JP2009044877A - コンデンサ充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の回路方式では実現できなかった高い充電電圧安定度を可能にするコンデンサ充電装置を提供する。
【解決手段】本発明に係るコンデンサ充電装置は、主充電回路部１０２と、これに並列接続された補助充電回路部１０３からなり、これらを適宜切り換えて使用するようになっている。降圧レギュレータ１０のオン抵抗は、充電するコンデンサ８の充電電圧に応じて調整され、補助充電回路部１０３の補助側インバータ回路１１には、上記オン抵抗によって調整された直流電圧が供給される。出力電力容量が大きい主充電回路部１０２によって所定の電圧まで急速充電が行われた後、補助充電回路部１０３によって設定電圧まで充電が行われる。充電完了後の充電電圧は、スイッチング周波数が高く、かつスイッチング１周期あたりの充電能力が小さい補助充電回路部１０３によって０．０１％程度の安定度で設定電圧に保たれる。
【選択図】図１

Description

本発明は、コンデンサの充電電圧を高精度に制御できるコンデンサ充電装置に関する。

クライストロンやマグネトロン等に必要な大電力高周波は、数１０ｋＶ〜数１００ｋＶで数１０ｎｓ〜数１０μｓの幅の高電圧パルスを発生させる必要がある。このような高電圧パルスは、例えば、図３に示すようなコンデンサ充電装置によって発生される。

図３に示す従来のコンデンサ充電装置では、交流電源１０１の交流電圧が第１整流回路１および平滑コンデンサ２によって直流電圧に変換され、直流電圧入力端子から入力される。そして、この直流電圧は、インバータ回路３内においてタスキがけの位置にあるスイッチング素子２個が交互にＯＮ／ＯＦＦすることによって、インバータ出力に変換される。インバータ出力はトランス４によって昇圧された後に、第２整流回路５によって整流され、コンデンサ８に充電される。
コンデンサ８の充電電圧は、コンデンサ８に並列に接続された電圧検知部６によって検知され、インバータ制御回路７に入力される。そして、インバータ制御回路７によって、コンデンサ８の充電電圧が設定された電圧と等しくなるように、インバータ回路３が制御される。

なお、このコンデンサ充電装置は、トランス４の一次側コイルに直列接続された共振用コンデンサ９によって、高速充電や、インバータ回路３のスイッチング動作時に発生するスイッチングノイズの影響を低減するものである（例えば、特許文献１参照）。

図３に示すコンデンサ充電装置では、放電スイッチ２００をＯＮし、コンデンサ８に蓄えられた電荷を放電することによって負荷回路１００に対して高電圧パルスを発生させている。放電スイッチ２００がＯＮするとコンデンサ８に蓄えられた電荷はゼロとなるため、繰り返し高電圧パルスを発生させるためには、次に放電スイッチがＯＮされるまでの間にコンデンサ８を急速に充電する必要がある。また、高電圧パルスのエネルギーに直接関係するため、コンデンサ８の充電電圧には高い精度が要求される。
特開２００６−２３０１２４号公報

ところで、図３に示すような従来のコンデンサ充電装置のうち、出力電力容量が数１０ｋＷ程度の大きいものでは、インバータ回路３のスイッチング素子としてＩＧＢＴが使用される。一般的に、スイッチング素子のスイッチング周波数が高ければ高いほどコンデンサ８の充電電圧をきめ細かく制御できるが、ＩＧＢＴのスイッチング周波数は、その素子に付随する大きな寄生容量のため２０〜３０ｋＨｚ程度が限界であった。
したがって、一旦コンデンサ８の充電が完了した後において、電圧検知部６およびインバータ回路３によって制御される充電電圧の安定度は、０．１％程度が限界であった。ここで、安定度とは、設定電圧に対するＤＣ〜数百ｋＨｚ帯域のリプル、揺らぎ、その他の電圧変動の度合いを意味する。

そこで本発明は、従来の回路方式では実現できなかった高い充電電圧安定度を可能にするコンデンサ充電装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明に係るコンデンサ充電装置は、直流電圧入力端子と、該直流電圧入力端子に接続されたインバータ回路と、該インバータ回路の出力側に接続されたトランスと、該トランスの二次側コイルに接続され、整流された直流電圧をコンデンサに出力する整流回路と、該コンデンサに並列接続されて該コンデンサの充電電圧を検知する電圧検知部と、該電圧検知部が検知した充電電圧に応じて前記インバータ回路のスイッチングを制御するインバータ制御回路とを備えた主充電回路部と、該主充電回路部と並列に接続された補助充電回路部とからなり、該主充電回路部と該補助充電回路部が、前記コンデンサの充電電圧に応じて切り換えて使用されるコンデンサ充電回路であって、
前記補助充電回路部は、
前記直流電圧入力端子の一方側に一端が接続され、オン抵抗が調整され得る降圧レギュレータと、該降圧レギュレータの他端と、前記直流電圧入力端子の他方側とに接続される補助側インバータ回路と、該補助側インバータ回路の出力側に接続される補助側トランスと、該補助側トランスの二次側コイルに接続され、整流された直流電圧を前記コンデンサに出力する補助側整流回路と、前記コンデンサに並列接続されて、前記充電電圧を検知する補助側電圧検知部と、該補助側電圧検知部が検知した前記充電電圧に応じて、前記降圧レギュレータのオン抵抗を制御する降圧レギュレータ制御回路と、
を備え、前記オン抵抗を変化させることにより、前記補助側インバータ回路に入力される直流電圧を変化させて、前記充電電圧を一定に保つことを特徴とする。

好ましくは、本発明に係るコンデンサ充電装置は、前記トランスの一次側コイルと前記インバータ回路の間、および／または前記補助側トランスの一次側コイルと前記補助側インバータ回路の間に直列接続される共振用コンデンサと、をさらに備えたことを特徴とする。

さらに好ましくは、前記主充電回路部の出力電力容量が、前記補助充電回路部の出力電力容量よりも大きく、前記主充電回路部によって前記コンデンサが設定電圧の所定の割合まで充電された後に、前記補助充電回路部によって前記コンデンサが前記設定電圧まで充電され、その後、前記補助充電回路部によって前記充電電圧を前記設定電圧に保つことを特徴とする。

なお、主充電回路部および補助充電回路部の“出力電力容量”とは、“各回路中のインバータ部が出力する最大電圧”דインバータ部からトランスに向かって流れる最大電流”で表される。出力電力容量が大きいほど、コンデンサに対して流し得る充電電流が増加し、高速にコンデンサを充電することができる。一方、出力電力容量が小さいほど、インバータ部内のスイッチング素子の発熱量が下がるので、小形のスイッチング素子を使用することができる。

本発明に係るコンデンサ充電回路は、出力電力容量が大きく急速充電が可能な主充電回路部と、出力電力容量が小さく１００ｋＨｚ程度の高速スイッチング動作が可能な補助充電回路部とが並列接続されている。そして、まず、主充電回路部によって任意の設定電圧の直前までコンデンサが充電され、その後、補助充電回路部によって設定電圧までの充電、および充電後のコンデンサの定電圧制御が行われる。また、補助充電回路部の補助側インバータ回路には、降圧レギュレータによって充電電圧が設定電圧と等しくなるように調整された電圧が供給されるようになっている。

したがって、本発明によれば、従来と同様の急速充電が行うことができるとともに、充電電圧が設定電圧に達した後においては、補助充電回路部の補助側インバータ回路に入力される直流電圧を制御することによって、コンデンサを充電するための直流電圧が制御されるので、従来の回路方式では実現できなかった０．０１％程度の高い充電電圧安定度を可能にするコンデンサ充電装置を提供することができる。

以下、本発明の好ましい実施の形態について図面を参照しつつ説明する。図１は本発明に係るコンデンサ充電回路の回路図、図２は本発明に係るコンデンサ充電回路の動作波形の一例を示す図である。なお、図１に示す回路図の説明において、図３に示す回路図と同一の符号を付した共通する構成要素については説明を省略する。

図１に示すコンデンサ充電回路は、図３を参照して説明した従来の充電回路（＝主充電回路部１０２）と、この回路に並列に接続された補助充電回路１０３を備えている。主充電回路部１０２および補助充電回路１０３には、それぞれ、直流電圧入力端子を介して、交流電源１０１の交流電圧を変換して得られる直流電圧が供給されている。

直流電圧入力端子の一方側と補助充電回路部１０３の補助側インバータ回路１１の間には降圧レギュレータ１０が接続されている。降圧レギュレータ１０には、補助側電圧検知部１５によって検知されたコンデンサ８の充電電圧に応じて降圧レギュレータ制御回路１６で生成された制御信号が入力され、コンデンサ８の充電電圧が設定電圧と等しくなるようにオン抵抗が制御される。そして、補助側インバータ回路１１には、上記直流電圧入力端子を介して入力される直流電圧を、降圧レギュレータ１０によって適宜調整した電圧が入力される。

補助充電回路部１０３の補助側インバータ回路１１には、主充電回路部１０２のインバータ回路３で使用されるスイッチング素子よりも寄生容量が少ない、小形のスイッチング素子を使用することができる。このため、補助側インバータ回路１１は、主充電回路部１０２のインバータ回路３よりも高速なスイッチング動作が可能となっている。また、補助充電回路部１０３中の各スイッチング素子は、図示しないインバータ制御回路によって制御される。なお、インバータ回路１１において小形のスイッチング素子が使用できる理由については、後記する。

この他、補助充電回路部１０３には、主充電回路部１０２側と同様の補助側共振用コンデンサ１２、補助側トランス１３、補助側第２整流回路１４、および補助側電圧検知部１５が備えられている。

次に、図１に示す本発明に係るコンデンサ充電回路の具体的な動作の一例について、図２を参照して説明する。図２に示す具体例では、容量０．５μＦのコンデンサ８を充電時間１０ｍｓｅｃで５０ｋＶまで充電するものとする。平滑コンデンサ２から出力される直流電圧は６００Ｖ、トランス４、１３の巻数比は１：１００、インバータ回路３のスイッチング周波数は２０ｋＨｚ（５０μｓ周期）、補助側インバータ回路１１のスイッチング周波数は１００ｋＨｚ（１０μｓ周期）である。

主充電回路部１０２のスイッチング素子としては電流容量が大きいＩＧＢＴが使用され、補助充電回路部１０３のスイッチング素子としては高速スイッチングに適したＦＥＴが使用される。

なお、主充電回路部１０２の共振用コンデンサ９の容量（＝Ｃ）およびトランス４の漏れインダクタンス（＝Ｌ）は、インバータ回路３のスイッチング周波数（＝２０ｋＨｚ）と、共振用コンデンサ９および漏れインダクタンスの共振周波数ｆ_０＝１／（４π√（ＬＣ））が等しくなり、且つ、インバータ回路３からトランス４に向かって流れる電流Ｉ_０＝Ｖ_０×√（Ｃ／Ｌ）が、インバータ回路３に使用されているスイッチング素子の定格電流よりも小さくなるように設計される。ここで、Ｖ_０はインバータ回路３に入力されている直流電圧である。補助充電回路部１０３側においても、補助側共振用コンデンサ１２の容量および補助側トランス１３の漏れインダクタンスの設計が同様の手法でなされる。

図２に示すように、充電開始からコンデンサ８の充電電圧が設定電圧の９９．５％に達するまでの期間は、出力電力容量の大きな主充電回路部１０２による急速充電が行われる。このとき、インバータ回路３においてタスキがけの位置にあるスイッチング素子２個は５０μｓ周期で交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、５０μｓ周期のインバータ出力がトランス４に入力される。インバータ回路３には、整流された６００Ｖの直流電圧が入力されているので、トランス４に入力されるインバータ出力は、−６００〜＋６００Ｖに変化する（図２の“主充電回路側トランス入力”参照）。

各スイッチング素子のＯＮデューティは１０〜４０％の間で適宜設定されるが、充電電圧が設定電圧の９９．５％に近づく直前（例えば、９５〜９９．５％）の期間は、ＯＮデューティを低めに設定し、スイッチング１周期あたりの充電能力を下げるのが好ましい。

トランス４では、その巻数比に応じたインバータ出力の昇圧が行われる。そして、昇圧後の電圧が第２整流回路５によって整流され、整流後の直流電圧によってコンデンサ８が充電される。コンデンサ８の充電電圧は、電圧検知部６によって検知される。インバータ制御回路７は、検知された充電電圧を参照して、充電電圧が設定電圧の９９．５％に達するまでインバータ回路３を駆動し続ける。コンデンサ８の充電電圧が設定電圧の９９．５％に達すると、インバータ制御回路７はインバータ回路３の駆動を停止し、主充電回路部１０２による急速充電は終了する。

続いて、補助充電回路部１０３による充電が行われる。補助充電回路部１０３は、設定電圧（＝５０ｋＶ）までの充電を２ｍｓで行う。つまり、補助充電回路部１０３による充電は、主充電回路部１０２による充電に比べて非常に緩やかに行われる。このため、補助充電回路部１０３に要求される出力電力容量は主充電回路部１０２の１０％以下でよく、高速スイッチング動作が可能な小形かつ低寄生容量のスイッチング素子（ＦＥＴ）を補助側インバータ回路１１に使用することができる。

図２に示すように、充電電圧が９９．５％に達した後の補助充電回路部１０３による充電期間中、補助側電圧検知部１５を介して充電電圧が設定電圧よりも低いことを検知した降圧レギュレータ制御回路１６は、降圧レギュレータ１０をオン抵抗が最も低くなるように制御する。したがって、インバータ回路１１には、直流電圧入力端子から入力される６００Ｖがほぼそのまま入力される。

また、充電電圧が９９．５％に達するとともに、図示しないインバータ制御回路に駆動された補助側インバータ回路１１のスイッチング動作が開始され、補助側インバータ回路１１からは、−６００〜＋６００Ｖに変化するインバータ出力が出力される（図２の“補助充電回路側トランス入力”参照）。上記したように、本具体例における補助側インバータ回路１１のスイッチング周波数は１００ｋＨｚで周期は１０μｓである。また、各スイッチング素子のＯＮデューティは４０％で一定である。

トランス１３では、その巻数比に応じたインバータ出力の昇圧が行われる。そして、昇圧後の電圧が補助側第２整流回路１４によって整流され、整流後の直流電圧によってコンデンサ８が充電される。コンデンサ８の充電電圧は、補助側電圧検知部１５によって検知される。降圧レギュレータ制御回路１６は、検知された充電電圧を参照して、充電電圧が設定電圧に等しくなるように降圧レギュレータ１０のオン抵抗を制御する。

そして、コンデンサ８の充電電圧が設定電圧に達すると、“補助側インバータ回路１１に入力される直流電圧”ד補助側トランス１３の巻数比”＝“充電電圧の設定電圧”となるように降圧レギュレータ１０のオン抵抗が制御される。本具体例では、補助側トランス１３の巻数比が１：１００、設定電圧が５０ｋＶのため、５０ｋ／１００＝５００Ｖがインバータ回路１１に入力される直流電圧となる。図２に示すように、直流電圧を下げることにより、補助充電回路側トランス入力の振幅が下がり、スイッチング１周期あたりの充電能力を下げて、高精度に充電電圧を制御することができる。

コンデンサ８の充電が完了した後に、例えば電圧検知部６、１５による放電等の影響で充電電圧が変動（＝ΔＶ）した場合、この変動を検知した補助側電圧検知部１５および降圧レギュレータ制御回路１６によって降圧レギュレータ１０のオン抵抗が制御され、充電電圧が一定に保たれる。例えば、充電電圧が下がった場合には、オン抵抗を下げることによってインバータ回路１１に入力される直流電圧が上げられる。反対に、充電電圧が上がった場合には、オン抵抗を上げることによってインバータ回路１１に入力される直流電圧が下げられる。

上記したように、補助側インバータ回路１１の各スイッチング素子のスイッチング周波数は１００ｋＨｚで周期は１０μｓで、ＯＮデューティは４０％で一定である。つまり、本発明では、コンデンサ８の充電電圧が一旦設定電圧に到達した後は、降圧レギュレータ１０のオン抵抗のみによって充電電圧が一定に保たれる。

図２に示すように、コンデンサ充電電圧には繰り返しΔＶの変動が生じる。これは、上記したフィードバックの僅かな遅延時間によるものである。遅延時間は、例えば、充電電圧が下がったために直流電圧を上げ、充電電圧が設定電圧に戻った際に、そのことを検知して直流電圧を下げるまでの間に、充電電圧の上がり過ぎを招く。一般に、フィードバック回路において、遅延時間は必ず発生してしまうものであるが、本発明に係るコンデンサ充電回路は、補助側インバータ回路１１のスイッチング動作が高速であり、しかも、スイッチング１周期あたりの充電能力が小さいので、遅延時間が発生することによる充電電圧の変動を極力抑えることができる。

以上をまとめると、本発明に係るコンデンサ充電回路では、出力電力容量が大きい主充電回路部１０２によって任意の設定電圧の直前までコンデンサ８が充電され、その後、高速スイッチング動作が可能な補助充電回路部１０３によって設定電圧までの残りの充電、および充電後のコンデンサ８の定電圧制御が行われる。また、補助充電回路部１０３には、降圧レギュレータ１０によって調整された電圧が供給される。

したがって、本発明によれば、従来と同様の急速充電を行うことができる。そして、充電電圧が設定電圧に達した後においては、スイッチング周波数が高く、かつスイッチング１周期あたりの充電能力が小さい補助側インバータ回路１１に入力される直流電圧を制御することによって、コンデンサ８を充電するための直流電圧が制御される。これにより、従来の回路方式では実現できなかった０．０１％程度の高い充電電圧安定度を可能にするコンデンサ充電装置を提供することができる。

なお、上記したように、本発明に係る補助充電回路部１０３には小形のスイッチング素子を使用することができるので、主充電回路部１０２と補助充電回路部１０３を併用しても、コンデンサ充電装置全体の設置スペースにはあまり影響がない。また、そもそもコンデンサ充電装置全体の消費電力のうち、補助充電回路部１０３の消費電力はごく僅かなので、降圧レギュレータ１０による電力損失は無視できる程度である。

変形例としては、補助充電回路部１０３の制御を降圧レギュレータ１０による制御でなく、補助側インバータ回路１１のゲート幅を制御して補助側インバータ回路１１の出力電圧を制御するＰＷＭ制御へ置き換えることでも、降圧レギュレータ１０による制御と同程度の充電電圧安定度を実現可能である。

本発明に係るコンデンサ充電装置を示す回路図である。 本発明に係るコンデンサ充電装置の動作波形の一例を示す図である。 従来のコンデンサ充放電装置を示す回路図である。

符号の説明

１ 第１整流回路
２ 平滑コンデンサ
３ インバータ回路
４ トランス
５ 第２整流回路
６ 電圧検知部
７ インバータ制御回路
８ コンデンサ
９ 共振用コンデンサ
１０ 降圧レギュレータ
１１ 補助側インバータ回路
１２ 補助側共振用コンデンサ
１３ 補助側トランス
１４ 補助側第２整流回路
１５ 補助側電圧検知部
１６ 降圧レギュレータ制御回路
１００ 負荷回路
１０１ 交流電源
１０２ 主充電回路部
１０３ 補助充電回路部
２００ 放電スイッチ

Claims (3)

1. 直流電圧入力端子と、該直流電圧入力端子に接続されたインバータ回路と、該インバータ回路の出力側に接続されたトランスと、該トランスの二次側コイルに接続され、整流された直流電圧をコンデンサに出力する整流回路と、該コンデンサに並列接続されて該コンデンサの充電電圧を検知する電圧検知部と、該電圧検知部が検知した充電電圧に応じて前記インバータ回路のスイッチングを制御するインバータ制御回路とを備えた主充電回路部と、該主充電回路部と並列に接続された補助充電回路部とからなり、該主充電回路部と該補助充電回路部が、前記コンデンサの充電電圧に応じて切り換えて使用されるコンデンサ充電回路であって、
   前記補助充電回路部は、
   前記直流電圧入力端子の一方側に一端が接続され、オン抵抗が調整され得る降圧レギュレータと、
   該降圧レギュレータの他端と、前記直流電圧入力端子の他方側とに接続される補助側インバータ回路と、
   該補助側インバータ回路の出力側に接続される補助側トランスと、
   該補助側トランスの二次側コイルに接続され、整流された直流電圧を前記コンデンサに出力する補助側整流回路と、
   前記コンデンサに並列接続されて、前記充電電圧を検知する補助側電圧検知部と、
   該補助側電圧検知部が検知した前記充電電圧に応じて、前記降圧レギュレータのオン抵抗を制御する降圧レギュレータ制御回路と、
   を備え、
   前記オン抵抗を変化させることにより、前記補助側インバータ回路に入力される直流電圧を変化させて、前記充電電圧を一定に保つことを特徴とするコンデンサ充電装置。
2. 前記トランスの一次側コイルと前記インバータ回路の間、および／または前記補助側トランスの一次側コイルと前記補助側インバータ回路の間に直列接続される共振用コンデンサと、
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサ充電装置。
3. 前記主充電回路部の出力電力容量が、前記補助充電回路部の出力電力容量よりも大きく、前記主充電回路部によって前記コンデンサが設定電圧の所定の割合まで充電された後に、前記補助充電回路部によって前記コンデンサが前記設定電圧まで充電され、その後、前記補助充電回路部によって前記充電電圧を前記設定電圧に保つことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のコンデンサ充電装置。

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