公式(5)。

Vs＝Vin-Voffset-Ron×iLvalley-B×Ron×Vin×Fosc/Cvs×t...(5)

像建立公式(4)的情况那样，当建立关系(6)时，可以通过公式(5)获得下面的公式(7)。

B/Cvs＝1/{500k(Hz)×10μ(H)}.............................(6)

dVs/dt＝-Ron×Vin/L..........................................(7)

由于电感L根据振荡频率Fosc的波动而变化，因此发现斜坡电压Vs的倾斜dVs/dt根据输入电压Vin和振荡频率Fosc而变化。

接下来，图4是显示图2所示的振荡电路8和电压/电流转换电路12的电路示例的电路图。

在图4中，振荡电路8由电阻器31和32、误差放大电路33、NMOS晶体管34和39、可变电阻器35、PMOS晶体管36和37、电容器38以及磁滞比较器40组成。此外，电压/电流转换电路12由PMOS晶体管41、44和47、NMOS晶体管42、43、48和49、误差放大电路45以及电阻器46组成。注意，在下面的描述中，分别将电阻器31、32和46的电阻值表示为R31、R32和R33，并且将电容器38的电容表示为C38。

在振荡电路8中，电阻器31和32串联在输入电压Vin和地电势之间，而电阻器31和32之间的连接部分连接到误差放大电路33的正相输入端和磁滞比较器40的反相输入端。误差放大电路33的输出端连接到NMOS晶体管34的栅极，可变电阻器35连接在NMOS晶体管34的源极和地电势之间，而NMOS晶体管34和可变电阻器35之间的连接部分连接到误差放大电路33的反相输入端。

PMOS晶体管36和37组成电流镜电路，并且PMOS晶体管36和37的源极连接到输入电压Vin。PMOS晶体管36和37的栅极相互连接。PMOS晶体管36和37的栅极之间的连接部分连接到PMOS晶体管36的漏极。PMOS晶体管36的漏极连接到NMOS晶体管34的漏极，而电容器38连接在PMOS晶体管37以及地电势之间。PMOS晶体管37和电容器38之间的连接部分连接到磁滞比较器40的正相输入端，而NMOS晶体管39并联到电容器38。磁滞比较器40的输出端连接到NMOS晶体管39的栅极。从磁滞比较器40的输出端和NMOS晶体管39的栅极之间的连接部分输出时钟信号CLK。

接下来，在电压/电流转换电路12中，PMOS晶体管41和36构成电流镜电路。PMOS晶体管41的源极连接到输入电压Vin。PMOS晶体管41的栅极连接到晶体管36的栅极。PMOS晶体管41的栅极和晶体管36的栅极之间的连接部分连接到PMOS晶体管36的漏极。此外，NMOS晶体管42和43构成电流镜电路。NMOS晶体管42和43的源极连接到地电势。NMOS晶体管42和43的栅极相互连接。NMOS晶体管42和43的栅极之间的连接部分连接到NMOS晶体管42的漏极。NMOS晶体管42的漏极连接到PMOS晶体管41的漏极，而PMOS晶体管44连接在输入电压Vin和NMOS晶体管43的漏极之间。PMOS晶体管44和NMOS晶体管43之间的连接部分连接到误差放大电路45的正相输入端，而PMOS晶体管44的栅极连接到地电势。

误差放大电路45的输出端连接到PMOS晶体管47的栅极，而误差放大电路45的反相输入端连接到PMOS晶体管47的源极。电阻器46连接在输入电压Vin和PMOS晶体管47的源极之间，而PMOS晶体管47的漏极连接到NMOS晶体管48的漏极。NMOS晶体管48和49构成电流镜电路。NMOS晶体管48和49的源极连接到地电势。NMOS晶体管48和49的栅极相互连接。NMOS晶体管48和49的栅极之间的连接部分连接到NMOS晶体管48的漏极。馈送到NMOS晶体管49的电流是电流islope。

在这样的配置中，通过利用电阻器31和32分压输入电压Vin而获得的分压“Vdev(＝Vin×R31/(R31+R32))”被输入到误差放大电路33的正相输入端以及磁滞比较器40的反相输入端。误差放大电路33执行对NMOS晶体管34的操作控制，使得NMOS晶体管34和可变电阻器35之间的连接部分的电压等于分压Vdev。假设可变电阻器35的电阻值是F/Fosc，通过“{Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F}”获得被馈送到可变电阻器35的电流，该电流值与振荡频率Fosc和输入电压Vin成比例。

流过NMOS晶体管34的电流被PMOS晶体管36和37的电流镜电路返回并经由PMOS晶体管37的漏极输出到电容器38。同时，流过NMOS晶体管34的电流被PMOS晶体管36和41的电流镜电路返回并被NMOS晶体管42和43的电流镜电路进一步返回，然后被提供到PMOS晶体管44。

磁滞比较器40具有正相输入端，其中向该正相输入端输入PMOS晶体管37、电容器38以及NMOS晶体管39之间的连接部分的电压Vosc，磁滞比较器40还具有反相输入端，其中向其输入分压Vdev。当电压Vosc小于分压Vdev时，从磁滞比较器40输出低电平信号，并且NMOS晶体管39被截止来切断电连接。因此，利用通过“{Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F}”获得的电流或与所涉及的电流成比例的电流充电电容器38。

此外，当电压Vosc超过分压Vdev时，从磁滞比较器40输出高电平信号，NMOS晶体管39被导通来立即放电电容器38的电荷，并且电压Vosc变为地电势。此外，当电压Vosc变为小于分压Vdev时，磁滞比较器40再次输出低电平信号，并且NMOS晶体管39被截止来切断电连接。当重复执行这样的操作时，产生振荡频率Fosc的时钟信号CLK。由于建立{Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F/C38/Vdev}和“Vdev＝Vin×R31/(R31+R32)”，因此通过“Fosc＝Fosc/F/C38”获得此时的振荡频率Fosc。应该进行配置，使得建立关系“F×C38＝1”。

在如同开关晶体管M1的同一处理步骤中制造PMOS晶体管44，并且当开关晶体管M1导通时的假设电压，即地电势被输入到PMOS晶体管44的栅极。这里，假设PMOS晶体管44的大小是开关晶体管M1的1/n(其中n为正整数)，并且通过“n×Ron”获得PMOS晶体管44的接通电阻。通过“{Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F}”获得的电流被电流镜电路馈送到PMOS晶体管44。因此，通过“{n×Ron×(Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F)}”获得在PMOS晶体管44的两端之间的电压差。

此外，由于误差放大电路45对PMOS晶体管47执行操作控制，使得电阻器46两端之间的电压差是通过“{n×Ron×(Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F)}”获得的电压差，因此通过“{n×Ron×(Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F)}”获得的电流被馈送到电阻器46。因此，通过“{n×Ron×(Vin×R31/(R31+R32)×Fosc/F)/R47}”获得构成电流镜电路的NMOS晶体管48和49的漏极的电流。假设建立关系“B＝n×R31/(R31+R32)/F/R47)}”，则通过下面的公式(8)获得电流islope。

islope＝B×Ron×Vin×Fosc..............................(8)

注意，在以上描述中，开关晶体管M1的接通电阻用于将在开关晶体管M1导通时馈送的电流转换为电压。替代地，用于检测开关晶体管M1的输入电流的感测电阻器可以串联到电感器L1，以便在开关晶体管M1导通时将电流转换为电压。在这种情况下，在图4所示的振荡电路8和电压/电流转换电路12中，可以使用具有与感测电阻器相同的温度特性的电阻器来代替PMOS晶体管44。此外，当开关晶体管M1的接通电阻中的波动很小时，可以照原样使用NMOS晶体管43的漏极的电流。

如上所述，根据本发明第一实施例的电流模式控制开关稳压器根据输入电压Vin和振荡频率Fosc改变斜坡电压Vs的倾斜，由此可以利用简单的电路，在宽输入/输出电压范围以及可变频率的范围下合适地执行斜坡补偿。结果，可以防止次谐波振荡的出现并且抑制频率特性的波动。

(第二实施例)

虽然第一实施例描述了降压开关稳压器作为示例，但是本发明还可以应用到升压开关稳压器，其作为第二实施例在下面描述。

图5是显示根据本发明第二实施例的电流型控制开关稳压器的电路示例的电路图。注意，在图5中，用相同的附图标记表示与图2的部分相同或类似的部分。

图5所示的开关稳压器1a构成升压开关稳压器，其将自DC电源20输入到输入端IN的输入电压Vin转换为预定的恒定电压，并且从输出端OUT将步阶的输入电压作为输出电压Vout输出到负载21。

开关稳压器1a具有由NMOS晶体管组成的开关晶体管M11；整流二极管D11；电感器L1；平滑电容器C1以及用于分压从输出端OUT输出的输出电压Vout并产生和输出分压Vfb的输出电压检测电阻器2和3。此外，开关稳压器1a具有产生并输出预定的参考电压Vref的参考电压产生电路4；将分压Vfb与参考电压Vref进行比较、放大分压Vfb和参考电压Vref之间的电压差、并且产生和输出误差电压Ve的误差放大电路5；以及产生并输出斜坡电压Vs的斜坡电压产生电路6a。

此外，开关稳压器1a具有PWM比较器7、具有可变振荡频率的振荡电路8、RS触发器电路9和缓冲器25。PWM比较器7将来自误差放大电路5的误差电压Ve与斜坡电压Vs进行比较，并且产生和输出用于执行PWM控制的脉冲信号Spw(其具有与误差电压Ve对应的脉冲宽度)。具有可变振荡频率的振荡电路8产生并输出具有设置的振荡频率Fosc的时钟信号CLK。RS触发器电路9具有设置输入端S以及重置输入端R，其中向设置输入端S输入来自振荡电路8的时钟信号CLK，并且向重置输入端R输入来自PWM比较器的脉冲信号。

另一方面，斜坡电压产生电路6a由反相器51、电压/电流转换电路52、偏置二极管53、NMOS晶体管54、55和57以及电容器56和58组成。注意，开关晶体管M11构成开关元件；二极管D11构成整流元件。此外，斜坡电压产生电路6a构成斜坡电压产生电路单元；以及PWM比较器7、RS触发器电路9和缓冲器25构成开关控制电路单元。此外，电压/电流转换电路52构成电流源；NMOS晶体管54构成电压源电路；以及NMOS晶体管55构成放电电路。此外，在图5所示的开关稳压器1a中，除了电感器L1、二极管D11、电容器C1和电阻器2和3之外的各个电路都集成在一个电路中。

电感器L1连接在输入电压Vin和开关晶体管M11的漏极之间。二极管D11的阳极连接到开关晶体管M11的漏极，而二极管D11的阴极连接到输出端OUT。电阻器2和3的串联电路与电容器C1并联在输出端OUT和地电势之间。作为电阻器2和3之间的连接部分的电压的分压Vfb被输入到误差放大电路5的反相输入端，而参考电压Vref被输入到误差放大电路5的正相输入端。此外，来自误差放大电路5的误差电压Ve被输入到PWM比较器7的反相输入端，而斜坡电压Vs被输入到PWM比较器7的正相输入端。RS触发器电路9的输出信号作为输出信号Sq经由缓冲器25输出。输出信号Sq被输入到开关晶体管M11的栅极，并且输出信号Sq的信号电平被反相器51反相，并且被输入到NMOS晶体管55和57的栅极。

在斜坡电压产生电路6a中，电压/电流转换电路52、偏置二极管53和电容器56串联在输入电压Vin和地电势之间，并且NMOS晶体管55与电容器56并联。NMOS晶体管54连接在偏置二极管53的阴极和电容器56之间的连接部分与开关晶体管M11的漏极之间，而时钟信号CLK被输入到NMOS晶体管54的栅极。此外，NMOS晶体管57与电容器58串联在开关晶体管M11与地电势之间。电压/电流转换电路52的控制信号输入端连接到NMOS晶体管57与电容器58之间的连接部分。此外，电压/电流转换电路52连接到振荡电路8。从电压/电流转换电路52与偏置二极管53的阳极之间的连接部分向PWM比较器7的正相输入端输出斜坡电压Vs。

在这样的结构中，当开关晶体管M11导通来建立电连接时，将电力从DC电源20提供给电感器L1。当开关晶体管M11截止来切断电连接时，将电感器L1中累积的能量添加到输入电压Vin并从输出端OUT输出。当时钟信号CLK变为高电平时，设置RS触发器电路9，并且促使输出信号Sq变为高电平。因此，开关晶体管M11导通来建立电连接。误差放大电路5输出误差电压Ve，使得分压Vfb等于参考电压Vref。PWM比较器7将误差电压Ve与斜坡电压Vs进行比较。当斜坡电压Vs超出误差电压Ve时，PWM比较器7重置RS触发器电路9来截止开关晶体管M11并切断电连接。

接下来，图6是显示图5所示的各个部分的波形示例的定时图。参照图6，进行利用斜坡电压产生电路6a产生斜坡电压Vs的描述。

由于NMOS晶体管57和电容器58之间的连接部分具有与输出电压Vout相同的电压，因此，电压/电流转换电路52产生并输出与输出电压Vout和振荡频率Fosc对应的电流islope，其中通过“D×Vout×Fosc”获得电流islope。注意，D表示预定的值。由偏置二极管53添加的偏置电压Voffset变为偏置二极管53的正向压降(forward dropping voltage)。

当开关晶体管M11被截止时，输出电压Vout是开关晶体管M11的漏极电压。当NMOS晶体管57导通，同时开关晶体管M11截止时，将电容器58的两端的电压保持到输出电压Vout。因此，建立关系“islope＝D×Vout×Fosc”。此外，由于该电压用作缓冲器25的电源，因此，可以利用比输入电压Vin更高的电压驱动开关晶体管M11的栅极电压。

在来自振荡电路8的时钟信号CLK为高电平的时间段期间，NMOS晶体管54采样电容器56中的开关晶体管M11的漏极电压VB。假设开关晶体管M11的接通电阻是Ron，通过“VB＝Ron×iLvalley”获得所采样的开关晶体管M11的漏极电压VB。注意iLvalley表示电感器电流iL的谷底之间的电流值。

当NMOS晶体管54截止来切断电连接时，电容器56被用作电流源的电压/电流转换电路52充电。假设电容器56的容量是Cvs，则通过“D×Vout×Fosc/Cvs”来获得电容器56的电压的倾斜。因此，假设从开关晶体管M11导通开始过去的时间为t，则通过下面的公式(9)获得在开关晶体管M11导通时的斜坡电压Vs。

Vs＝Voffset+Ron×iLvalley+D×Vout×Fosc/Cvs×t..........(9)

如果在振荡频率Fosc分别是2MHz、1MHz、500KHz和300KHz时，电感器L1的电感L被设置为2.2μH、4.7μH、10μH和15μH，则建立如下关系。

D/Cvs＝Ron/{500k(Hz)×10μ(H)}..............................(10)

相应地，可以通过公式(9)获得下面的公式(11)

dVs/dt＝Ron×Vout×Fosc/{500k(Hz)×10μ(H)}...............(11)

由于建立了关系“L＝10μ(H)×{500k(Hz)/Fosc}”，因此可以将公式(11)变换为下面的公式(12)。

dVs/dt＝Ron×Vout/L...............................................(12)

如上所述，发现dVs/dt被变换以便与具有电感L的电感器L1对应，其中该电感L与振荡频率Fosc成反比，并且斜坡电压Vs的倾斜dVs/dt根据输入电压Vin和振荡频率Fosc变化。

另一方面，当开关晶体管M1截止时，NMOS晶体管55导通来放电存储在电容器56中的电荷。因此，电容器56的电压被重置到地电势。

在上面的描述中，虽然假设接通电阻Ron是恒定来获得公式(10)，并且由通过“islope＝D×Vout×Fosc”获得用作电流源的由电压/电流转换电路52产生的电流islope，但是在开关晶体管M11导通时，接通电阻Ron通常根据开关晶体管M11的温度和栅极电压变化。

因此，当建立关系“islope＝E×Ron×Vout×Fosc(其中E表示预定值)”使得电流islope包括接通电阻Ron的波动时，公式(9)被变换为下面的公式(13)。

Vs＝Voffset+Ron×iLvalley+E×Ron×Vout×Fosc/Cvs×t............(13)

像建立公式(12)的情况那样，当建立关系(14)时，可以通过公式(13)获得下面的公式(15)。

E/Cvs＝1/{500k(Hz)×10μ(H)}.................................(14)

dVs/dt＝Ron×Vout/L.............................................(15)

由于电感L根据振荡频率Fosc的波动变化，因此发现斜坡电压Vs的倾斜dVs/dt根据输出电压Vout和振荡频率Fosc变化。

接下来，图7是显示图5所示的振荡电路8和电压/电流转换电路52的电路示例的电路图。注意，在图7中，由相同的附图标记表示与图4的部分相同或类似的部分。

振荡电路8由电阻器31和32、误差放大电路33、NMOS晶体管34和39、可变电阻器35、PMOS晶体管36和37、电容器38以及磁滞比较器40组成。此外，电压/电流转换电路52由PMOS晶体管61、66和67、NMOS晶体管62和64、误差放大电路63以及电阻器65组成。注意，在下面的描述中，将电阻器65的电阻值表示为R65。

图7所示的振荡电路8与图4所示的振荡电路8的区别仅在于电阻器31和32的串联电路连接在输出电压Vout和地电势之间。

在电压/电流转换电路52中，PMOS晶体管61和36构成电流镜电路。PMOS晶体管61的源极连接到输入电压Vin，并且PMOS晶体管61的栅极连接到PMOS晶体管36的栅极。PMOS晶体管61的栅极和PMOS晶体管36的栅极之间的连接部分连接到PMOS晶体管36的漏极。NMOS晶体管62连接在PMOS晶体管61和地电势之间，并且输出电压Vout被输入到NMOS晶体管62的栅极。PMOS晶体管61和NMOS晶体管62之间的连接部分连接到误差放大电路63的正相输入端。

误差放大电路63的输出端连接到NMOS晶体管64的栅极，而误差放大电路63的反相输入端连接到NMOS晶体管64的源极。电阻器65连接在NMOS晶体管64的源极和地电势之间，而NMOS晶体管64的漏极连接到PMOS晶体管66的漏极。PMOS晶体管66和67组成电流镜电路。PMOS晶体管66和67的源极连接到输入电压Vin。PMOS晶体管66和67的栅极相互连接。PMOS晶体管66和67的栅极之间的连接部分连接到PMOS晶体管66的漏极。从PMOS晶体管67的漏极输出的电流是电流islope。

在这样的配置中，通过利用电阻器31和32分压输出电压Vout而获得的分压Vdev(＝Vout×R31/(R31+R32))被输入到误差放大电路33的正相输入端以及磁滞比较器40的反相输入端。误差放大电路33执行对NMOS晶体管34的操作控制，使得NMOS晶体管34和可变电阻器35之间的连接部分的电压等于分压Vdev。假设可变电阻器35的电阻值是F/Fosc，则通过“{Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F}”获得被馈送到可变电阻器35的电流，该电流值与振荡频率Fosc和输出电压Vout成比例。

流过NMOS晶体管34的电流被PMOS晶体管36和37的电流镜电路返回并经由PMOS晶体管37的漏极输出到电容器38。同时，流过NMOS晶体管34的电流被PMOS晶体管36和61的电流镜电路返回，并然后被提供到NMOS晶体管62。

磁滞比较器40具有正相输入端，其中向该正相输入端输入PMOS晶体管37、电容器38以及NMOS晶体管39之间的连接部分的电压Vosc，磁滞比较器40还具有反相输入端，其中向其输入分压Vdev。当电压Vosc小于分压Vdev时，从磁滞比较器40输出低电平信号，并且NMOS晶体管39被截止来切断电连接。因此，利用通过“{Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F}”获得的电流或与所涉及的电流成比例的电流充电电容器38。

此外，当电压Vosc超过分压Vdev时，从磁滞比较器40输出高电平信号，NMOS晶体管39被导通来立即放电电容器38的电荷，并且电压Vosc变为地电势。此外，当电压Vosc变为小于分压Vdev时，磁滞比较器40再次输出低电平信号，并且NMOS晶体管39被截止来切断电连接。当重复执行这样的操作时，产生振荡频率Fosc的时钟信号CLK。由于建立“{Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F/C38/Vdev}”和“Vdev＝Vout×R31/(R31+R32)”，因此通过“Fosc＝Fosc/F/C38”获得此时的振荡频率。应该进行配置，使得建立关系“F×C38＝1”。

在如同开关晶体管M11的同一处理步骤中制造NMOS晶体管62，并且当开关晶体管M11导通时的假设电压被输入到NMOS晶体管62的栅极。这里，假设NMOS晶体管62的大小是开关晶体管M11的1/n，并且通过“n×Ron”获得NMOS晶体管62的接通电阻。通过“{Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F}”获得的电流被电流镜电路馈送到NMOS晶体管62。因此，通过“{n×Ron×(Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F)}”获得在NMOS晶体管62的两端之间的电压差。

此外，由于误差放大电路63对NMOS晶体管64执行操作控制，使得电阻器65两端之间的电压差是通过“{n×Ron×(Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F)}”获得的电压，因此通过“{n×Ron×(Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F)}”获得的电流被馈送到电阻器65。因此，通过“{n×Ron×(Vout×R31/(R31+R32)×Fosc/F)/R65}”获得构成电流镜电路的PMOS晶体管66和67的漏极的电流。假设关系“E＝n×R31/(R31+R32)/F/R65”，则通过下面的公式(16)获得电流islope。

islope＝E×Ron×Vout×Fosc ...(16)

注意，在以上描述中，开关晶体管M11的接通电阻用于将在开关晶体管M11导通时馈送的电流转换为电压。替代地，用于检测开关晶体管M11的输出电流的感测电阻器可以串接到电感器L1，以便在开关晶体管M11导通时将电流转换为电压。在这种情况下，在图7所示的振荡电路8和电压/电流转换电路52中，可以使用具有与感测电阻器相同的温度特性的电阻器来代替NMOS晶体管62。此外，当开关晶体管M11的接通电阻中的波动很小时，可以照原样使用PMOS晶体管61的漏极的电流。

如上所述，根据本发明第二实施例的电流模式控制开关稳压器根据输出电压Vout和振荡频率Fosc改变斜坡电压Vs的倾斜，由此可以利用简单的电路，在宽输入/输出电压范围以及可变频率的范围下合适地执行斜坡补偿。结果，可以防止次谐波振荡的出现并且抑制频率特性的波动。

注意，在第一和第二实施例中，可以如图8到10所示那样配置可变电阻器35。

在图8中，可变电阻器35可以由电阻器71到73、初始电阻器(initial resistor)74和微调保险丝(trimming fuse)75到77组成。电阻器71到73以及初始电阻器74串联接在NMOS晶体管34和地电势之间，而微调保险丝75到77对应地与电阻器71到73并联。

电阻器71到73、初始电阻器74和微调保险丝75到77的元件设置在IC(集成电路)中。当通过微调选择性断开微调保险丝75到77时，可以调节可变电阻器35的电阻值。这样执行微调，由此可以自动调节斜坡电压以便设置具有不同模式的频率。

注意，图8显示在可变电阻器中设置三个电阻器以及与三个电阻器并联的微调保险丝的情况，但这仅仅是个示例。替代地，可以在可变电阻器中设置一个或多个电阻器以及与这一个或多个电阻器并联的微调保险丝。

接下来，在图9中，可变电阻器35由外部电阻器82和用作IC的内部和外部之间的连接点的垫片81组成。当外部电阻器82被改变时，可以改变可变电阻器35的电阻值。使用IC的用户可以通过改变外部电阻器来自由地改变频率。

接下来，在图10中，可变电阻器35由用作IC的内部和外部之间的连接点的垫片87以及电阻器85、86和88组成。当电阻器88变为0Ω时(即，垫片87接地)，可变电阻器35的电阻值变为等于电阻器85的电阻值。此外，当电阻器88变为∞Ω时(即，垫片87处于释放状态)，可变电阻器35的电阻值变为等于电阻器85和86的电阻值之和。当垫片87变为0Ω时(即，其处于释放状态)，不需要添加外部部分。因此，当垫片87接地(或其处于释放状态)时由可变电阻器35的电阻值引起的频率被设置到最频繁使用的频率，由此可以减少用户添加外部部分的次数。此外，由于电阻器85和86设置在IC的内部，因此可以通过微调来改变电阻器85和86的电阻值。

此外，第一和第二实施例描述了异步整流开关稳压器作为示例。然而，设置利用同步整流开关稳压器也可以实现相同的效果，同步整流开关稳压器使用同步整流晶体管来代替整流二极管，所述同步整流晶体管以与开关晶体管相反的相位关系开关。

根据电流型控制开关稳压器以及其操作控制方法，当电流型控制开关稳压器是降压型时，根据输入电压和振荡频率改变用于产生用来对开关元件执行开关控制的脉冲信号的斜坡电压的倾斜，并且当电流型控制开关稳压器是升压型时，根据输出电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜。因此，具有可变振荡频率以及输入/输出电压中相对小的波动的开关稳压器可以根据振荡频率改变斜坡电压的倾斜。此外，具有可变振荡频率以及输入/输出电压中相对大的波动的降压开关稳压器可以根据输入电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜。此外，具有可变振荡频率以及输入/输出电压中相对大的波动的升压开关稳压器可以根据输出电压和振荡频率改变斜坡电压的倾斜。因此，这些开关稳压器可以利用简单的电路防止宽输入/输出电压范围以及宽可变频率范围内的次谐波振荡，并且抑制频率特性的波动。

本申请基于在2008年5月13日向日本专利局提交的日本优先权申请No.2008-125715，通过引用将其全部内容合并在此。

Claims

1.一种电流型控制开关稳压器，所述电流型控制开关稳压器将输入到输入端的输入电压降压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压作为输出电压，所述电流型控制开关稳压器包括：

开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；

电感器，用来通过所述开关元件的开关操作利用输入电压充电；

整流元件，用来放电所述电感器；

误差放大电路单元，用来放大通过以预定比例分压输出电压而获得的分压与预定的参考电压之间的电压差；

具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号；

斜坡电压产生电路单元，用来产生并输出具有与输入电压和振荡频率对应的倾斜的斜坡电压；以及

开关控制电路单元，用来将来自所述误差放大电路单元的输出电压与所述斜坡电压进行比较，使用时钟信号产生与比较结果对应的占空比的脉冲信号，并且根据所述脉冲信号对所述开关元件执行开关控制。

2.如权利要求1所述的电流型控制开关稳压器，其中

随着输入电压和振荡频率变大，所述斜坡电压产生电路单元增加倾斜来产生斜坡电压，使得在所述开关元件截止来切断电连接时，斜坡电压的倾斜变为馈送到所述电感器的电流的变化量的倾斜的一半或更多。

3.如权利要求2所述的电流型控制开关稳压器，其中

所述斜坡电压产生电路单元具有：

电容器，其一端连接到输入电压；

偏置二极管，其阳极连接到所述电容器的另一端；

电流源，其连接在所述偏置二极管的阴极和地电势之间，并且馈送与输入电压和振荡频率对应的电流；

电压源电路，用来在所述开关元件导通来建立电连接之后的预定时间，将所述开关元件的输出端的电压施加到所述电容器的另一端；

放电电路，用来在所述开关元件截止来切断电连接时放电储存在所述电容器中的电荷，以及

其中

所述斜坡电压产生电路单元从所述偏置二极管以及所述电流源之间的连接部分输出斜坡电压。

4.如权利要求3所述的电流型控制开关稳压器，

其中

所述开关控制电路单元具有：

电压比较电路，用来将来自所述误差放大电路单元的输出电压与所述斜坡电压进行比较，并且产生并输出与比较结果对应的占空比的脉冲信号；以及

控制电路，向所述控制电路输入来自所述振荡电路单元的用于导通所述开关元件的时钟信号以及来自所述电压比较电路的用于截止所述开关元件的脉冲信号，并且根据所述时钟信号和脉冲信号对所述开关元件执行开关控制，以及

其中

所述电压源电路根据来自所述振荡电路单元的时钟信号，将所述开关元件的输出端的电压施加到所述电容器的另一端。

5.如权利要求4所述的电流型控制开关稳压器，其中

由RS触发器电路配置所述控制电路，向所述RS触发器电路输入来自所述振荡电路单元的时钟信号作为设置信号以及输入来自所述电压比较电路的脉冲信号作为重置信号。

6.一种电流型控制开关稳压器，所述电流型控制开关稳压器将输入到输入端的输入电压升压到预定的恒定电压，并且从输出端输出步阶的输入电压作为输出电压，所述电流型控制开关稳压器包括：

开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；

电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入电压充电；

整流元件，用来放电所述电感器；

斜坡电压产生电路单元，用来产生并输出具有与所述输出电压和所述振荡频率对应的倾斜的斜坡电压；以及

开关控制电路单元，用来将来自所述误差放大电路单元的输出电压与所述斜坡电压进行比较，使用所述时钟信号产生与比较结果对应的占空比的脉冲信号，并且根据所述脉冲信号对所述开关元件执行开关控制。

7.如权利要求6所述的电流型控制开关稳压器，其中

随着输出电压和振荡频率变大，所述斜坡电压产生电路单元增加倾斜来产生斜坡电压，使得在所述开关元件截止来切断电连接时，斜坡电压的倾斜变为馈送到所述电感器的电流的变化量的倾斜的一半或更多。

8.如权利要求7所述的电流型控制开关稳压器，其中

所述斜坡电压产生电路单元具有：

电容器，其一端连接到地电势；

偏置二极管，其阴极连接到所述电容器的另一端；

电流源，所述电流源连接在输入电压和所述偏置二极管的阳极之间，并且馈送与输出电压和振荡频率对应的电流；

电压源电路，用来在所述开关元件导通来建立电连接之后的预定时间，将所述电感器和所述开关元件之间的连接部分的电压施加到所述电容器的另一端；

其中

所述斜坡电压产生电路单元从所述电流源以及所述偏置二极管之间的连接部分输出所述斜坡电压。

9.如权利要求8所述的电流型控制开关稳压器，

其中

所述开关控制电路单元具有：

其中

所述电压源电路根据来自所述振荡电路单元的时钟信号，将所述电感器和所述开关元件之间的连接部分的电压施加到所述电容器的另一端。

10.如权利要求9所述的电流型控制开关稳压器，其中

由RS触发器电路配置所述控制电路，其中向所述RS触发器电路输入来自所述振荡电路单元的时钟信号作为设置信号以及输入来自所述电压比较电路的脉冲信号作为重置信号。

11.如权利要求1至10中的任意一个所述的电流型控制开关稳压器，其中

所述误差放大电路单元、振荡电路单元、斜坡电压产生电路单元和开关控制电路单元集成在一IC中。

12.一种电流型控制开关稳压器的操作控制方法，所述电流型控制开关稳压器具有开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入到输入端的输入电压充电；整流元件，用来放电所述电感器；以及具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号，所述电流型控制开关稳压器根据使用时钟信号产生的脉冲信号对所述开关元件执行开关控制，使得来自输出端的输出电压变为预定的恒定电压，并且将输入到输入端的输入电压降压到预定的恒定电压，并且从所述输出端输出步阶的输入电压作为输出电压，所述操作控制方法包括：

根据所述输入电压和所述振荡频率改变斜坡电压的倾斜用于产生脉冲电压来对所述开关元件执行开关控制。

13.如权利要求12所述的电流型控制开关稳压器的操作控制方法，进一步包括：

以预定比例分压来自所述输出端的输出电压；

放大通过分压所述输出电压而获得的分压与预定的参考电压之间的电压差；

产生具有与所述输入电压和所述振荡频率对应的倾斜的斜坡电压；

将通过放大所述电压差获得的电压与所述斜坡电压进行比较来产生与比较结果对应的占空比的脉冲信号；以及

根据所述脉冲信号对所述开关元件执行开关控制。

14.如权利要求12或13所述的电流型控制开关稳压器的操作控制方法，其中

随着输入电压和振荡频率变大，增加倾斜来产生斜坡电压，使得在所述开关元件截止来切断电连接时，斜坡电压的倾斜变为馈送到所述电感器的电流的变化量的倾斜的一半或更多。

15.一种电流型控制开关稳压器的操作控制方法，所述电流型控制开关稳压器具有开关元件，用来根据输入控制信号执行开关操作；电感器，用来通过开关元件的开关操作利用输入到输入端的输入电压充电；整流元件，用来放电所述电感器；以及具有可变振荡频率的振荡电路单元，用来产生并输出具有所设置的振荡频率的时钟信号，所述电流型控制开关稳压器根据使用时钟信号产生的脉冲信号对所述开关元件执行开关控制，使得来自输出端的输出电压变为预定的恒定电压，并且将输入到输入端的输入电压升压到预定的恒定电压，并且从所述输出端输出步阶的输入电压作为输出电压，所述操作控制方法包括：

根据所述输出电压和所述振荡频率改变斜坡电压的倾斜用于产生脉冲电压来对所述开关元件执行开关控制。

16.如权利要求15所述的电流型控制开关稳压器的操作控制方法，进一步包括：

以预定比例分压来自所述输出端的输出电压；

产生具有与所述输出电压和所述振荡频率对应的倾斜的斜坡电压；

根据所述脉冲信号对所述开关元件执行开关控制。

17.如权利要求15或16所述的电流型控制开关稳压器的操作控制方法，其中

随着输出电压和振荡频率变大，增加倾斜来产生斜坡电压，使得在所述开关元件截止来切断电连接时，斜坡电压的倾斜变为馈送到所述电感器的电流的变化量的倾斜的一半或更多。