CN105680692A

CN105680692A - 开关电源装置

Info

Publication number: CN105680692A
Application number: CN201510738740.XA
Authority: CN
Inventors: 山根博树
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2014-12-08
Filing date: 2015-11-04
Publication date: 2016-06-15
Anticipated expiration: 2035-11-04
Also published as: JP6504429B2; JP2016111845A; US9602002B2; CN105680692B; US20160164415A1

Abstract

本发明提供能够抑制斜率补偿的开始时刻的偏差的开关电源装置。该开关电源装置具备构成为根据来自振荡电路(7)的时刻信号而开始用于抑制分谐波振荡的斜率补偿的斜率补偿电路。振荡电路(7)具备产生基本振荡频率的信号的第一电路(M1～M9、C2、Vref、27)和通过对基本振荡频率的信号进行逻辑处理而形成时刻信号的第二电路(29、31、33)。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及电流模式控制方式的开关电源装置，特别涉及进行用于抑制分谐波振荡的斜率补偿的开关电源装置。

背景技术

众所周知，在电流模式控制方式的开关电源装置中，在使开关元件以50％以上的导通占空比(导通时间比率)动作的情况下，有时会产生电流以比开关动作频率低的频率变动的现象(导通占空比不稳定、晃动现象)。该现象被称为分谐波振荡。

该分谐波振荡会导致波动(ripple)的增大、噪声的产生等不良现象。因此，例如现有技术文献1、2中提出了进行用于抑制分谐波振荡的斜率补偿的开关电源装置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2004-040856号公报

专利文献2:日本特开2006-149065号公报

发明内容

在斜率补偿中，具有将反馈信号系统的信号(示出输出电压的误差的信号)与下斜斜率信号相加的第一方式和将电流检测信号(与流经开关元件的电流对应的信号)与上斜斜率信号相加的第二方式。

斜率补偿的起始点(是开始斜率补偿的时刻。通常斜率补偿适用于开关的导通占空比为50％以上的区域)一般利用内部振荡器的信号而设定，通过从其起始点加入斜率补偿，从而使得得到抑制分谐波振荡的稳定动作成为可能。

该斜率补偿的开始区域的变动对判定输出电流是否为过电流的情况下的判定精度带来影响。以下，对其进行说明。

使用斜率补偿后的信号而进行过电流的判定的情况下，用于该判定的基准值是真正的电流判定值(针对实际检测出的电流的判定值)与其判定时的斜率补偿值的和。此时的斜率补偿值的确定方法(思路)如下所述。

1)若确定了开关电源装置的设计，则导通时间比率(导通占空比)相对于负荷的重量(输出电流值)的关系确定。

2)变成过电流时的导通时间比率确定。

3)该导通时间比率时的斜率补偿值确定。将该斜率补偿值设为确定用于判定上述过电流的基准值(过电流判定基准值)的上述判定时所应用的斜率补偿值。

这里，若斜率补偿的开始时刻有偏差，则在3)中确定的斜率补偿值与实际的斜率补偿值产生不同，所以使用了上述过电流判定基准值的过电流的判定精度降低。

引用文献1中所述的开关电源装置中的斜率补偿电路具备具有预定的电压偏置的放大电路，并且构成为通过将利用来自恒流源的电流而充电的电容器的端子电压输入到该放大电路，从而得到在预定的时刻上升的斜率补偿信号。即，上述放大电路将从上述电容器的端子电压与其偏置电压一致的时刻开始以预定的斜度增加的三角波信号作为斜率补偿信号而输出。该斜率补偿信号与示出开关元件中流通的电流的大小的电流检测信号相加，用于该开关元件的PWM控制。

就上述引用文献1的斜率补偿电路而言，由于对上述电容器进行充电的恒流源的电流值、该电容器的容量值、确定放大电路的偏置电压的基准电压源的电压值等存在偏差，所以可能导致斜率补偿的开始时刻存在偏差。该斜率补偿的开始时刻的偏差导致上述的过电流的判定精度的降低。

另一方面，在引用文献2中，记载了如下的电路，即对多个电容器进行充电放电，基于各电容器的充电电压的比较确定斜率补偿信号的上升时刻、即斜率补偿的开始时刻的电路。

该电路中，由于各电容器的容量值、对各电容器进行充电的恒流源的电流值、比较各电容器的充电电压的比较器的失调电压(offset)等也存在偏差，所以斜率补偿的开始时刻也会偏差。该斜率补偿的开始时刻的偏差会导致上述的过电流判定的精度降低。

因此，本发明的目的在于提供一种能够抑制斜率补偿的开始时刻的偏差的开关电源装置。

技术方案

本发明是具备进行用于抑制分谐波振荡的斜率补偿的斜率补偿电路的电流模式控制方式的开关电源装置，具有确定该开关电源装置的开关周期以及开始上述斜率补偿的时刻的振荡电路。为了实现上述目的，上述振荡电路具备产生基本振荡频率的信号的第一电路和通过对上述基本频率的信号进行逻辑处理而确定上述开关周期以及开始上述斜率补偿的时刻的第二电路。

作为一个形态，上述第二电路的逻辑处理可以包括对上述基本振荡频率进行分频的处理。

作为一个形态，上述第二电路的逻辑处理包括对上述基本频率进行1/2分频的处理，并且将该1/2分频得到的频率设为开关频率。

作为一个形态，上述斜率补偿电路构成为将与开关元件中流通的电流对应的电流检测信号中加入上斜斜率信号相加。

作为另一个形态，上述斜率补偿电路构成为将表示输出电压的误差的信号以及过电流判定基准值与下斜斜率信号相加。

作为一个形态，通过上述第二电路确定开关元件的导通时间比率的最大值。

本发明的开关电源装置是降压型、升压型、升压降压型、反激式中的任一种。

有益效果

根据本发明，由于具备产生基本振荡频率的信号的第一电路和通过对该基本频率的信号进行逻辑处理而形成斜率补偿的时刻信号的第二电路，所以与通过对模拟信号与基准电压源的基准电压和/或其它模拟信号进行比较而形成时刻信号的情况相比，形成的时刻信号的误差变小。因此，可得到如下优点，即能够提高使用斜率补偿后的信号进行过电流的判定的情况下的判定精度等。

附图说明

图1是表示本发明的开关电源装置的一个实施方式的框图。

图2是表示振荡电路的构成例的电路图。

图3是用于说明振荡电路的作用的时序图。

图4是表示将电流信号与斜率补偿信号相加而得的合成信号和过电流判定基准值之间的关系的说明图。

图5是是表示比较例的振荡电路的构成的电路图。

图6是用于说明比较例的振荡电路的作用的时序图。

图7是是用于说明D50信号的起点的偏差的时序图。

图8是表示斜率补偿信号和电流信号的变动的形态，将电流信号与斜率补偿信号相加而得的合成信号和过电流判定基准值的关系的说明图。

符号说明

1:输入端子

3:输出端子

5:误差放大器

7:振荡电路

9:斜率补偿电路

11:电流检测电路

13:加法电路

15:过电流检测电路

17:PWM比较器

19:“或”电路

20:单触发(one-shot)电路

21:RS触发器(flip-flop)

22:“和”电路

23、25:驱动电路

27、37:磁滞比较器(hysteresiscomparator)

29:D触发器

31:“和”电路

33、35:反相器

37:比较器

Mp、Mn:开关元件

L:电感器

C1、C2、C3:电容器

R1、R2:电阻

M1～M9:MOS晶体管

具体实施方式

图1是表示本发明的电流模式控制方式的开关电源装置的一个实施方式的框图。

在图1中，在输入电压Vin的输入端子1和地电极之间，串联地连接有P沟道MOS晶体管Mp和N沟道MOS晶体管Mn。应予说明，以下，将晶体管Mp、Mn称为开关元件Mp、Mn。

两个开关元件Mp、Mn交替导通、关断，而在它们的连接点产生使输入电压Vin间断的电压。该断续电压在通过由电感器L和电容器C1构成的平滑滤波器被平滑后，从输出端子3作为电压Vout而输出。

输出电压Vout被电阻R1、R2分压而被输入到误差放大器5。误差放大器5对分压而得的输出电压Vout和预定的基准电压Vref1之差进行放大，输出与其差对应的误差信号Ve。以下，将该误差信号Ve称为反馈信号。

振荡电路7产生后述的D50信号以及Dmax信号。斜率补偿电路9被D50信号触发而产生后述的斜率补偿信号Vc。电流检测电路11检测开关元件Mp中流通的电流，即，电感器L中流通的电流，并输出与该电流对应的电流信号Vi。加法电路13将从斜率补偿电路9输出的斜率补偿信号Vc和从电流检测电路11输出的电流信号Vi相加，输出作为其运算结果的信号(Vc+Vi)。

过电流检测电路15将加法电路13的输出信号(Vc+Vi)与预定的过电流判定基准值进行比较，在前者大于后者的情况下判定为输出电流成为过电流，并使该输出信号变化为H(high)水平。另外，PWM比较器17对加法电路13的输出信号(Vc+Vi)和误差放大器5的输出信号Ve进行比较，在前者超过后者时，使输出信号变化为H水平。

过电流检测电路15的输出端子与“或”电路19的一个输入端子连接，并且，PWM比较器17的输出端子与“或”电路19的另一个输入端子连接。

就RS触发器21而言，置位端子S与通过振荡电路7的Dmax信号而触发的单触发电路(单稳态多频振荡器(monostablemultivibrator))20的输出端子连接，复位端子R与“或”电路19的输出端子连接，输出端子Q与“和”电路22的一个输入端子连接。“和”电路22的输出端子经由驱动电路23、25与开关元件Mp、Mn的栅极连接。

在“和”电路22的另一个输入端子输入有Dmax信号。Dmax信号规定开关元件Mp的最大导通时间比率(最大导通占空比)。即，“和”电路22的输出是控制开关元件Mp的导通/关断的信号，在“和”电路22的输出是H水平的期间，即开关元件Mp处于导通状态的期间的最大值是Dmax信号成为H水平的期间，并由此规定最大导通时间比率的值。在超过最大导通时间比率的期间，RS触发器21的输出即使为H水平，开关元件Mp也关断。

图2中示出了振荡电路7的构成例。

在该振荡电路7中，P沟道MOS晶体管M1、M2彼此，N沟道MOS晶体管M3、M4彼此，P沟道MOS晶体管M5、M6彼此，N沟道MOS晶体管M3、M9彼此分别构成电流镜电路。

晶体管M2、M3串联连接，晶体管M4、M5也串联连接。在晶体管M6、M9之间，夹设有串联连接的P沟道MOS晶体管M7以及N沟道MOS晶体管M8。

P沟道MOS晶体管M1的漏极端子与流通恒定电流I1的恒流源连接。

电容器C2的一端与晶体管M7、M8的串联连接点连接，另一端接地。磁滞比较器27的非反相输入端子与电容器C2的一端连接，反相输入端子与产生基准电压Vref2的基准电压源连接。虽然图中基准电压Vref2示出为一个基准电压，实际上由Vref2(H)和Vref2(L)(Vref2(H)＞Vref2(L))这两个基准电压构成。

磁滞比较器27的输出端子与负边沿触发型D触发器29的时钟输入端子C以及“和”电路31的一个输入端子连接。触发器29的数据端子D与输出端子QB连接，输出端子Q与“和”电路31的另一个输入端子连接。“和”电路31的输出端子与反相器33的输入端子连接。

在该振荡电路7中，晶体管M2中流通的电流I2与晶体管M1中流通的定电流I1相等，或成比例。另外，晶体管M4中流通的电流I3以及晶体管M9中流通的电流I5与电流I2相等，或成比例。进而，晶体管M6中流通的电流I4与电流I3相同，或成比例。

就磁滞比较器27而言，电容器C1的端子电压为基准电压Vref2以下时输出L(low)水平的信号，使晶体管M7导通，使晶体管M8关断。其结果，电容器C2通过晶体管M7以电流I4被充电。当通过该充电而使电容器C2的端子电压上升至基准电压Vref2(H)时，磁滞比较器27的输出信号变成H水平。伴随于此，晶体管M7关断且晶体管M8导通，因此电容器C2以电流I5被放电。当通过该放电而使电容器C2的端子电压减少至基准电压Vref2(L)时，磁滞比较器27的输出信号变成L水平。伴随于此，晶体管M7导通且晶体管M8管关断，因此电容器C2以电流I4被充电。之后，重复如上所述的充放电。其结果，电容器C2的端子电压如图3所示在Vref2(H)与Vref2(L)之间呈三角波状变化。

这里，若电容器C2中的充放电电流之比(充电电流I4与放电电流I5之比)为1:4，则电容器C2中的充放电的时间比率为4:1。

该振荡电路7的基本振荡频率由电容器C2的充放电电流值确定。换句话说，振荡电路7的基本振荡频率是对晶体管M7、M8进行导通/关断控制的磁滞比较器27的输出信号的频率。

图3中示出了磁滞比较器27的输出信号CMout。该信号CMout是在电容器C2充电的期间为L水平，在电容器C2放电的期间为H水平的信号，被输入到D触发器29的时钟输入端子C。从D触发器29的输出端子Q，输出具有对信号CMout的频率进行1/2分频而得到的频率的如图3所示的D50信号。该D50信号是占空比(时间比率)为50％(在本发明的实施方式中，“信号的占空比”表示相对于该信号的周期的周期中的当该信号为H水平的期间的比例)的矩形波信号。信号CMout的频率(基本振荡频率)例如设定为130kHz，此时，D50信号的频率为65kHz。

由于“和”电路31逻辑合成D50信号和信号CMout，所以从与该“和”电路31连接的反相器33输出如图3所示的Dmax信号。该Dmax信号的占空比可以根据信号CMout的占空比的设定而任意地设定。例如，在将信号CMout的占空比设定为20％的情况下，可以生成占空比90％的Dmax信号。

即，在图3中，当将矩形波信号CMout的周期设为T0，将该周期T0中的信号CMout的H水平时间设为Th时，信号CMout的占空比为20％的情况下，Th/T0＝0.2。

另一方面，Dmax信号的周期为2×T0。Dmax信号成为L水平的时间与信号CMout的Th相同。因此，Dmax信号的占空比为：

(2×T0-Th)/(2×T0)＝1-0.1＝0.9＝90％。

在图1中，从振荡电路7输出的D50信号以其上升触发斜率补偿电路9。其结果，该斜率补偿电路9从其触发时刻产生以预定的斜度增加的三角波状的斜率补偿信号(上斜斜率信号)Vc。

另一方面，从振荡电路7输出的Dmax信号以其上升触发单触发电路20，单触发电路20在被触发了的时刻将短脉冲的信号输出到RS触发器21而使RS触发器21置位。伴随于此，开关元件Mp导通，从电流检测电路11输出的电流信号Vi表示开关元件Mp的导通电流的大小。

当从加法电路13输出的合成信号(Vc+Vi)的值达到从误差放大器5输出的反馈信号Ve的值时，PWM比较器17的输出信号变成H水平。因此，通过“或”电路19使RS触发器21复位。

另外，合成信号(Vc+Vi)也被输入到过电流检测电路15而与过电流判定基准值进行比较，当判断为过电流时，过电流检测电路15的输出水平变成H水平，该H水平的信号通过“或”电路19而使RS触发器21复位。

由于当RS触发器21被复位时PWM信号变成L(low)水平，所以开关元件Mp关断，其结果，电流信号Vi的值变为零。当电流信号变为零时，合成信号(Vc+Vi)变成仅反映出斜率补偿信号的信号，且RS触发器21的复位信号被解除。

另外，由于将通过“和”电路22得到的RS触发器21的Q输出和Dmax信号的逻辑“积”信号设为驱动电路23、25的输入，所以即使因重负荷等RS不能长时间地向触发器21输入复位信号的情况下，当Dmax信号变为L水平时开关元件Mp也关断。因此，如上述那样Dmax信号的占空比变成开关元件的最大导通时间比率。

以上的动作按照每个Dmax信号的产生周期进行重复，从输出端子3输出预定的输出电压Vout。

图4示出电流信号Vi、与该电流信号Vi相加的斜率补偿信号Vc以及相对于合成信号(Vc+Vi)设定的过电流判定基准值之间的关系。若合成信号(Vc+Vi)大于过电流判定基准值，则过电流检测电路15的输出信号变成H水平而使RS触发器21复位，所以开关元件Mp被关断。

如上述那样，根据本实施方式的开关电源装置，通过对磁滞比较器27的输出信号CMout的频率(基本振荡频率)以D触发器29进行1/2分频，从而得到D50信号。

D50信号的下降和Dmax信号的上升在同一个时刻，D50信号和Dmax信号的周期与开关周期相等。

如上所述，在电流模式的开关电源装置中，在使开关元件以50％以上的导通占空比(导通时间比率)动作的情况下，产生分谐波振荡。上述D50信号以在导通占空比50％的时刻开始进行斜率补偿的方式触发斜率补偿电路9，因此通过利用该斜率补偿电路9进行的斜率补偿，从而分谐波振荡被抑制。

并且，D50信号如上所述由于通过对信号CMout的频率(基本振荡频率)进行1/2分频而形成，所以与以下所述的比较例的D50信号相比，能够准确地示出开关周期的50％的时刻。伴随于此，由于斜率补偿的开始时刻的偏差变小，换句话说，由于如图4所示的斜率补偿信号Vc的上升时刻的精度变高，所以其结果提高了过电流检测的精度。

(比较例)

图5是表示比较例的振荡电路7′的构成。该振荡电路7′与图2所示的振荡电路7在以下几点有所不同。

即，对于将图2的电容器C2以及基准电压Vref2置换为电容器C3以及基准电压Vref3这一点，通过使磁滞比较器27的输出信号在反相器35中反相而形成Dmax信号这一点，在磁滞比较器37中比较电容器C3的端子电压并将示出其比较结果的信号作为D50信号这一点来说，振荡电路7′与振荡电路7不同。

基准电压Vref3与基准电压Vref2同样地，实际上由Vref3(H)和Vref3(L)(Vref3(H)＞Vref3(L))这两个基准电压构成。基准电压Vref4也由Vref4和Vref3(L)(Vref4＞Vref3(L))这两个基准电压构成。应予说明，产生基准电压Vref3(L)的基准电压源与磁滞比较器27和37共用连接。

图6中示出了呈三角波状变化的电容器C3的端子电压和作为磁滞比较器27的输出信号的反转信号的Dmax信号。在使开关频率相同的情况下，图2的振荡电路7中的磁滞比较器27的输出信号的频率是振荡电路7′其本身的两倍。因此，振荡电路7′中的Dmax信号的频率与对图2的磁滞比较器27的输出信号的频率进行1/2分频而形成的图3的Dmax信号的频率在结果上是相等的。

振荡电路7′中的Dmax信号的占空比由晶体管M6、M9的电流比确定。例如，如果将晶体管M6、M9的电流比设定为1:1，则Dmax信号为50％的占空比。另外，若将上述电流比设为1:4，则Dmax信号的占空比大体为百分之八十。

在上述电流比为1:1的情况下，通过使用Dmax信号触发斜率补偿电路9而能够在导通占空比50％的时刻开始进行斜率补偿。然而，在电流比不是1:1的情况下，需要形成用于在导通占空比50％的时刻开始斜率补偿的D50信号。磁滞比较器37以及基准电压Vref4是用于形成该D50信号而设置的。

D50信号变成H水平是在从电容器C3以电流I4被充电时其充电电压超过基准电压Vref4开始，直到电容器C3以电流I5被放电时其放电中的电容器C3的电压达到基准电压Vref3(L)的期间。这里，由于基准电压Vref3(L)也是输入到磁滞比较器27而确定使电容器C3的放电停止的时刻的基准电压(由此，可以使D50信号的下降的时刻与Dmax信号的上升即开关周期的开始时刻相同)，因此D50信号变成H水平的期间是电容器C3的充电期间中的充电电压超过Vref4后的期间和整个放电期间的和。

由此，将晶体管M6、M9的电流比设为1:4，换句话说，将电容器C3的充电期间和放电期间的比率设为80％:20％。此时，通过将电容器C3的充电放电端子电压的差值(＝Vref3(H)-Vref3(L))的5/8的电压和基准电压Vref3(L)的相加值设为基准电压Vref4的电位，能够从比较器37输出占空比50％的D50信号(矩形波信号)，然而，在这样的构成的情况下，由于以基准电压Vref4确定D50信号的50％占空比，所以该基准电压Vref4的偏差对D50信号的占空比的偏差产生巨大影响。而且，该D50信号的占空比的偏差使上述斜率补偿的开始时刻产生偏离。

图7表示振荡电路7′的D50信号的偏差的图像。如7所示，基准电压Vref4的偏差使D50信号的导通时间的起点产生偏差。因此，在使用该D50信号规定斜率补偿的开始时刻的情况下，D50信号的起点的偏差直接变成斜率补偿的开始时刻(起点)的偏差。

图8表示使用了上述比较例的振荡电路7′的情况下的电流信号Vi、与该电流信号Vi相加的斜率补偿信号Vc以及相对于合成信号(Vc+Vi)而设定的过电流判定基准值之间的关系。若D50信号的起点有偏差，则如图所示斜率补偿信号Vc的起点也有偏差。因此，用于过电流检测电路15进行检测动作的合成信号(Vc+Vi)值也变化，过电流检测精度降低。

在使用了比较例的振荡电路7′的开关电源装置中，产生上述的问题。对此，在使用了图2的振荡电路7的本实施方式的开关电源装置中，由于不使用图5所示的基准电压Vref4以及比较器37，换句话说，通过对磁滞比较器27的输出信号CMout的频率(基本振荡频率)进行1/2分频而形成D50信号，所以斜率补偿的开始时刻的偏差受到抑制而提高过电流检测的精度。

本发明不限于上述的实施方式，还包括不脱离本发明的主旨的范围的其它方式。

即，上述实施方式是将图2所示的振荡电路7应用于降压型的开关电源装置。然而，本发明也包括将该振荡电路7应用于升压型的开关电源装置、升压降压型的开关电源装置、反激式的开关电源装置等形态。

另外，上述实施方式构成为将电流检测信号与上斜斜率信号相加，但本发明也可以应用于将反馈信号系统的信号(表示输出电压的误差的信号)以及过电流判定基准值与下斜斜率信号相加。

另外，在上述实施方式的振荡电路7中，虽然将在导通占空比50％的时刻上升的D50信号作为斜率补偿信号的产生时刻信号而形成，但也可以以从导通占空比大于50％的区域或小于50％的区域形成上升的时刻信号的方式构成振荡电路7。

此时，根据目的选定磁滞比较器27的输出信号CMout的频率(基本振荡频率)，并且设置处理D触发器29的输出信号而实现上述的时刻信号的逻辑电路。

Claims

1.一种开关电源装置，其特征在于，是具备进行用于抑制分谐波振荡的斜率补偿的斜率补偿电路的电流模式控制方式的开关电源装置，

所述开关电源装置具有确定该开关电源装置的开关周期以及开始所述斜率补偿的时刻的振荡电路，

所述振荡电路具备产生基本振荡频率的信号的第一电路和通过对所述基本振荡频率的信号进行逻辑处理而确定所述开关周期和开始所述斜率补偿的时刻的第二电路。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述第二电路的逻辑处理包括对所述基本振荡频率进行分频的处理。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述第二电路的逻辑处理包括对所述基本振荡频率进行1/2分频的处理，并且将该1/2分频得到的频率设为开关频率。

4.根据权利要求1～3所述的开关电源装置，其特征在于，

所述斜率补偿电路构成为将与开关元件中流通的电流对应的电流检测信号与上斜斜率信号相加。

5.根据权利要求1～3所述的开关电源装置，其特征在于，

所述斜率补偿电路构成为将表示输出电压的误差的信号以及过电流判定基准值与下斜斜率信号相加。

6.根据权利要求1～3所述的开关电源装置，其特征在于，

通过所述第二电路确定开关元件导通时比率的最大值。

7.根据权利要求1～6所述的开关电源装置，其特征在于，

是降压型、升压型、升压降压型、反激式中的任一种。