CN113765368A - 一种三电平直流转换器、电源系统及芯片 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种三电平直流转换器、电源系统及芯片，包括：飞跨电容、多个开关组、驱动电路和控制电路；控制电路至少包括导通时间发生器；导通时间发生器在飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，改变导通时间发生器的电容的充电电流来调整输出的导通时间信号，导通时间信号输出给驱动电路；驱动电路根据导通时间信号生成驱动脉冲信号驱动多个开关组的开关状态来调整飞跨电容的充放电时间，飞跨电容上的电压与电源电压的一半之差的绝对值小于等于预设阈值。直流转换器的开关点的电压较为稳定，电感上的纹波电流较小，降低电感的纹波电流的额外损耗，改变导通时间发生器的充电电流调整飞跨电容上的电压大小，方案简单易于实现。

Description

一种三电平直流转换器、电源系统及芯片
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种三电平直流转换器、电源系统及芯片。
背景技术
直流(DC，Direct Current)/DC转换器是电子系统中常用的一种开关电源转换器，用于进行直流-直流的转换，可以进行升压转换，也可以进行降压转换。
根据开关点的电平状态，DC/DC转换器可以分为两电平拓扑和多电平拓扑。两电平拓扑的开关点电平包括0和输入电压两种，而多电平拓扑则超过两种电平。目前常用的一种DC/DC转换器为飞跨电容钳位型三电平直流转换器，简称带有飞跨电容的直流转换器，通过飞跨电压储存一半输入电压，从而使开关点电压包括0、1/2输入电压和输入电压三种，其变化幅度变为两电平拓扑的一半，进而可以使用低耐压的开关管来提升电子系统的性能。
带有飞跨电容的直流转换器包括飞跨电容，还包括依次串联的至少四个开关组：第一开关组、第二开关组、第三开关组和第四开关组。带有飞跨电容的直流转换器中的飞跨电容上的电压需要维持在电源电压的一半，否则会造成在第一开关组和第三开关组的导通时开关点的电压，与第二开关组和第四开关组导通时开关点的电压不同，进而造成电路中电感的纹波电流上升，导致额外的电能损耗。
发明内容
为了解决以上技术问题，本申请提供一种三电平直流转换器、电源系统及芯片，能够减少电路中电感的纹波电流，从而减少额外的电能损耗。
本申请实施例提供的三电平直流转换器，包括飞跨电容、多个开关组、驱动电路和控制电路；控制电路在飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，控制电路通过控制导通时间发生器改变导通时间发生器的电容的充电电流，进而调整导通时间发生器输出的导通时间信号，该导通时间信号对应的是多个开关管的开关时间；驱动电路根据导通时间信号生成驱动脉冲信号驱动多个开关组的开关状态，进而来调整飞跨电容的充放电时间，使飞跨电容上的电压与电源电压的一半之差的绝对值小于等于预设阈值，即使飞跨电容上的电压为电源电压的一半。预设阈值取值越小，则飞跨电容上的电压越接近电源电压的一半。
由此可知，本申请实施例提供的直流转换器，比较电源电压的一半和飞跨电容上的电压，当飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，调节导通时间发生器的电容的充电电流的大小，从而调节导通时间发生器输出的导通时间信号。控制电路根据导通时间发生器输出的导通时间信号来控制多个开关组的导通时间，即控制多个开关组的导通时间的长短，进而调整飞跨电容的充电时间和飞跨电容的放电时间，当飞跨电容的充电时间和放电时间被改变时，飞跨电压上的电压得以改变，最终使飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。这样可以保证直流转换器的开关点的电压较为稳定，进而开关点连接的电感上的纹波电流较小，可以降低电感上的纹波电流带来的额外损耗。并且，本申请实施例仅通过改变导通时间发生器的充电电流便可以调整飞跨电容上的电压大小，方案简单易于实现。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的多个开关组包括：第一开关组、第二开关组、第三开关组和第四开关组；导通时间发生器用于输出第一导通时间信号给第一开关组，还用于输出第二导通时间信号给第二开关组；在连续导通模式，第四开关组的开关状态与第一开关组的开关状态互补，第三开关组的开关状态与第二开关组的开关状态互补；在四个开关组的各个开关周期第一开关组的导通时间和第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。由此可知，本申请实施例在通过第一导通时间和第二导通时间调节飞跨电容上的电压时，保证第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，即第一导通时间的增加值等于第二导通时间的减少值，或者第二导通时间的增加值等于第一导通时间的减少值。因此，本申请实施例提供的导通时间发生器可以在降低输出电压的波动的前提下，维持飞跨电容上的电压稳定在电源电压的一半。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的控制电路还包括：误差放大器、导通时间分离器和充电电流控制电路；导通时间发生器包括第一导通时间发生器和第二导通时间发生器；误差放大器的两个输入端分别连接直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据直流变换器的输出电压与预设电压的差值输出误差信号；导通时间分离器，用于根据误差信号输出第一导通时间发生器的第一使能信号和第二导通时间发生器的第二使能信号；充电电流控制电路，用于比较飞跨电容上的电压和电源电压的一半，根据比较结果生成第一导通时间发生器的第一充电电流和第二导通时间发生器的第二充电电流；第一充电电流和第二充电电流的和在预设电流范围内。例如，在飞跨电容上的电压大于电源电压的一半时，第一充电电流变大，第一导通时间发生器中比较器的正输入端电压上升变快，从而导致第一导通时间变短，进而导致第一开关组导通的时间变短，即飞跨电容的充电时间变短。相应地第二充电电流变小，第二导通时间发生器中比较器的正输入端电压上升变慢，从而导致第二导通时间变长，进而导致第二开关组导通的时间变长，即飞跨电容的放电时长变长。飞跨电容的充电时间变长，放电时间变短，导致飞跨电容上的电压变小，与电源电压的一半相等。且由于第一充电电流和第二充电电流之和等于恒定的电流，从而第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，因此在第一充电电流和第二充电电流变化的过程中对输出电压影响较小。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的充电电流控制电路包括：第一PMOS管和第二PMOS管；第一PMOS管的源极连接第一恒流源，第二PMOS管的源极连接第一恒流源；第一PMOS管的栅极连接电源电压的一半，第二PMOS管的栅极连接飞跨电容上的电压；第一PMOS管的漏极产生第一充电电流输出给第一导通时间发生器，第二PMOS管的漏极产生第二充电电流输出给第二导通时间发生器。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的控制电路还包括：导通时间分离器；导通时间分离器，用于根据导通时间发生器输出的导通时间信号分离出第一导通时间信号和第二导通时间信号给驱动电路，第一导通时间信号对应第一开关组，第二导通时间信号对应第二开关组；在连续导通模式，第四开关组的开关状态与第一开关组的开关状态互补，第三开关组的开关状态与第二开关组的开关状态互补；在四个开关组的各个开关周期第一开关组的导通时间和第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。应该理解，导通时间信号的周期为，导通时间信号在第一个周期内的波形与第一导通时间信号在第一个周期内的波形相同，导通时间信号在第二个周期内的波形与第二导通时间信号在第二个周期内的波形相同。第一导通时间加上第二导通时间等于导通时间。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的控制电路还包括：误差放大器和充电电流控制电路；误差放大器的两个输入端分别连接直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据飞跨电容上的电压与预设电压的差值输出误差信号；充电电流控制电路，用于比较飞跨电容上的电压和电源电压的一半，根据比较结果以及导通时间分离器中D触发器输出的两个互补信号生成导通时间发生器的充电电流。由此可知，本申请实施例提供的直流转换器的导通时间发生器通过脉冲发生器连接误差放大器，导通时间发生器根据脉冲发生器输出的信号直接生成一个综合的导通时间输出给导通时间分离器，导通时间分离器再根据该综合的导通时间分离出第一导通时间和第二导通时间以控制四个开关组，进而将飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。如此，本申请实施例提供的直流转换器的开关点的电压较为稳定，电感的纹波电流降低，由于纹波电流带来的额外损耗减少。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的充电电流控制电路包括：第三PMOS管、第四PMOS管、第一开关管和第二开关管；第三PMOS管的源极和第四PMOS管的源极均连接第二恒流源，第三PMOS管的栅极连接电源电压的一半，第四PMOS管的栅极连接飞跨电容上的电压；第三PMOS管的漏极连接第一开关管的第一端，第四PMOS管的漏极连接第二开关管的第一端，第一开关管的第二端和第二开关管的第二端连接在一起输出充电电流；D触发器的第一输出端连接第一开关管的控制端，D触发器的第二输出端连接第二开关管的控制端。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的第一开关管和第二开关管均为NMOS管。
作为一种可能的实施方式，在四个开关组的各个开关周期第一开关组的导通时间和第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内，具体包括：第一开关组的导通时间变化第一时间，第二开关组的导通时间向相反方向变化第一时间。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半具体包括：飞跨电容上的电压与电源电压的一半之差的绝对值大于预设阈值。
根据上述实施例提供的三电平直流转换器，本申请实施例还提供了一种电源系统，包括上述实施例中的直流转换器，还包括：整流器和降压变换器；整流器的输入端用于连接交流电源；整流器的输出端连接降压变换器的输入端；降压变换器的输出端连接直流转换器的输入端。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的降压变换器为开环降压变换器。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的降压变换器的输入电压为48V，降压变换器的输出电压为12V；直流转换器的输出电压为芯片供电。
根据上述实施例提供的三电平直流转换器和电源系统，本申请实施例还提供了一种三电平直流转换器的驱动芯片，包括：驱动电路和控制电路，用于对三电平直流转换器进行驱动，三电平转换器包括飞跨电容和多个开关组；控制电路至少包括导通时间发生器；导通时间发生器，用于在飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，改变导通时间发生器的电容的充电电流来调整自身输出的导通时间，导通时间输出给驱动电路；驱动电路，用于根据导通时间生成驱动脉冲信号驱动多个开关组的开关状态来调整飞跨电容的充放电时间，使飞跨电容上的电压与电源电压的一半之差的绝对值小于等于预设阈值。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的多个开关组包括：第一开关组、第二开关组、第三开关组和第四开关组；导通时间发生器用于输出第一导通时间信号给第一开关组，还用于输出第二导通时间信号给第二开关组；第四开关组的开关状态与第一开关组的开关状态互补；第三开关组的开关状态与第二开关组的开关状态互补；在四个开关组的各个开关周期第一导通时间和第二导通时间之和在预设时间范围内。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的控制电路还包括：误差放大器、导通时间分离器和充电电流控制电路；导通时间发生器控制电路包括第一导通时间发生器和第二导通时间发生器；误差放大器的两个输入端分别连接直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据直流变换器的输出电压与预设电压的差值输出误差信号；导通时间分离器，用于根据误差信号输出第一导通时间发生器的第一使能信号和第二导通时间发生器的第二使能信号；充电电流控制电路，用于比较飞跨电容上的电压和电源电压的一半，根据比较结果生成第一导通时间发生器的第一充电电流和第二导通时间发生器的第二充电电流；第一充电电流和第二充电电流的和在预设电流范围内。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的控制电路还包括：导通时间分离器；导通时间分离器，用于根据导通时间发生器输出的导通时间信号分离出第一导通时间信号和第二导通时间信号给驱动电路，第一导通时间信号对应第一开关组，第二导通时间信号对应第二开关组；在连续导通模式，第四开关组的开关状态与第一开关组的开关状态互补，第三开关组的开关状态与第二开关组的开关状态互补；在四个开关组的各个开关周期第一开关组的导通时间和第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的控制电路还包括：误差放大器和充电电流控制电路；误差放大器的两个输入端分别连接直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据飞跨电容上的电压与预设电压的差值输出误差信号；充电电流控制电路，用于比较飞跨电容上的电压和电源电压的一半，根据比较结果以及导通时间分离器中D触发器输出的两个互补信号生成导通时间发生器的充电电流。
本申请至少具有以下优点：
本申请实施例提供的直流转换器，比较电源电压的一半和飞跨电容上的电压，当飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，调节导通时间发生器的电容的充电电流的大小，从而调节导通时间发生器输出的导通时间信号。控制电路根据导通时间发生器输出的导通时间信号来控制多个开关组的导通时间，即控制多个开关组的导通时间的长短，进而调整飞跨电容的充电时间和飞跨电容的放电时间，当飞跨电容的充电时间和放电时间被改变时，飞跨电压上的电压得以改变，最终使飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。这样可以保证直流转换器的开关点的电压较为稳定，进而开关点连接的电感上的纹波电流较小，可以降低电感上的纹波电流带来的额外损耗。并且，本申请实施例仅通过改变导通时间发生器的充电电流便可以调整飞跨电容上的电压大小，方案简单易于实现。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种电源系统的示意图；
图2为本申请实施例提供的一种带有飞跨电容的直流转换器驱动部分的示意图；
图3为本申请实施例提供的一种三电平直流转换器的示意图；
图4为本申请实施例提供的一种导通时间发生器的示意图；
图5为本申请实施例提供的一种导通时间发生器的波形时序图；
图6为本申请实施例提供的一种控制电路的示意图；
图7为本申请实施例提供的一种导通时间分离器的示意图；
图8为本申请实施例提供的一种控制电路的信号波形图；
图9为本申请实施例提供的一种充电电流控制电路的原理图；
图10为与图9的原理图对应的一种充电电流控制电路的电路图；
图11为本申请实施例提供的一种直流转换器的原理图；
图12为本申请实施例提供的一种脉冲发生器的电路图；
图13为本申请实施例提供的一种导通时间分离器的电路图；
图14为本申请实施例提供的一种充电电流控制电路的原理图；
图15为与图14的原理图对应的一种充电电流控制电路的电路图；
图16为本申请实施例提供的一种控制电路的信号波形图；
图17为本申请实施例提供的一种电源系统的示意图；
图18为本申请实施例提供的一种驱动芯片的示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。
以下说明中的“第一”、“第二”等用词仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在本申请中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。此外，术语“耦接”可以是实现信号传输的电性连接的方式。“耦接”可以是直接的电性连接，也可以通过中间媒介间接电性连接。
本申请实施例涉及一种三电平直流转换器，用于进行直流-直流的电能变换，例如可以升压变换，也可以降压变换，本申请实施例不做具体限定。另外，本申请实施例不限定三电平直流转换器的具体应用场景，例如，可以应用于服务器、通信基站、光伏设备、终端设备等各种需要直流-直流转换的应用场景。当三电平直流转换器应用于开关电源中时，该开关电源可以应用于终端设备中，例如终端设备的电源适配器中，三电平直流转换器可以将输入电压转换为适用于负载需要的电压，例如负载可以为芯片或控制电路等。本申请实施例不具体限定终端设备的类型，终端设备可以为手机(mobile phone)、平板电脑(pad)、电脑、智能穿戴产品(例如，智能手表、智能手环、耳机等)、虚拟现实(virtual reality，VR)终端设备、增强现实(augmented reality AR)终端设备等设备。
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面先结合附图介绍本申请实施例提供的三电平直流转换器的一种应用场景。
下面以本申请实施例提供的三电平直流转换器应用于开关电源为例进行介绍
参见图1，该图为本申请实施例提供的一种电源系统的示意图。
如图1所示，本申请实施例提供的电源系统包括交流(AC，Alternating Current)/DC转换器100、第一DC/DC转换器200和第二DC/DC转换器300。
第一DC/DC转换器200和第二DC/DC转换器300均可以由本申请实施例提供的三电平直流转换器来实现。
其中，AC/DC转换器100的输入端用于连接交流电源，例如市电交流220V；AC/DC转换器100的输出端连接第一DC/DC转换器200的输入端；第一DC/DC转换器200的输出端连接第二DC/DC转换器300的输入端；第二DC/DC转换器300的输出端用于连接负载。
本实施例中第一DC/DC转换器200和第二DC/DC转换器300均以降压转换器为例，其中第一DC/DC转换器200用于接收AC/DC转换器100的输出电压，降压后输出给第二DC/DC转换器300，可以利用开环控制降压转换器或闭环控制降压转换器来实现。第二DC/DC转换器300用于接收第一DC/DC转换器200的输出电压，降压后输出给负载，可以利用闭环控制的降压转换器来实现。
第二DC/DC转换器300输出的电压用于给负载供电。由于第二DC/DC转换器300可以实现闭环控制，因此既具有降压的功能又具有稳压的功能，使其输出电压实现稳定可控。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的AC/DC转换器100用于将220V的交流电转换为48V的直流电，第一DC/DC转换器200用于将48V的直流电转换为12V的直流电，第二DC/DC转换器300用于将12V的直流电继续进行降压，例如可以降压为5V、3.3V或1.2V等电压为芯片等负载供电。
应该理解，本申请实施例提供的第一DC/DC转换器200仅用于将输入的48V电压降低到12V，其输出电压不会直接给芯片或其他负载进行供电，而是通过第二DC/DC转换器300对电压进行进一步降压和稳压。第二DC/DC转换器300输出的电压更加稳定精确，从而可以满足芯片等负载的供电要求。
本申实施例提供的第一DC/DC转换器200输出的12V电压可以进行开环控制，允许输出电压在一定范围内波动，只要满足第二DC/DC转换器300的输入电压范围即可。因此，对于第一级降压的第一DC/DC转换器200，可以设计为开环转换器。
相应地，本申请实施例提供的第二DC/DC转换器300的输出电压必须满足芯片或其他负载的供电需求，提供较为精准且稳定的输出电压，为了输出电压更加稳定而精确，可以在检测其输出端的电压并反馈到其输入端进行负反馈闭环控制。即本申请实施例提供的第二DC/DC转换器300可以进行闭环控制，使得其输出端的电压更加稳定。因此，对于第二级降压的第二DC/DC转换器300，可以设计成闭环转换器。
上述的第二DC/DC转换器利用带有飞跨电容的直流转换器来实现，下面结合附图介绍飞跨电容的直流转换器的一种具体架构。
本申请实施例提供的带有飞跨电容的直流转换器包括多个开关组，其中每个开关组可以包括一个可控开关，也可以包括多个可控开关。本申请实施例提供的可控开关具体可以通过金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor,MOSFET)来实现，也可以通过绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT)或双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)来实现。为了方便理解本申请实施例所提供的方案，下面以直流转换器包括四个开关组，每个开关组包括一个可控开关为示例进行介绍。
参见图2，该图为本申请实施例提供的一种带有飞跨电容的直流转换器驱动部分的示意图。
本申请实施例提供的飞跨电容钳位型三电平直流转换器，包括：飞跨电容CF，多个开关组(第一开关组M1、第二开关组M2、第三开关组M3和第四开关组M4)。
如图2所示，第一开关组M1的第一端连接电源电压VIN，第一开关组M1的第二端连接第二开关组M2的第一端，第二开关组M2的第二端连接第三开关组M3的第一端，第三开关组M3的第二端连接第四开关组的第一端，第四开关组的第二端连接地。
飞跨电容CF的第一端连接在第一开关组M1和第二开关组M2之间；飞跨电容CF的第二端连接在第三开关组M3和第四开关组M4之间；开关点SW位于第二开关组M2和第三开关组M3之间；开关点SW用于通过电感LOUT输出输出电压Vout。
本申请实施例提供的带有飞跨电容的直流转换器中的第一开关组M1和第二开关组M2在系统达到稳态时交替工作，即第一开关组M1对应的驱动信号与第二开关组M2对应的驱动信号相位相差半个驱动信号周期。相应地，第三开关组M3和第四开关组M4也交替工作，第三开关组M3对应的驱动信号和第四开关组M4对应的驱动信号相位相差半个驱动信号周期。
第一开关组M1和第四开关组M4的开关状态互补，即当第一开关组M1导通时第四开关组M4关断，第一开关组M1关断时第四开关组M4导通。第二开关组M2和第三开关组M3的开关状态互补，第二开关组M2导通时第三开关组M3关断，第二开关组M2关断时第三开关组M3导通。
带有飞跨电容的直流转换器正常工作时，飞跨电容CF上的电压VCF应该等于电源电压VIN的一半，即1/2VIN。如果电压VCF偏离1/2VIN，第一开关组M1和第三开关组M3导通时，与第二开关组M2和第四开关组导通时，开关点SW的电压会出现偏差，从而导致电感LOUT的纹波电流上升，造成额外的损耗。同时也会对开关组产生大于1/2VIN的电压应力，需要用更高耐压的功率管。
本申请实施例提供了一种带有飞跨电容的直流转换器，通过改变导通时间发生器(TON Generator)的电容的充电电流来调整自身输出的导通时间，将导通时间输出给驱动电路以维持飞跨电容CF上的电压VCF稳定在1/2VIN，从而使得开关点SW的电压较为稳定，进而降低电感LOUT的纹波电流，减少由于纹波电流带来的额外损耗。同时使开关组的电压应力保持在1/2VIN附近，不需要使用更高耐压的功率管。其中，电容是导通时间发生器内部的电容。
下面将结合附图继续以包含四个开关组的直流转换器为例介绍本申请实施例提供的包括导通时间发生器的带有飞跨电容的直流转换器。
参见图3，该图为本申请实施例提供的一种三电平直流转换器的示意图。
如图3所示，本申请实施例提供的三电平直流转换器，包括：飞跨电容CF、驱动电路400和控制电路500，控制电路500至少包括导通时间发生器501。还包括以下依次串联的至少四个开关组：第一开关组M1、第二开关组M2、第三开关组M3和第四开关组M4，其中四个开关组的结构和联系关系与图2相同，在此不再赘述。
导通时间发生器501，用于在飞跨电容CF上的电压VCF偏离1/2VIN时，改变内部电容的充电电流来调整输出的导通时间信号，导通时间信号输出给驱动电路400。
驱动电路400，用于根据导通时间信号生成驱动脉冲信号驱动多个开关组，即第一开关组M1、第二开关组M2、第三开关组M3和第四开关组M4的开关状态来调整飞跨电容CF的充放电时间，使飞跨电容CF上的电压VCF与1/2VIN之差的绝对值小于等于预设阈值。
需要说明的是，本申请实施例中的VCF与1/2VIN之差可以为正也可以为负，即VCF可以大于1/2VIN，VCF也可以小于1/2VIN。飞跨电容CF上的电压VCF与1/2VIN之差的绝对值小于等于预设阈值，即在实际的应用中VCF和1/2VIN之间可能存在一定的差值。预设阈值可以实际根据直流转换器对VCF要求的精度选择，当预设阈值越小时，说明VCF和1/2VIN之间的差值越小，VCF和1/2VIN在数值上越接近，直流转换器对VCF的控制越精准。以下为了方便叙述简称飞跨电容CF上的电压VCF与1/2VIN基本一致。
飞跨电容CF上的电压VCF可以由电压采样电路来获得，为了使后级电路方便处理电压信号，可以采集与VCF成比例的一个电压信号，即该电压信号可以表征VCF的大小即可。本申请实施例也不限定完成VCF和1/2VIN的执行主体，例如可以由模拟电路来实现，也可以由芯片来实现。
本申请实施例提供的充电电流的大小可以根据飞跨电容CF上的电压VCF偏离电源电压1/2VIN的程度来确定。本申请实施例提供的导通时间发生器501的输入端可以连接充电电流，当充电电流改变时，导通时间发生器501输出的导通时间信号也随之改变，驱动电路输出的驱动信号的占空比也随之改变，四个开关组M1-M4的开关状态发生改变，即导通关断的时间长短发生变化，进而影响飞跨电容CF的充放电时间，进而影响CF上的电压，使飞跨电容CF上的电压VCF稳定在1/2VIN。作为一种可能的实施方式，本申请实施例中接下来用于举例说明的导通时间发生器的充电电流和其输出的导通时间可以成负相关，即充电电流增加时，导通时间信号为高的时间变短。作为另一种可能的实施方式，导通时间发生器的充电电流和其输出的导通时间也可以成正相关，即充电电流增加时，导通时间信号为高的时间变长，本申请实施例在此不做限定。
下面结合附图介绍本申请实施例提供的导通时间发生器的工作原理。
参见图4，该图为本申请实施例提供的一种导通时间发生器的示意图。
参见图5，该图为本申请实施例提供的一种导通时间发生器的波形时序图。
本申请实施例提供的导通时间发生器包括：开关P、电容CT、恒压源VR和比较器AMP。其中，图4中的电容CT为导通时间发生器的内部电容，本申请实施例提供的技术方案是改变电容CT的充电电流I来改变导通时间发生器输出的导通时间，具体地可以根据飞跨电容CF上的电压VCF偏离1/2VIN的程度来确定。
当使能信号ST有一个脉冲信号时，开关P导通，电容CT被放电。如图5所示，此时的VC点电压为0V，由于比较器AMP的正输入端电压VC即0V小于比较器负输入端电压VR，比较器AMP的输出电压COMP为低电平。比较器AMP的输出电压和使能信号通过一个或非门输出导通时间信号TON。由于此时使能信号经过一个脉冲后变已经为低电平，比较器AMP的输出电压COMP也变为低电平，导通时间发生器输出的导通时间信号TON从低电平变为高电平。
当使能信号ST的脉冲信号结束时，开关P断开，充电电流I开始对电容CT进行充电。如图5所示，电容C两端的电压开始上升，即电压VC开始上升，上升的速度与充电电流I的大小成正比，当电压VC大于等于恒定的电压VR时，比较器AMP的输出电压COMP为高电平，导通时间发生器输出的导通时间信号TON从高电平变为低电平。
具体地，第一开关组M1和第三开关组M3导通时，电源电压VIN为飞跨电容在充电，第二开关组M2和第四开关组M4导通时，飞跨电容放电。本申请实施例提供的驱动电路400，在飞跨电容上的电压VCF小于1/2VIN时，根据导通时间延长第一开关组M1和第三开关组M3导通的时间，和/或减小第二开关组M2和第四开关组M4导通时间，以使飞跨电容上的电压VCF增大，从而与1/2VIN相一致。相应地，在飞跨电容上的电压VCF大于1/2VIN时，根据导通时间减小第一开关组M1和第三开关组M3导通的时间，和/或延长第二开关组M2和第四开关组M4导通的时间，以使飞跨电容上的电压VCF减小，从而与1/2VIN相一致。
由上可知，本申请实施例提供的直流转换器，可以根据飞跨电容上的电压和电源电压的一半调节导通时间发生器中的充电电流的大小，从而调节导通时间发生器输出的导通时间信号。根据导通时间发生器输出的导通时间信号，控制四个开关组的导通时间，即控制四个开关组的导通关断时间长短，即控制飞跨电容的充电时间和飞跨电容放电时间，从而影响飞跨电压上的电压，进而将飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。如此，本申请实施例提供的直流转换器的开关点的电压较为稳定，电感的纹波电流降低，由于纹波电流带来的额外损耗减少。
实际应用中，本申请实施例提供的导通时间发生器可以输出两个不同的导通时间信号来控制多个开关组；另外，本申请实施例提供的导通时间发生器也可以输出一个导通时间信号来控制多个开关组。下面首先以包括四个开关组的直流转换器为例，介绍导通时间发生器输出两个不同的导通时间信号来控制四个开关组的实现方案，即双导通时间发生器的方案。
导通时间发生器输出两个不同的导通时间信号来控制四个开关组时，导通时间发生器可以输出第一导通时间信号给第一开关组，输出第二导通时间信号给第二开关组。其中，第一开关组的导通状态与第四开关组的导通状态互补，第二开关组的导通状态与第三开关组的导通状态互补。在四个开关组的各个开关周期，第一导通时间和第二导通时间之和保持一致，即基本固定不变，可以有效抑制三电平直流转换器的输出电压Vout的波动，其中保持一致是指各个开关周期相比较来说，第一开关组的导通时间(以下简称第一导通时间)和第二开关组的导通时间(以下简称第二导通时间)之和在预设时间范围内。应该理解，第一导通时间和第二导通时间之和可能与理想预设时间存在一定的误差，但第一导通时间和第一导通时间之和应该在预设时间范围内。预设时间范围应该包含理想预设时间，预设时间范围的大小可以根据第一导通时间和第二导通时间的精度选择。预设时间范围越小，说明第一导通时间和第二导通时间的精度越高。
本申请实施例提供的第一导通时间和第二导通时间之和在各个周期内变化不大，以下为了方便叙述简称第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变。因此本申请实施例在通过第一导通时间和第二导通时间调节飞跨电容CF上的电压VCF时，保证第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，即第一导通时间的增加值等于第二导通时间的减少值，或者第二导通时间的增加值等于第一导通时间的减少值。因此，本申请实施例提供的导通时间发生器可以在降低输出电压Vout的波动的前提下，维持飞跨电容CF上的电压VCF稳定在1/2VIN。
本申请实施例的控制电路除了上述实施例介绍的导通时间发生器，还可以包括误差放大器、导通时间分离器和充电电流控制电路。下面将结合附图详细介绍本申请实施例提供的控制电路。
参见图6，该图为本申请实施例提供的一种控制电路的示意图。
如图6所示，本申请实施例提供的控制电路还包括：误差放大器EA、导通时间分离器Sep和充电电流控制电路ADJ；导通时间发生器501包括第一导通时间发生器TON1和第二导通时间发生器TON2；
误差放大器EA的两个输入端分别连接预设电压Vref与直流变换器的输出电压Vout，用于根据Vout与预设电压Vref的差值输出误差信号EAO；其中，预设电压Vref可以根据需要进行设置，例如本申请实施例中的预设电压Vref是根据本申请实施例提供的直流转换器输出端连接的负载设定的。例如，当直流转换器输出端连接的负载需要1.2V的供电电压时，预设电压Vref为1.2V。
导通时间分离器Sep，用于根据误差信号EAO输出第一导通时间发生器TON1的第一使能信号TON1_ST和第二导通时间发生器TON2的第二使能信号TON2_ST；
充电电流控制电路ADJ，用于比较飞跨电容CF上的电压VCF和1/2VIN，根据比较结果生成第一导通时间发生器TON1的第一充电电流IC1和第二导通时间发生器TON2的第二充电电流IC2；第一充电电流IC1和第二充电电流IC2的和在预设电流范围内，以使第一导通时间和第二导通时间之和在预设时间范围内，从而使得本申请实施例调整第一充电电流IC1和第二充电电流IC2时对输出电压Vout的影响较小。
应该理解，第一充电电流和第二充电电流之和可能与理想充电电流存在一定的误差，但第一充电电流和第一充电电流之和应该在预设电流范围内。预设电流范围应该包含理想充电电流，预设电流范围的大小可以根据第一充电电流和第二充电电流的精度选择。预设电流范围越小，说明第一充电电流和第二充电电流的精度越高。第一充电电流和第二充电电流的和在预设时间范围内，即第一充电电流和第二充电电流之和在各个周期内变化不大，以下为了方便叙述简称第一充电电流和第二充电电流之和基本固定不变。
本申请实施例中的误差放大器EA输出误差信号EAO提供给导通时间分离器Sep；导通时间分离器输出第一使能信号使能第一导通时间发生器TON1，且输出第二使能信号使能第二导通时间发生器TON2；第一导通时间发生器TON1输出第一导通时间信号D给驱动电路400，第二导通时间发生器TON2输出第二导通时间信号DS给驱动电路400；驱动电路400驱动第一开关组M1、第二开关组M2、第三开关组M3和第四开关组M4，在开关点SW生成三电平输出；开关点SW的电压通过电感LOUT和电容COUT进行滤波后输出输出电压Vout。
本申请实施例提供的第一导通时间信号D指示第一导通时间；第二导通时间信号DS指示第二导通时间。作为一种可能的实施方式，第一导通时间信号D位于高电平的时间为第一导通时间，第二导通时间信号DS位于高电平的时间为第二导通时间。
本申请实施例提供的导通时间发生器中包含第一导通时间发生器TON1和第二导通时间发生器TON2。其中，第一导通时间发生器TON1和图4中的导通时间发生器的内部结构基本相同。如图4所示，本申请实施例提供的第一导通时间发生器TON1的充电电流IC1相当于上述实施例中的充电电流I；本申请实施例提供的第一导通时间发生器TON1的使能信号TON1_ST相当于上述实施例中的使能信号ST；本申请实施例提供的第一导通时间发生器TON1输出的第一导通时间信号D相当于上述实施例中的导通时间信号TON。
相应地，本申请实施例提供的第二导通时间发生器TON2与图4中的导通时间发生器的内部结构基本相同。本申请实施例提供的第二导通时间发生器TON2的充电电流IC2相当于上述实施例中的充电电流I；本申请实施例提供的第二导通时间发生器TON2的使能信号TON2_ST相当于上述实施例中的使能信号ST；本申请实施例提供的第二导通时间发生器TON2输出的第二导通时间信号DS相当于上述实施例中的导通时间信号TON。
上述主要介绍的是本申请实施提供的导通时间发生器，本申请实施例提供的导通时时间分离器可以通过使能信号使得驱动电路控制四个开关组从断开状态变为导通状态，下面将结合附图详细介绍本申请实施例提供的导通时间分离器的工作原理。
参见图7，该图为本申请实施例提供的一种导通时间分离器的示意图。
参见图8，该图为本申请实施例提供的一种控制电路的信号波形图。
如图7所示，本申请实施例提供的导通时间分离器接收误差放大器输出的误差信号EAO，并根据误差信号EAO输出第一使能信号TON1_ST和第二使能信号TON2_ST。其中，第一使能信号TON1_ST用于使能第一导通时间发生器TON1，第二使能信号TON2_ST用于使能第二导通时间发生器TON2。
结合图4和图8所示，在时间点t1，直流转换器的输出电压Vout从低于预设电压Vref变为高于预设电压Vref，误差放大器输出的误差信号EAO由高变低。在时间点t2，输出电压Vout从高于预设电压Vref变为低于预设电压Vref，误差放大器输出的误差信号EAO由低变高，导通时间分离器输出的第二使能信号TON2_ST产生一个脉冲，第二导通时间发生器TON2输出的第二导通时间信号DS变为高电平。作为一种可能的实施方式，第二导通时间信号DS位于高电平时，驱动电路控制第二开关组M2导通，第三开关组M3关断。
在时间点t3，即输出电压VOT再次从高于预设电压Vref变为低于预设电压Vref，误差放大器输出的误差信号EAO由低变高，导通时间分离器输出的第一使能信号TON1_ST产生一个脉冲，第一导通时间发生器TON1输出的第一导通时间信号D变为高电平。作为一种可能的实施方式，第一导通时间信号D位于高电平时，驱动电路控制第一开关组M1导通，第四开关组M4关断。
由此可知，本申请实施提供的导通时时间分离器通过使能信号使得驱动电路控制四个开关组的导通。相应地，本申请实施例提供的充电电流控制电路主要用于通过充电电流调节四个开关组的断开时间，下面将结合附图详细介绍本申请实施例提供的导通时间分离器的工作原理。
参见图9，该图为本申请实施例提供的一种充电电流控制电路的原理图。
如图9所示，本申请实施例提供的充电电流控制电路中的电流IC为IC1和IC2之和，保持固定不变。充电电流控制电路的第一输出端输出第一充电电流IC1为0.5*IC+ΔI，充电电流控制电路的第二输出端输出第二充电电流IC2为0.5*IC-ΔI。即，在本申请实施例提供的充电电流控制电路中，第一充电电流IC1的增加量等于第二充电电流IC2的减少量，第一充电电流IC1和第二充电电流IC2之和等于恒定的电流IC，以使第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，从而使得本申请实施例调整飞跨电容上的电压VCF时对输出电压Vout的影响较小。本申请实施例中的第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，具体包括：第一导通时间变化第一时间，第二导通时间向相反方向变化近似第一时间。
为了更好地理解本申请实施例所提供的充电电流控制电路，下面结合附图介绍本申请提供的充电电流控制电路的一种可能的实施方式。
参见图10，该图为与图9的原理图对应的一种充电电流控制电路的电路图。
如图10所示，本申请实施例提供的充电电流控制电路包括：第一PMOS管P1和第二PMOS管P2。
其中，第一PMOS管P1的源极连接第一恒流源IC，第二PMOS管P2的源极连接第一恒流源IC；第一PMOS管的栅极连接1/2VIN，即1/2VIN；第二PMOS管的栅极连接飞跨电容上的电压VCF；第一PMOS管的漏极为充电电流控制电路的第一输出端，输出第一充电电流IC1给第一导通时间发生器TON1；第二PMOS管的漏极为充电电流控制电路的第二输出端，输出第二充电电流IC2给第二导通时间发生器TON2。
应该理解，在飞跨电容上的电压VCF大于1/2VIN时，第一充电电流IC1变大，第一导通时间发生器TON1中比较器AMP的正输入端电压VC上升变快，从而导致第一导通时间变短，进而导致第一开关组M1导通的时间变短，即飞跨电容的充电时间变短。相应地第二充电电流IC2变小，第二导通时间发生器TON2中比较器AMP的正输入端电压VC上升变慢，从而导致第二导通时间变长，进而导致第二开关组M2导通的时间变长，即飞跨电容的放电时长变长。飞跨电容的充电时间变长，放电时间变短，导致飞跨电容上的电压变小，与1/2VIN相等。
在飞跨电容上的电压VCF小于1/2VIN时，第一充电电流IC1变小，第一导通时间发生器TON1中比较器AMP的正输入端电压VC上升变慢，从而导致第一导通时间变长，进而导致第一开关组M1导通的时间变长，即飞跨电容的充电时间变长。相应地第二充电电流IC2变大，第二导通时间发生器TON2中比较器AMP的正输入端电压VC上升变快，从而导致第二导通时间变短，进而导致第二开关组M2导通的时间变短，即飞跨电容的放电时长变短。飞跨电容的充电时间变短，放电时间变长，导致飞跨电容上的电压变大，与1/2VIN相等。
且由于第一充电电流IC1和第二充电电流IC2之和等于恒定的电流IC，从而第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，因此在第一充电电流IC1和第二充电电流IC2变化的过程中对输出电压Vout影响较小。在实际的应用过程中，为了避免对飞跨电容上的电压VCF的调节过于频繁，当飞跨电容上的电压VCF与电源电压VIN的差值小于预设阈值时，可以不对飞跨电容上的电压VCF进行调整。只有当飞跨电容上的电压VCF与电源电压VIN的差的绝对值大于预设阈值时，对飞跨电容上的电压VCF进行调整。
综上所述，本申请实施例提供的直流转换器的信号分离器连接误差放大器输出的误差信号，并直接将误差信号转换成第一使能信号和第二使能信号输出给第一导通时间发生器和第二导通时间发生器，从而生成第一导通时间和第二导通时间控制四个开关组，进而将飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。如此，本申请实施例提供的直流转换器的开关点的电压较为稳定，电感的纹波电流降低，由于纹波电流带来的额外损耗减少。
以上介绍的实施例是通过双导通时间发生器来实现的方式，本申请实施例提供的导通时间发生器也可以输出一个导通时间信号来控制四个开关组，下面介绍导通时间发生器输出一个导通时间信号来控制四个开关组的方案，即单导通时间发生器的实现方案。由于双导通时间发生器包括两个导通时间发生器，因此，对于双导通时间发生器的方案，四个开关组的占空比可以大于50％。而对于单导通时间发生器，因为只有一个导通时间发生器，因此，四个开关组的占空比最大只达到50％，即占空比小于等于50％，不会大于50％。例如，对于占空比大于50％的方案，该直流变换器作为降压变换器时，可以实现大于输入电压的一半的输出电压，例如输入电压为12V，可以实现大于6V的输出电压。但是对于占空比小于50％的方案，该直流变换器作为降压变换器时，输出电压要小于等于6V。
参见图11，该图为本申请实施例提供的一种直流转换器的原理图。
如图11所示，本申请实施例提供的直流转换器的控制电路500包括：误差放大器EA、脉冲发生器OS、导通时间发生器TON、导通时间分离器Sep和充电电流控制电路ADJ。
其中，误差放大器EA的第一输入端连接直流转换器的预设电压Vref；误差放大器EA的第二输入端连接直流转换器的输出电压Vout；误差放大器EA的输出端输出误差信号EAO给脉冲发生器OS；脉冲发生器OS根据误差信号EAO输出使能信号TON_ST给导通时间发生器TON。充电电流控制电路ADJ的第一输入端连接飞跨电容CF上的电压VCF，充电电流控制电路ADJ的第二输入端连接电源电压VIN的一半，即1/2VIN；充电电流控制电路ADJ的第三输入端连接导通时间分离器中D触发器输出的第一开关信号QD；充电电流控制电路ADJ的第四输入端连接导通时间分离器中D触发器输出的第二开关信号QDS；充电电流控制电路ADJ的输出端向导通时间发生器输出充电电流IC。
导通时间发生器TON根据使能信号TON_ST和充电电流IC输出导通时间信号TON给导通时间分离器Sep；导通时间分离器Sep根据导通时间信号TON输出第一导通时间信号D和第二导通时间信号DS给驱动电路400，以控制四个开关组M1-M4的导通关断状态，从而调节飞跨电容CF充放电状态，从而使得飞跨电容CF上的电压VCF与1/2VIN相一致。其中，导通时间信号TON指示四个开关组M1-M4的导通时间，第一导通时间信号D指示第一开关组M1的第一导通时间，第二导通时间信号DS指示第二开关组M2的第二导通时间。
导通时间发生器TON在本申请实施例中的作用与导通时间发生器TON在上述实施例基本相同，在此不再赘述。
导通时间分离器Sep，用于根据导通时间发生器TON输出的导通时间分离出第一导通时间和第二导通时间给驱动电路400，第一导通时间信号D对应第一开关组M1，第二导通时间信号DS对应第二开关组M2；在连续导通模式，第四开关组的开关状态M4与第一开关组M1的开关状态互补；第三开关组M3的开关状态与第二开关组M2的开关状态互补。其中，第一导通时间和第二导通时间之和在预设时间范围内，以抑制直流转换器的输出电压Vout的波动。第一导通时间和第二导通时间之和在各个周期内变化不大，以下为了方便叙述简称第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变。
误差放大器EA，用于根据飞跨电容CF上的电压VCF与预设电压Vref的差值输出误差信号EAO。
充电电流控制电路ADJ，用于比较飞跨电容CF上的电压VCF和电源电压VIN的一半，根据比较结果以及导通时间分离器Sep中D触发器输出的两个互补信号(QD和QDS)生成导通时间发生器TON的充电电流IC。
在本申请实施例中脉冲发生器可以由多种电路实现，下面结合附图介绍本申请实施例提供的脉冲发生器OS的一种实现方式。
参见图12，该图为本申请实施例提供的一种脉冲发生器的电路图。
如图12所示，本申请实施例提供的脉冲发生器的输入端连接误差放大器EA输出的误差信号EAO，根据该误差信号EAO输出使能信号TON_ST给导通时间发生器TON。脉冲发生器OS，用于根据误差信号EAO生成使能信号TON_ST，使能导通时间发生器TON。
下面结合介绍本申请实施例中导通时间分离器。
参见图13，该图为本申请实施例提供的一种导通时间分离器的电路图。
如图13所示，本申请实施例提供的导通时间分离器中包括：D触发器600。D触发器600的第一输出端输出第一开关信号QD给充电电流控制电路ADJ，D触发器600的第二输出端输出第二开关信号QDS给充电电流控制电路ADJ。第一开关信号QD与第二开关信号互补。即第一开关信号QD处于高电平时，第二开关信号QDS处于低电平；第一开关信号QD处于低电平时，第二开关信号QDS处于高电平。
本申请实施例提供的导通时间分离器还根据导通时间发生器TON输出的导通时间信号TON分离出了第一导通时间信号D和第二导通时间信号DS。第一导通时间信号D用于控制第一开关组M1的导通关断，第二导通时间信号DS用于控制第二开关组M2的导通关断。导通时间信号的周期为T，导通时间信号TON在第一个周期T1内的波形与第一导通时间信号D在第一个周期T1内的波形相同，导通时间信号TON在第二个周期T2内的波形与第二导通时间信号DS在第二个周期T2内的波形相同。第一导通时间加上第二导通时间等于导通时间。
例如，如图11中导通时间分离Sep中的波形所示，导通时间信号TON在第一个周期T1内的波形为Ton1，导通时间信号TON在第二个周期T2内的波形为Ton2。第一导通时间信号D在第一个周期T1内的波形为Ton1，与导通时间信号TON在第一个周期T1的波形相同，第二导通时间信号DS在第二个周期T2内的波形为Ton2，与导通时间信号TON在第二个周期T2的波形相同。
需要说明的是，导通时间信号TON、第一导通时间信号D和第二导通时间信号DS的周期的长度可以为T，作为另一种可能的实施方式，导通时间信号TON的周期、第一导通时间信号D的周期和第二导通时间信号DS的周期也可以为2T。当导通时间信号TON的周期、第一导通时间信号D的周期和第二导通时间信号DS的周期为2T时，为了避免导通时间信号TON的波形重叠，第一导通时间信号D和第二导通时间信号DS的占空比小于50％。
下面结合介绍本申请实施例中的充电电流控制电路。
参见图14，该图为本申请实施例提供的一种充电电流控制电路的原理图。
如图14所示，第一充电电流IQD和第二充电电流IQDS分别在第一电流开关QD和第二电流开关QDS的控制下合成充电电流IC，IC输出给导通时间发生器TON。第一电流开关QD由导通时间分离器Sep输出的第一开关信号QD控制，第二电流开关由导通时间分离器Sep输出的第二开关信号QDS控制。因此，充电电流IC在第一个周期T1内与第一充电电流IQD相等，在第二个周期T2内与第二充电电流IQDS相等。
第一电流开关QD和第二电流开关QDS的开关状态相反，即互补，QD导通时，QDS断开，反之QD断开时，QDS导通。
本申请实施例提供的第一充电电流IQD和第二充电电流IQDS合成充电电流IC后，输给导通时间发生器TON，导通时间发生器TON根据充电电流IC生成导通时间信号TON，导通时间分离器Sep再将导通时间信号TON分离成第一导通时间信号D和第二导通时间信号DS。
应该理解，本申请实施例提供的第一充电电流IQD和第二充电电流IQDS合成充电电流IC的过程，与导通时间信号TON分离出第一导通时间信号D和第二导通时间信号DS的过程，是相对应的两个过程。即本申请实施例中根据充电电流IC生成导通时间信号TON时，相当于在第一个周期T1根据第一充电电流IQD生成第一导通时间信号D，在第二个周期T2根据第二充电电流IQDS生成第二导通时间信号DS。即第一充电电流IQD对应第一导通时间信号D，第二充电电流IQDS对应第二导通时间信号DS。
本申请实施例提供的充电电流控制电路中的电流2*Ich为第一充电电流IQD和第二充电电流IQDS之和，2*Ich保持固定不变。充电电流控制电路的第一支路中的第一充电电流IQD为Ich+ΔI，充电电流控制电路的第二支路中的第二充电电流IQDS为Ich-ΔI。即，在本申请实施例提供的充电电流控制电路中，第一充电电流IQD的增加量ΔI等于第二充电电流IQDS的减少量ΔI，第一充电电流IQD和第二充电电流IQDS之和等于恒定的电流2*Ich，以使第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，从而使得本申请实施例调整飞跨电容上的电压VCF时对输出电压Vout的影响较小。作为一种可能的实施方式，本申请实施例中的第一导通时间和第二导通时间之和基本固定不变，具体包括：第一开关组的导通时间变化第一时间，第二开关组的导通时间向相反方向变化近似第一时间。图14中的两条电流支路是交替导通的，同一时刻，仅有一条支路的电流输出给IC。
图14仅是单导通时间发生器对应的充电电流控制电路的一种原理图，为了更好地理解本申请实施例所提供的充电电流控制电路，下面结合附图介绍本申请提供的充电电流控制电路的一种可能的实施方式，应该理解，实现图14的工作原理的电路可以包括多种具体的拓扑，下面仅介绍图15介绍其中一种具体的实现方式。
参见图15，该图为与图14的原理图对应的一种充电电流控制电路的电路图。
如图15所示，本申请实施例提供的充电电流控制电路包括：第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第一开关管N1和第二开关管N2。本实施例中以第一开关管和第二开关管以均为NMOS管为例进行介绍。另外，第一开关管和第二开关管也可以为PMOS管，当第一开关管和第二开关管均为PMOS管时，控制信号与为NMOS管时略有差异，本实施例中不再详细赘述。
第三PMOS管P3的源极和第四PMOS管P4的源极均连接第二恒流源2*Ich，第三PMOS管P3的栅极连接电源电压VIN的一半，第四PMOS管P4的栅极连接飞跨电容CF上的电压VCF。
第三PMOS管P3的漏极连接第一开关管N1的第一端，第四PMOS管P4的漏极连接第二开关管N2的第一端，第一开关管N1的第二端和第二开关管N2的第二端连接在一起输出充电电流IC。D触发器600的第一输出端连接第一开关管N1的控制端，D触发器600的第二输出端连接第二开关管的控制端。
当第一开关管和第二开关管均为NMOS管时，第三PMOS管P3的漏极连接第一开关管N1的漏极，第四PMOS管P4的漏极连接第二开关管N2的漏极，第一开关管N1的源极和第二开关管N2的源极连接在一起输出充电电流IC；D触发器600的第一输出端连接第一开关管N1的栅极，D触发器600的第二输出端连接第二开关管的栅极。
为了电路能够更加稳定地工作，如图15所示，作为一种可能的实施方式，本申请实施例所提供的充电电流控制电路还可以包括：第三开关管N3和第四开关管N4。第三开关管N3的第一端连接第一开关管N1的第一端，第四开关管N4的第一端连接第二开关管N2的第一端。第三开关管N3的控制端连接QDS。第四开关管N4的控制端连接QD。第三开关管N3的第二端接地，第四开关管N4的第二端接地。
由于QDS和QD为两个互补的控制信号，当第三开关管N3导通时，第一开关管N1断开；当第一开关管N1导通时，第三开关管N3断开。同理，当第四开关管N4导通时，第二开关管N2断开；当第二开关管N2导通时，第四开关管N4断开。为了更好地理解本申请实施例所提供的方案，下面结合本申请实施例提供的控制电路的信号波形图介绍本申请实施例的控制电路。
参见图16，该图为本申请实施例提供的一种控制电路的信号波形图。
从图16中所示的时序图也可以看出，控制图14中的两个开关QD和QDS的驱动信号互补，因此，可以使两个开关QD和QDS的开关状态互补。
在时间点t1，直流转换器的输出电压Vout从高于预设电压Vref变为低于预设电压Vref，误差放大器输出的误差信号EAO由低电平变为高电平，脉冲发生器OS输出的使能信号TON_ST产生一个脉冲，导通时间发生器TON输出的导通时间信号TON由低电平变为高电平，充电电流控制电路接收的第一开关信号QD由低电平变为高电平，导通时间分离器Sep输出的第一导通时间信号D由低电平变为高电平。
在时间点t2，导通时间发生器TON输出的导通时间信号TON由高电平变为低电平，导通时间分离器Sep输出的第一导通时间信号D由高电平变为低电平。
在时间点t3，直流转换器的输出电压再次从高于预设电压Vref变为低于预设电压Vref，误差放大器输出的误差信号EAO由低电平变为高电平，脉冲发生器OS输出的使能信号TON_ST产生一个脉冲，导通时间发生器TON输出的导通时间信号TON由低电平变为高电平，充电电流控制电路接收的第一开关信号QD由高电平变为低电平，充电电流控制电路接收的第二开关信号QDS由低电平变为高电平，通时间分离器Sep输出的第二导通时间信号DS由低电平变为高电平。
在时间点t4，导通时间发生器TON输出的导通时间信号TON由高电平变为低电平，导通时间分离器Sep输出的第一导通时间信号D由高电平变为低电平。
比较图16和图8，可以看出，图16中的D和DS的占空比小于50％，而图8中的D和DS的占空比大于50％，这也印证双导通时间发生器的方案与单导通时间发生器的方案的区别。
综上所述，本申请实施例提供的直流转换器的导通时间发生器通过脉冲发生器连接误差放大器，导通时间发生器根据脉冲发生器输出的信号直接生成一个综合的导通时间输出给导通时间分离器，导通时间分离器再根据该综合的导通时间分离出第一导通时间和第二导通时间以控制四个开关组，进而将飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。如此，本申请实施例提供的直流转换器的开关点的电压较为稳定，电感的纹波电流降低，由于纹波电流带来的额外损耗减少。
根据上述实施例提供的直流转换器，本申请实施例还提供了一种电源系统，下面将结合附图介绍本申请实施例提供的电源系统。
参见图17，该图为本申请实施例提供的一种电源系统的示意图。
如图17所示，本申请实施例提供的电源系统包括：如上述实施例介绍的直流转换器900、整流器700和降压变换器800。
其中，整流器700的输入端用于连接交流电源，例如市电交流220V；整流器700的输出端连接降压变换器800的输入端；降压变换器800的输出端连接直流转换器900的输入端；直流转换器900的输出端用于连接负载。本实施例中的降压变换器800作为第一级降压变换器，直流转换器900作为第二级降压变换器。
另外，本实施例中的降压变换器800也可以利用以上实施例介绍的直流变换器900来实现。
本申请实施例提供的电源系统包括上述实施例提供的直流转换器，由于直流转换器的飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半，直流转换器的开关点的电压较为稳定，因此电源系统中电感的纹波电流较小，从而电源系统中的额外损耗较少。
进一步地，由于直流转换器中的第一导通时间和第二导通时间的和为基本固定的值，因此本申请实施例的方案调整飞跨电容上的电压时对直流转换器的输出电压的影响较小。本申请实施例提供的电源系统的输出电压相当于直流转换器的输出电压，因此本申请实施例的方案在减小电感上的纹波电流时，对电源系统的输出电压的影响也较小。
本申请实施例提供的降压变换器800用于接收整流器700的输出电压，降压后输出给直流转换器900，可以利用开环降压转换器来实现。直流转换器900用于接收降压变换器800的输出电压，降压后输出给芯片等负载，可以利用闭环控制的降压转换器来实现。直流转换器900输出的电压用于给负载供电。由于直流转换器900可以实现闭环控制，因此直流转换器900既具有降压的功能又具有稳压的功能，其输出电压稳定可控。
作为一种可能的实施方式，本申请实施例提供的整流器700用于将220V的交流电转换为48V的直流电，降压变换器800用于将48V的直流电转换为12V的直流电，直流转换器900用于将12V的直流电继续进行降压，例如可以降压为5V、3.3V或1.2V等电压为芯片等负载供电。
应该理解，本申请实施例提供的降压变换器800仅用于将输入的48V电压降低到12V，其输出电压不会直接给芯片或其他负载进行供电，而是通过直流转换器900对电压进行进一步降压和稳压。直流转换器900输出的电压更加稳定精确，从而可以满足芯片等负载的供电要求。
本申实施例提供的降压变换器800输出的12V电压可以进行开环控制，允许输出电压在一定范围内波动，只要满足直流转换器900的输入电压范围即可。因此，对于第一级降压的降压变换器800，可以设计为开环降压转换器。
相应地，本申请实施例提供的直流转换器900的输出电压必须满足芯片或其他负载的供电需求，提供较为精准且稳定的输出电压，为了输出电压更加稳定而精确，可以在检测其输出端的电压并反馈到其输入端进行负反馈闭环控制。即本申请实施例提供的直流转换器900可以进行闭环控制，使得其输出端的电压更加稳定。因此，对于第二级降压的直流转换器900，可以设计成闭环转换器。
根据上述实施例提供的直流转换器和电源系统，本申请实施例还提供了一种驱动芯片，下面将结合附图介绍本申请实施例提供的驱动芯片。
参见图18，该图为本申请实施例提供的一种驱动芯片的示意图。
如图18所示，本申请实施例提供的驱动芯片包括：驱动电路400和控制电路500，用于对三电平直流转换器进行驱动，三电平转换器包括飞跨电容和多个开关组；控制电路500至少包括导通时间发生器501；导通时间发生器501，用于在飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，改变导通时间发生器501的电容的充电电流来调整输出的导通时间信号，导通时间信号输出给驱动电路400；驱动电路400，用于根据导通时间信号生成驱动脉冲信号驱动多个开关组的开关状态来调整飞跨电容的充放电时间，使飞跨电容上的电压与电源电压的一半相一致。
作为一种可能的实施方式，多个开关组包括：第一开关组、第二开关组、第三开关组和第四开关组；导通时间发生器用于输出第一导通时间信号给第一开关组，还用于输出第二导通时间信号给第二开关组；第四开关组的开关状态与第一开关组的开关状态互补；第三开关组的开关状态与第二开关组的开关状态互补；在四个开关组的各个开关周期第一导通时间和第二导通时间之和在预设时间范围内。
作为一种可能的实施方式，控制电路还包括：误差放大器、导通时间分离器和充电电流控制电路；导通时间发生器控制电路包括第一导通时间发生器和第二导通时间发生器；误差放大器的两个输入端分别连接直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据直流变换器的输出电压与预设电压的差值输出误差信号；导通时间分离器，用于根据误差信号输出第一导通时间发生器的第一使能信号和第二导通时间发生器的第二使能信号；充电电流控制电路，用于比较飞跨电容上的电压和电源电压的一半，根据比较结果生成第一导通时间发生器的第一充电电流和第二导通时间发生器的第二充电电流；第一充电电流和第二充电电流的和在预设电流范围内。
作为一种可能的实施方式，控制电路还包括：导通时间分离器；导通时间分离器，用于根据导通时间发生器输出的导通时间信号分离出第一导通时间信号和第二导通时间信号给驱动电路，第一导通时间信号对应第一开关组，第二导通时间信号对应第二开关组；在连续导通模式，第四开关组的开关状态与第一开关组的开关状态互补，第三开关组的开关状态与第二开关组的开关状态互补；在四个开关组的各个开关周期第一开关组的导通时间和第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。
作为一种可能的实施方式，控制电路还包括：误差放大器和充电电流控制电路；误差放大器的两个输入端分别连接直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据飞跨电容上的电压与预设电压的差值输出误差信号；充电电流控制电路，用于比较飞跨电容上的电压和电源电压的一半，根据比较结果以及导通时间分离器中D触发器输出的两个互补信号生成导通时间发生器的充电电流。
由上可知，本申请实施例提供的驱动芯片，可以根据飞跨电容上的电压和电源电压的一半调节导通时间发生器中的充电电流的大小，从而调节导通时间发生器输出的导通时间。根据导通时间发生器输出的导通时间，控制四个开关组的导通时间，即控制四个开关组的导通关断时间长短，即控制飞跨电容的充电时间和飞跨电容放电时间，从而影响飞跨电压上的电压，进而将飞跨电容上的电压维持在电源电压的一半。如此，本申请实施例提供的直流转换器的开关点的电压较为稳定，电感的纹波电流降低，由于纹波电流带来的额外损耗减少。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。

Claims (18)

1.一种三电平直流转换器，其特征在于，包括：飞跨电容、多个开关组、驱动电路和控制电路；所述控制电路至少包括导通时间发生器；
所述导通时间发生器，用于在所述飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，改变所述导通时间发生器的电容的充电电流来调整输出的导通时间信号，所述导通时间信号输出给所述驱动电路；
所述驱动电路，用于根据所述导通时间信号生成驱动脉冲信号驱动所述多个开关组的开关状态来调整所述飞跨电容的充放电时间，使所述飞跨电容上的电压与所述电源电压的一半之差的绝对值小于等于预设阈值。
2.根据权利要求1所述的直流转换器，其特征在于，所述多个开关组包括：第一开关组、第二开关组、第三开关组和第四开关组；所述导通时间发生器用于输出第一导通时间信号给所述第一开关组，还用于输出第二导通时间信号给所述第二开关组；在连续导通模式，所述第四开关组的开关状态与所述第一开关组的开关状态互补，所述第三开关组的开关状态与所述第二开关组的开关状态互补；在所述四个开关组的各个开关周期所述第一开关组的导通时间和所述第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。
3.根据权利要求2所述的直流转换器，其特征在于，所述控制电路还包括：误差放大器、导通时间分离器和充电电流控制电路；所述导通时间发生器包括第一导通时间发生器和第二导通时间发生器；
所述误差放大器的两个输入端分别连接所述直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据所述直流变换器的输出电压与所述预设电压的差值输出误差信号；
所述导通时间分离器，用于根据所述误差信号输出所述第一导通时间发生器的第一使能信号和所述第二导通时间发生器的第二使能信号；
所述充电电流控制电路，用于比较所述飞跨电容上的电压和所述电源电压的一半，根据比较结果生成所述第一导通时间发生器的第一充电电流和所述第二导通时间发生器的第二充电电流；所述第一充电电流和所述第二充电电流的和在预设电流范围内。
4.根据权利要求3所述的直流转换器，其特征在于，所述充电电流控制电路包括：第一PMOS管和第二PMOS管；
所述第一PMOS管的源极连接第一恒流源，所述第二PMOS管的源极连接所述第一恒流源；
所述第一PMOS管的栅极连接所述电源电压的一半，所述第二PMOS管的栅极连接所述飞跨电容上的电压；
所述第一PMOS管的漏极产生所述第一充电电流输出给所述第一导通时间发生器，所述第二PMOS管的漏极产生所述第二充电电流输出给所述第二导通时间发生器。
5.根据权利要求1所述的直流转换器，其特征在于，所述控制电路还包括：导通时间分离器；
所述导通时间分离器，用于根据所述导通时间发生器输出的所述导通时间信号分离出第一导通时间信号和第二导通时间信号给所述驱动电路，所述第一导通时间信号对应所述第一开关组，所述第二导通时间信号对应所述第二开关组；在连续导通模式，所述第四开关组的开关状态与所述第一开关组的开关状态互补，所述第三开关组的开关状态与所述第二开关组的开关状态互补；在所述四个开关组的各个开关周期所述第一开关组的导通时间和所述第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。
6.根据权利要求5所述的直流转换器，其特征在于，所述控制电路还包括：误差放大器和充电电流控制电路；
所述误差放大器的两个输入端分别连接所述直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据所述飞跨电容上的电压与所述预设电压的差值输出误差信号；
所述充电电流控制电路，用于比较所述飞跨电容上的电压和所述电源电压的一半，根据比较结果以及所述导通时间分离器中D触发器输出的两个互补信号生成所述导通时间发生器的充电电流。
7.根据权利要求6所述的直流转换器，其特征在于，所述充电电流控制电路包括：第三PMOS管、第四PMOS管、第一开关管和第二开关管；
所述第三PMOS管的源极和所述第四PMOS管的源极均连接第二恒流源，所述第三PMOS管的栅极连接所述电源电压的一半，所述第四PMOS管的栅极连接所述飞跨电容上的电压；
所述第三PMOS管的漏极连接所述第一开关管的第一端，所述第四PMOS管的漏极连接所述第二开关管的第一端，所述第一开关管的第二端和所述第二开关管的第二端连接在一起输出所述充电电流；
所述D触发器的第一输出端连接所述第一开关管的控制端，所述D触发器的第二输出端连接所述第二开关管的控制端。
8.根据权利要求7所述的直流转换器，其特征在于，所述第一开关管和所述第二开关管均为NMOS管。
9.根据权利要求2-8任一项所述的直流转换器，其特征在于，在所述四个开关组的各个开关周期所述第一开关组的导通时间和所述第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内，具体包括：所述第一开关组的导通时间变化第一时间，所述第二开关组的导通时间向相反方向变化所述第一时间。
10.根据权利要求1-9任一项所述的直流转换器，其特征在于，所述飞跨电容上的电压偏离所述电源电压的一半具体包括：所述飞跨电容上的电压与所述电源电压的一半之差的绝对值大于所述预设阈值。
11.一种电源系统，其特征在于，包括权利要求1-10任一项所述的直流转换器，还包括：整流器和降压变换器；
所述整流器的输入端用于连接交流电源；
所述整流器的输出端连接所述降压变换器的输入端；
所述降压变换器的输出端连接所述直流转换器的输入端。
12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述降压变换器为开环降压变换器。
13.根据权利要求11或12所述的系统，其特征在于，所述降压变换器的输入电压为48V，所述降压变换器的输出电压为12V；所述直流转换器的输出电压为芯片供电。
14.一种三电平直流转换器的驱动芯片，其特征在于，包括：驱动电路和控制电路，用于对三电平直流转换器进行驱动，三电平转换器包括飞跨电容和多个开关组；所述控制电路至少包括导通时间发生器；
所述导通时间发生器，用于在所述飞跨电容上的电压偏离电源电压的一半时，改变所述导通时间发生器的电容的充电电流来调整自身输出的导通时间，所述导通时间输出给所述驱动电路；
所述驱动电路，用于根据所述导通时间生成驱动脉冲信号驱动所述多个开关组的开关状态来调整所述飞跨电容的充放电时间，使所述飞跨电容上的电压与所述电源电压的一半之差的绝对值小于等于预设阈值。
15.根据权利要求14所述的芯片，其特征在于，所述多个开关组包括：第一开关组、第二开关组、第三开关组和第四开关组；所述导通时间发生器用于输出第一导通时间信号给所述第一开关组，还用于输出第二导通时间信号给所述第二开关组；在连续导通模式，所述第四开关组的开关状态与所述第一开关组的开关状态互补，所述第三开关组的开关状态与所述第二开关组的开关状态互补；在所述四个开关组的各个开关周期所述第一导通时间和所述第二导通时间之和在预设时间范围内。
16.根据权利要求15所述的芯片，其特征在于，所述控制电路还包括：误差放大器、导通时间分离器和充电电流控制电路；所述导通时间发生器控制电路包括第一导通时间发生器和第二导通时间发生器；
所述误差放大器的两个输入端分别连接所述直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据所述直流变换器的输出电压与所述预设电压的差值输出误差信号；
所述导通时间分离器，用于根据所述误差信号输出所述第一导通时间发生器的第一使能信号和所述第二导通时间发生器的第二使能信号；
所述充电电流控制电路，用于比较所述飞跨电容上的电压和所述电源电压的一半，根据比较结果生成所述第一导通时间发生器的第一充电电流和所述第二导通时间发生器的第二充电电流；所述第一充电电流和所述第二充电电流的和在预设电流范围内。
17.根据权利要求14所述的芯片，其特征在于，所述控制电路还包括：导通时间分离器；
所述导通时间分离器，用于根据所述导通时间发生器输出的所述导通时间信号分离出第一导通时间信号和第二导通时间信号给所述驱动电路，所述第一导通时间信号对应所述第一开关组，所述第二导通时间信号对应所述第二开关组；在连续导通模式，所述第四开关组的开关状态与所述第一开关组的开关状态互补，所述第三开关组的开关状态与所述第二开关组的开关状态互补；在所述四个开关组的各个开关周期所述第一开关组的导通时间和所述第二开关组的导通时间之和在预设时间范围内。
18.根据权利要求17所述的芯片，其特征在于，所述控制电路还包括：误差放大器和充电电流控制电路；
所述误差放大器的两个输入端分别连接所述直流变换器的输出电压与预设电压，用于根据所述飞跨电容上的电压与所述预设电压的差值输出误差信号；
所述充电电流控制电路，用于比较所述飞跨电容上的电压和所述电源电压的一半，根据比较结果以及所述导通时间分离器中D触发器输出的两个互补信号生成所述导通时间发生器的充电电流。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114744869A (zh) * 2022-04-14 2022-07-12 电子科技大学 一种三电平降压直流变换器
CN115360889A (zh) * 2022-09-06 2022-11-18 上海百功微电子有限公司 一种半导体驱动电路的电流纹波调整方法、电源管理芯片及装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3893371A4 (en) * 2019-01-04 2021-12-01 Huawei Technologies Co., Ltd. DC-DC CONVERTER
US11824463B1 (en) * 2022-04-29 2023-11-21 Novatek Microelectronics Corp. Multiple output voltage generator

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5760655A (en) * 1995-06-21 1998-06-02 Micron Quantum Devices, Inc. Stable frequency oscillator having two capacitors that are alternately charged and discharged
CN102771039A (zh) * 2010-02-01 2012-11-07 三菱电机株式会社 Dc/dc电力变换装置
US20150214938A1 (en) * 2014-01-27 2015-07-30 Fuji Electric Co., Ltd. Delay circuit
US20150222135A1 (en) * 2014-02-03 2015-08-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Charging circuit and electronic device having the same
US20160329810A1 (en) * 2015-05-06 2016-11-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Voltage converter for controlling a voltage of a flying capacitor and a voltage control method thereof
US10090763B1 (en) * 2017-06-19 2018-10-02 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level buck converter having a regulated flying capacitor voltage used for high-side drive
EP3826163A1 (en) * 2019-11-22 2021-05-26 MediaTek Inc. Bang-bang flying capacitor voltage balance for buck converter

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5760655A (en) * 1995-06-21 1998-06-02 Micron Quantum Devices, Inc. Stable frequency oscillator having two capacitors that are alternately charged and discharged
CN102771039A (zh) * 2010-02-01 2012-11-07 三菱电机株式会社 Dc/dc电力变换装置
US20150214938A1 (en) * 2014-01-27 2015-07-30 Fuji Electric Co., Ltd. Delay circuit
US20150222135A1 (en) * 2014-02-03 2015-08-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Charging circuit and electronic device having the same
US20160329810A1 (en) * 2015-05-06 2016-11-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Voltage converter for controlling a voltage of a flying capacitor and a voltage control method thereof
US10090763B1 (en) * 2017-06-19 2018-10-02 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level buck converter having a regulated flying capacitor voltage used for high-side drive
EP3826163A1 (en) * 2019-11-22 2021-05-26 MediaTek Inc. Bang-bang flying capacitor voltage balance for buck converter

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114744869A (zh) * 2022-04-14 2022-07-12 电子科技大学 一种三电平降压直流变换器
CN114744869B (zh) * 2022-04-14 2023-03-28 电子科技大学 一种三电平降压直流变换器
CN115360889A (zh) * 2022-09-06 2022-11-18 上海百功微电子有限公司 一种半导体驱动电路的电流纹波调整方法、电源管理芯片及装置
CN115360889B (zh) * 2022-09-06 2024-05-14 上海百功微电子有限公司 一种半导体驱动电路的电流纹波调整方法、电源管理芯片及装置

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