JP2019154177A - コンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数変調とデューティ変調が切替る際に、コンバータの出力電流変動値が大きくなることを避ける。【解決手段】コンバータの入力電圧を変えて、デューティが１００％に近い状態で動作することを避ける。コンバータの入力電圧は、前段のコンバータを制御して変化させる。【選択図】図１３

Description

本発明は、コンバータの制御装置に関するものである。

本願発明者は以前カスケードマルチセル型の力率改善コンバータとカスケードマルチセル型のＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせた回路について発明をし、その内容は特許出願（特願２０１６−１７７５８５（以下、「特許出願１」という。）、特願２０１６−２２０１３５（以下、「特許出願２」という。））に記載されている。図１５にこの方式の回路図を示す。１は力率改善コンバータであり、二つの回路ブロック１１の入力が直列接続され、この直列回路に交流電源２とチョーク１０の直列回路が接続されている。回路ブロック１１の中ではダイオード２１、ダイオード２２、ＭＯＳＦＥＴ３１、ＭＯＳＦＥＴ３２がブリッジ接続されており、このブリッジの直流出力にコンデンサ４１が接続されている。
回路ブロック１１はセルと呼ばれ、それら複数のセルを直列に接続、すなわちカスケード接続することからカスケードマルチセル型と呼ばれる。

図１５から力率改善コンバータ１と交流電源２、負荷３を除いた部分がマルチレベルＤＣ／ＤＣコンバータである。ＭＯＳＦＥＴ３３、ＭＯＳＦＥＴ３４、ＭＯＳＦＥＴ３５、ＭＯＳＦＥＴ３６がブリッジ接続されてトランス駆動手段１２を構成している。二つのトランス駆動手段１２の直流入力は、力率改善コンバータ１の出力にそれぞれ接続されており、交流出力には共振回路１３を介してトランス１４、トランス１５の一次巻線が接続されている。トランス１４の二次巻線とトランス１５の二次巻線は直列接続され、この直列回路がダイオード２３、ダイオード２４、ダイオード２５、ダイオード２６からなる整流回路に接続され、この整流回路の出力にコンデンサ４２と負荷３が接続されている。

力率改善コンバータ１は、チョーク１０の電流から図示しないフィルタによって高周波成分を除去した電流が入力電流となるので、チョーク１０の電流の低周波成分が交流電源２の電圧と相似の波形となる様に制御する事で力率改善機能を持つようになる。その方法については特許文献１で開示されている。

またＤＣ／ＤＣコンバータについては、その変調方法についても前述した特許出願１と特許出願２に記載されている。特許出願２の変調方法を使うとトランス駆動手段１２の各入力電流をバランスさせることができる。

特許出願１と特許出願２記載の変調方法は固定周波数で動作させるものだが、ＤＣ／ＤＣコンバータが共振型コンバータである場合は、周波数変調でも出力電力を変えられることが一般に知られている。出力電力を変えられるのは、共振回路のインピーダンスが動作周波数によって変わるためである。

周波数変調と区別するために、特許出願１と特許出願２記載の変調方法を以後マスターデューティ変調、もしくは単にデューティ変調と呼ぶ。マスターデューティ変調と周波数変調にはそれぞれメリットとデメリットがある。

マスターデューティ変調のデメリットはスイッチング素子のターンオフ損失が大きいことである。これは共振動作の途中でスイッチング素子をターンオフさせるために、ターンオフ時の電流が大きくなることが原因である。この問題は周波数変調で、スイッチング周波数を共振周波数よりも低くすることで避けられるので、これが周波数変調のメリットとなる。

周波数変調のデメリットは、周波数変動範囲が広くなるとトランスが大型化することである。トランスは最低周波数で磁気飽和しないように設計する必要があるので、最低周波数が下がるとトランスが大型化する。これを避けるために最高周波数を上げてスイッチング周波数が共振周波数より高くなると、ターンオフ損失が増えるデメリットが生じる。この問題は固定周波数で動作するマスターデューティ変調では避けられるので、これがマスターデューティ変調のメリットとなる。

以上のようにマスターデューティ変調と周波数変調にはそれぞれのデメリットがあるために、スイッチング素子のターンオフ損失を小さくすることとトランスを小型化することを両立できない問題があった。

なお、この問題は図１５のカスケードマルチセル型の力率改善コンバータとカスケードマルチセル型のＤＣ／ＤＣコンバータの組み合わせに限定されているわけではない。図１６は別の回路例であり、二つのトランス駆動手段１２の直流入力が並列接続されている点を除けばＤＣ／ＤＣコンバータとしては同じ回路になっている。したがってスイッチング素子のターンオフ損失を小さくすることと、トランスを小型化することを両立できない問題は同様に存在する。
図１５の力率改善コンバータは二出力なのでやや特殊な回路方式だが、図１６の力率改善コンバータは単出力なので、より一般的な回路方式のものを使うことができる。

国際公開第２０１６／０３１０６１号 Zhijian Fang, Tao Cai, Shanxu Duan, and Changsong Chen, "Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter in Battery Charging Applications Based on Time-Weighted Average Efficiency" IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.30, No.10, pp. 5469-5483, Oct.2015

本発明は周波数変調、もしくはデューティ変調のデメリットを緩和させるコンバータの制御方法を開示するものである。

本発明は周波数変調とデューティ変調を切替えて動作させるコンバータにおいて、切り替えの際にコンバータの出力電流変動値が大きくなることを避ける方法を開示するものである。

本発明の第一のコンバータの制御装置が解決する課題は、スイッチング素子のターンオフ損失が大きくなる、あるいはトランスが大きくなることである。

本発明の第二のコンバータの制御装置が解決する課題は、変調方法が切替る際にコンバータの出力電流変動値が大きくなることである。

本発明の第一のコンバータの制御装置は、
複数個のトランスと、
前記トランスの各々の一次巻線に正電圧、負電圧、ゼロ電圧を与えるトランス駆動手段と、
前記トランスの全ての二次巻線を直列接続した直列回路に接続された整流平滑回路と、
前記各トランス駆動手段と前記各トランスの間、もしくは前記二次巻線の直列回路と前記整流平滑回路の間、もしくはその両方に共振回路と、を有するコンバータにおいて、
周波数変調である第一の変調方法と、
全ての前記トランス駆動手段が最大正電圧デューティと最大負電圧デューティを出力し、かつ同相である状態を変調度が最も大きい状態とし、前記トランス駆動手段を二つ一組として、前記一組の前記トランス駆動手段の一方の正電圧のデューティをゼロまで減らすと同時に、前記一組の前記トランス駆動手段の他方の負電圧のデューティをゼロまで減らす、前記変調度を下げる第一の手順と、
前記一組の前記トランス駆動手段の一方の位相と前記一組の前記トランス駆動手段の他方の位相を同相から逆相までずらす、前記変調度を下げる第二の手順と、を用いて、
前記第一の手順において正電圧のデューティを減らす量と負電圧のデューティを減らす量を等しくし、前記変調度を下げるために、前記第一の手順と前記第二の手順を全ての前記トランス駆動手段に順次適用する第二の変調方法と、を有し、
予め設定した操作量を境に第一の変調方法と第二の変調方法を切替える、
制御手段を有することを特徴とする。

本発明の第二のコンバータの制御装置は、
第二の変調方法における変調度が、
第一の変調方法と第二の変調方法を切替える際の変調度になることを、トランス駆動手段の入力電圧を変化させることにより回避する
制御手段を持つことを特徴とする。

本発明の力率改善コンバータの制御装置には、次の効果がある。

本発明の第一の制御装置によって、リチウムイオン電池を充電する際に実効的な効率の低下を抑制しつつトランスを小型化することができる。

本発明の第二の制御装置によって、変調方法が切替る際にコンバータの出力電流変動値が大きくなる問題を解決することができる。

図１は本発明のコンバータの制御装置の、第一の実施例である。 図２は従来のコンバータの制御装置の実施例である。 図３は従来のコンバータの制御装置の、別の実施例である。 図４は図１の変調手段の特性図である。 図５は図２の変調手段の特性図である。 図６は図３の変調手段の特性図である。 図７は本発明のコンバータの制御装置の、第二の実施例である。 図８は本発明のコンバータの制御装置の、第一の実施例である。 図９は従来のコンバータの制御装置の、問題点を示す各部波形である。 図１０はＤＣ／ＤＣコンバータの操作量対出力電流特性の一例である。 図１１は本発明のコンバータの制御装置の、第二の実施例の特性を表す模式図の一例である。 図１２は本発明のコンバータの制御装置の、第二の実施例の特性を表す模式図の他の例である。 図１３は本発明のコンバータの制御装置の、第二の実施例の特性を表す模式図の別の例である。 図１４は本発明のコンバータの制御装置の、第一の実施例の特性を表す模式図の一例である。 図１５はカスケードマルチセル型の力率改善コンバータと、カスケードマルチセル型のＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせた回路例である。 図１６はカスケードマルチセル型のＤＣ／ＤＣコンバータの、別の回路例である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかである。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
本発明の力率改善コンバータの制御装置の第一の実施例は、図１に示す様に補償器５２の入力に目標電流生成手段５０の出力と出力電流検出手段５１の出力を接続し、補償器５２の出力に変調手段５３の入力を接続し、変調手段５３のそれぞれの出力にデューティ設定手段５４の入力と周期設定手段５５の入力を接続し、デューティ設定手段５４の出力と周期設定手段５５の出力をそれぞれのＭＯＳＦＥＴ駆動手段５６に接続し、それぞれのＭＯＳＦＥＴ駆動手段５６の出力が、それぞれトランス駆動手段１２に接続されている。
そして図１のトランス駆動手段１２を除いた全てで制御装置を構成している。

ここで補償器５２は位相補償をする手段であり、積分器やＰＩ補償器、ＰＩＤ補償器などが使われる。アナログ回路の場合はオペアンプと抵抗、コンデンサを使って構成する誤差増幅回路が使われる。

（実施例１の動作）
このように構成された実施例１のコンバータの制御装置の中で、目標電流生成手段５０、出力電流検出手段５１、補償器５２、変調手段５３、デューティ設定手段５４、周期設定手段５５、及び、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段５６の各要素はコンバータの制御装置としては一般的な構成である。
例えば図２はデューティを変調する従来の制御装置であり、図３は周波数を変調する従来の制御装置であって、目標電流生成手段５０、出力電流検出手段５１、補償器５２、変調手段５３、デューティ設定手段５４、周期設定手段５５、及び、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段５６の各要素は図１と共通である。図２の変調手段５３の特性を図５に示す。変調手段５３の入力が操作量なので、図５は変調手段５３の入出力特性を表す。操作量に応じてマスターデューティをゼロから最大値まで変化させる特性となっている。
図３は周波数を変調する従来の制御装置である。ここでは周波数を設定せず周期を設定しているが、これらは逆数の関係にあるので本質的な意味は変わらない。一般にマイコンに設定するのは周波数ではなく周期なので、このような表記とした。図３の変調手段５３の特性を図６に示す。操作量に応じて周期を最小値から最大値まで変化させる特性となっている。

これらの実施例ではバッテリーの充電器を想定しているので出力電流を制御しているが、一般的な定電圧出力のコンバータであれば５０を目標電圧生成手段、５１を出力電圧検出手段とすればよい。

また図１５と図１６の例に合わせてトランス駆動手段を二つとしているが、トランス駆動手段が増えた場合は、それに合わせてＭＯＳＦＥＴ駆動手段５６を増やせばよい。
なおトランス駆動手段がＭＯＳＦＥＴで構成されている例を挙げているので、５６をＭＯＳＦＥＴ駆動手段と命名したが、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されるわけではない。

さて、図１５や図１６のＤＣ／ＤＣコンバータをリチウムイオン電池の充電器として用いる場合、リチウムイオン電池の充電特性を考慮して設計すると、スイッチング素子のターンオフ損失を小さくすることと、トランスを小さくすることを両立できない問題を緩和することができる。
リチウムイオン電池の充電特性が、非特許文献１のＦｉｇ．１で開示されている。これによると充電初期に電圧が急激に上昇し、その後あまり電圧が変化しない時期が長く続く特性となっていることがわかる。

したがって、図１５や図１６のＤＣ／ＤＣコンバータをリチウムイオン電池の充電器として用いる場合、周波数変調とマスターデューティ変調を切替えて用いることが効果的となる。つまり充電初期の電圧が急激に上昇する領域は短時間で抜けていくので、ターンオフ損失の大きなマスターデューティ変調で動作させても、全充電期間における平均効率に与える影響が少なくなるため問題ない。一方で電圧があまり変化しない領域には長時間留まるので、ここはターンオフ損失の小さな周波数変調を用いる。
このように電池の特性に合わせて、出力電圧が予め設定した電圧以上の場合は周波数変調、予め設定した電圧未満の場合はマスターデューティ変調で動作させる。これにより図３で示す従来の制御装置と比べて、周波数変調における周波数変動範囲を狭くすることができ、周波数変調によるデメリットの影響を小さくすることができる。

これを実現するのが図１であり、図１の変調手段５３の入出力特性が図４である。図４では操作量がゼロから予め設定した値までの間はマスターデューティが変化し、スイッチング周期が最小値となる。ここがマスターデューティ変調で動作する領域である。操作量が予め設定した値から最大値までの間はスイッチング周期が変化し、マスターデューティが最大値となる。ここが周波数変調で動作する領域である。
このように変調手段５３の入出力特性を変えることで、周波数変調とマスターデューティ変調を滑らかに切替えることができる。

（実施例１の効果）
以上の作用により、本発明のコンバータの制御装置の第一の実施例は、運用上動作時間が短い領域をマスターデューティ変調で、動作時間が長い領域を周波数変調で動かすことにより、全充電期間における実効効率の低下を抑制しつつ、周波数変動範囲を狭くすることでトランスを小型化できる利点を持つ。

（実施例２の構成）
本発明の力率改善コンバータの制御装置の第二の実施例は、図７に示す様にＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置６１から力率改善コンバータ制御装置６０に対して目標電圧の指令値を送る構成となっている。

（実施例１の問題点）
実施例１の構成を図８に示す。実施例１ではＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置６１から力率改善コンバータ制御装置６０に対して目標電圧の指令値を送っていないので、力率改善コンバータの出力電圧、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧は一定である。
しかしながら動作中に変調方式がマスターデューティ変調と周波数変調の間で切替わると、出力電流が大きく変動する問題が生じる。図９はこの問題を示すものであり、コンバータの入力電圧波形、出力電流波形と操作量が載っている。ここで入力電圧と出力電流がＡＣカップリングの波形となっている点に注意が必要である。すなわち入力電圧波形と出力電流波形からは直流成分が除かれており、交流成分だけが残った波形となっている。
ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が一定と書いたが、厳密に表現すれば入力電圧の直流成分が一定となる。瞬時値は一定ではない。前段に力率改善コンバータが接続されている場合は、商用電源周波数の二倍の周波数のリップル電圧がコンバータの入力電圧に発生するからである。図９は商用電源周波数が５０Ｈｚの例なので、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に１００Ｈｚのリップル成分が重畳している。この入力電圧変動により、図９では出力電流が大きく変動している。変動が大きくなるのは操作量がデューティ変調領域にあり、しかも周波数変調領域に切替わる値に近い時である。

このようになる原因はコンバータの静特性にある。図１０は図１５の回路における静特性の一例である。横軸が操作量で縦軸が出力電流である。負荷はバッテリーとしている。複数のカーブは出力電圧すなわちバッテリー電圧の違いを表しており、入力電圧は一定の条件である。出力電圧が２６０Ｖのカーブと２７０Ｖのカーブに変曲点がみられるが、この変曲点における操作量がちょうど周波数変調とマスターデューティ変調が切替る操作量となっている。具体的な値は１０９，６０５ｄｉｇｉｔであり、それ以上で周波数変調、それ未満でマスターデューティ変調で動作する。
出力電圧が２６０Ｖのカーブによく現れているが、マスターデューティ変調領域では、操作量が周波数変調に切替わる値に近づくにつれて、出力電流の増え方が頭打ちになる。したがって、たとえフィードバック制御により操作量が同じように変化していたとしても、出力電流があまり変わらなくなる。図９の様に入力電圧の瞬時値が変化していると、入力電圧変動によって出力電流が変動するが、それを打ち消そうとして操作量を変化させても出力電流がほとんど変化しない。したがって入力電圧変動の影響が強く表れて、出力電流の変動が大きくなってしまう。

出力電圧と操作量の関係が、出力電圧によってどのように変化するのかを模式的に表したのが図１４である。これは入力電圧が一定である実施例１の場合である。矢印は無負荷から全負荷までの間で操作量が変化する範囲を示しており、複数の矢印は出力電圧による違いを表している。
この図では左から３本目から５本目の矢印が、変調１と変調２が切替る点線をよぎっており、出力電流が大きく変動する問題が発生する可能性がある。

（実施例２の動作）
実施例２ではＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置６１から力率改善コンバータ制御装置６０に対して目標電圧の指令値を送るので、出力電圧に応じて入力電圧を変更することができる。例えば図１１のように入力電圧を切替えることにより、変調１と変調２が切替る点線をよぎらないようにすることができる。ここでは入力電圧を上げると、同じ電力を出力するためにより操作量を下げてパワーを絞らなければならなくなること、逆に入力電圧を下げると、同じ電力を出力するためにより操作量を上げてパワーを出す動きにしなければならなくなることを利用している。

図１０を見ると、傾きが小さくなるのは変調方法が切替わる一点だけではない。したがって、例えば切替わり時のデューティを１００％とした場合に９０％から１００％の領域を避ける設定にする、などのように禁止領域を設けることが望ましい場合もある。これを模式的に表したのが図１２である。このように入力電圧の設定を変えることで、禁止領域で動作しないようにすることが可能である。

これまではある出力電圧を境に入力電圧指令値を切替えるとしてきたが、これでは計測値にノイズが重畳した場合に指令値が激しく切り替わり、入力電圧が発振する危険性がある。したがって図１３のようにヒステリシスを設けておくと安全である。

（実施例２の効果）
以上の様に、コンバータの入力電圧を切替えることで、操作量を変化させても出力電流があまり変化しない領域で動作させることを避けることができるため、入力電圧の瞬時値が変化することで出力電流が大きく変動してしまう問題を解決することができる。

本発明を、マルチレベル変換技術を適用した共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用すると、運用上動作時間が短い領域をマスターデューティ変調で、動作時間が長い領域を周波数変調で動かすことにより、全充電期間における実効効率の低下を抑制しつつ、周波数変動範囲を狭くすることでトランスを小型化できる効果が得られる。

また本発明を、力率改善コンバータに接続された、マルチレベル変換技術を適用した共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用すると、コンバータの入力電圧を切替えることで、操作量を変化させても出力電流があまり変化しない領域で動作させることを避けることができるため、入力電圧の瞬時値が変化することで出力電流が大きく変動してしまう問題を解決することができる。

１ 力率改善コンバータ
２ 交流電源
３ 負荷
１０ チョーク
１１ 回路ブロック
１２ トランス駆動手段
１３ 共振回路
１４，１５ トランス
２１〜２６ ダイオード
３１〜３６ ＭＯＳＦＥＴ
４１，４２ コンデンサ
５０ 目標電流生成手段
５１ 出力電流検出手段
５２ 補償器
５３ 変調手段
５４ デューティ設定手段
５５ 周期設定手段
５６ ＭＯＳＦＥＴ駆動手段
６０ 力率改善コンバータ制御装置
６１ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置

Claims (6)

1. 複数個のトランスと、
   前記トランスの各々の一次巻線に正電圧、負電圧、ゼロ電圧を与えるトランス駆動手段と、
   前記トランスの全ての二次巻線を直列接続した直列回路に接続された整流平滑回路と、
   前記各トランス駆動手段と前記各トランスの間、もしくは前記二次巻線の直列回路と前記整流平滑回路の間、もしくはその両方に共振回路と、を有するコンバータにおいて、
   周波数変調である第一の変調方法と、
   全ての前記トランス駆動手段が最大正電圧デューティと最大負電圧デューティを出力し、かつ同相である状態を変調度が最も大きい状態とし、前記トランス駆動手段を二つ一組として、前記一組の前記トランス駆動手段の一方の正電圧のデューティをゼロまで減らすと同時に、前記一組の前記トランス駆動手段の他方の負電圧のデューティをゼロまで減らす、前記変調度を下げる第一の手順と、
   前記一組の前記トランス駆動手段の一方の位相と前記一組の前記トランス駆動手段の他方の位相を同相から逆相までずらす、前記変調度を下げる第二の手順と、を用いて、
   前記第一の手順において正電圧のデューティを減らす量と負電圧のデューティを減らす量を等しくし、前記変調度を下げるために、前記第一の手順と前記第二の手順を全ての 前記トランス駆動手段に順次適用する第二の変調方法と、を有し、
   予め設定した操作量を境に前記第一の変調方法と前記第二の変調方法を切替える、
   制御手段を有するコンバータの制御装置。
2. 前記制御手段は、
   前記トランス駆動手段の入力電圧を変化させることにより、前記第二の変調方法における変調度が、前記第一の変調方法と前記第二の変調方法を切替える際の変調度になることを回避する請求項１に記載のコンバータの制御装置。
3. 前記制御手段は、
   前記トランス駆動手段の入力電圧を変化させることにより、前記第二の変調方法における変調度が、前記第一の変調方法と前記第二の変調方法を切替える際の変調度から予め設定した値までの値になることを回避する請求項１に記載のコンバータの制御装置。
4. 前記コンバータの入力に第二のコンバータが接続されており、
   前記トランス駆動手段の入力電圧を変化させる手段として、前記第二のコンバータの出力電圧を変化させる第二の制御手段を有する請求項１、請求項２、請求項３のいずれか１項に記載のコンバータの制御装置。
5. 前記複数個のトランスが偶数個である、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４のいずれか１項に記載のコンバータの制御装置。
6. 前記第一の変調方法と、前記第二の変調方法を切替える際の変調度が、前記変調度が最も大きい状態である、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５のいずれか１項に記載のコンバータの制御装置。

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