CN101689807B - 多输出开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种多输出开关电源装置，其具有：电压产生电路(Q1，Q2，T1a，10a)，其通过使直流电源(1)间断来产生脉冲电压；串联共振电路，其具有电流共振电容器(Cri2)、变压器(T2)的一次绕组(P2)和开关元件(Q3)，通过电压产生电路产生的脉冲电压被施加到该串联共振电路；整流平滑电路(D2，C2)，其对变压器的二次绕组(S2)中产生的电压进行整流平滑，从而取出直流输出电压；以及控制电路(11)，其根据所述直流输出电压使开关元件接通和断开。

Description

多输出开关电源装置
技术领域
本发明涉及具有多个输出的多输出开关电源装置。
背景技术
图1是表示现有的共振型多输出开关电源装置的构成的电路图。在该多输出开关电源装置的变压器T1的一次侧，全波整流电路2对来自工业电源1的交流电源进行整流。平滑电容器C3连接于全波整流电路2的输出端子之间，并且使全波整流电路2的输出平滑。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2串联连接在平滑电容器C3的两端之间，而且施加平滑电容器C3的两端电压作为直流输入电压Vin。控制电路10控制第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的接通和断开。电压共振电容器Crv与第二开关元件Q2并联连接。
串联共振电路与电压共振电容器Crv的两端连接，该串联共振电路由变压器T1的一次绕组P1(匝数N1)、电抗器(reactor)Lr1和电流共振传感器Cri串联连接而构成。另外，电抗器Lr1例如由变压器T1构成，在变压器T1的一次和二次之间产生漏电感(leakage inductance)。
另外，在变压器T1的二次侧，设置有：第一整流平滑电路，其与第一二次绕组S1(匝数N2)连接，该第一二次绕组S1卷绕成相对于变压器T1的一次绕组P1的电压产生反相的电压；以及第二整流平滑电路，其与第二二次绕组S2(匝数N3)连接，该第二二次绕组S2卷绕成相对于变压器T1的一次绕组P1的电压产生反相的电压。
第一整流平滑电路由二极管D1和平滑电容器C1构成，并对在变压器T1的第一二次绕组S1中感应出的电压进行整流平滑，然后从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。第二整流平滑电路由二极管D2和平滑电容器C2构成，并对在变压器T1的第二二次绕组S2中感应出的电压进行整流平滑，然后从第二输出端子作为第二输出电压Vo2输出。
另外，该多输出开关电源装置具有用于将与第一输出电压Vo1对应的信号反馈到一次侧的反馈电路5。反馈电路5的输入侧与第一输出端子连接。该反馈电路5对平滑电容器C1的两端电压与预定的基准电压进行比较，将误差电压作为电压误差信号反馈到一次侧的控制电路10。
控制电路10根据从反馈电路5反馈的电压误差信号使第一开关元件Q1和第二开关元件Q2交替地接通/断开以进行PWM控制，并控制成第一输出电压Vo1恒定。在该情况下，在第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的各栅极，施加具有数百纳秒(nS)程度的死时间(dead time)的电压来作为控制信号。由此，第一开关元件Q1和第二开关元件Q2在各接通期间不重复的情况下交替地接通/断开。
接下来，参照图2所示的波形图对这样构成的现有的多输出开关电源装置的动作进行说明。
在图2中，Vds(Q2)表示第二开关元件Q2的漏极-源极间的电压，Id(Q1)表示流过第一开关元件Q1的漏极的电流，Id(Q2)表示流过第二开关元件Q2的漏极的电流，I(Cri)表示流过电流共振电容器Cri的电流，V(Cri)表示电流共振电容器Cri的两端电压，If(D1)表示流过二极管D1的电流，If(D2)表示流过二极管D2的电流。
收到了从第一整流平滑电路经反馈电路5反馈到一次侧的电压误差信号的控制电路10对第一开关元件Q1进行PWM控制，由此来进行第一输出电压Vo1的控制。在该情况下，第一开关元件Q1和第二开关元件Q2如上所述根据来自控制电路10的控制信号以数百纳秒程度的死时间交替地接通和断开。
首先，在第一开关元件Q1的接通期间(例如，时刻t11～t12)内，能量经变压器T1的一次绕组P1的励磁电感(inductance)和电抗器Lr1(变压器T1的一次-二次之间的漏电感)蓄积在电流共振电容器Cri中。
接着，在第二开关元件Q2的接通期间内(例如，时刻t12～t14)内，依靠蓄积在电流共振电容器Cri中的能量，流过基于电抗器Lr1和电流共振电容器Cri的共振电流，能量被输送到二次侧。另外，一次绕组P1的励磁电感的励磁能量被复位(reset)。
更详细来说，在第二开关元件Q2的接通期间内，在一次绕组P1上，施加了将电流共振电容器Cri的两端电压V(Cri)通过一次绕组P1的励磁电感和电抗器Lr1分压后的电压。然后，施加在一次绕组P1上的电压在成为(Vo1+Vf)×N1/N2的时候被钳位，流过基于电流共振电容器Cri和电抗器Lr1的共振电流，能量被输送到二次侧。由此，在二极管D1中流过电流If(D1)。在一次绕组P1的电压不到(Vo1+Vf)×N1/N2时，能量不会传递到变压器T1的二次侧，仅进行基于变压器T1的一次绕组P1的励磁电感、电抗器Lr1和电流共振电容器Cri的一次侧的共振动作。
第二开关元件Q2的接通期间一般设定成频率固定的通过第一开关元件Q1的接通期间确定的时间或者是设定成任意的一定时间。当因为第一开关元件Q1的接通期间变化而使得第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的占空比变化时，电流共振电容器Cri的电压发生变化，因此，能够控制输送到二次侧的能量的量。
另外，第一二次绕组S1和第二二次绕组S2彼此同极结合。因此，在第二开关元件Q2的接通期间内，在从第一二次绕组S1获得的能量作为第一输出电压Vo1输出的期间，从第二二次绕组S2获得的能量也作为第二输出电压Vo2输出，该第二输出电压Vo2大致为Vo1×N3/N2。
但是，实际上，在第一二次绕组S1和第二二次绕组S2中产生的电压比第一输出电压Vo1和第二输出电压Vo2高出二极管D1和二极管D2的顺方向的下降电压Vf，因此，由于基于各输出的负载变动的Vf的变化，交叉调节(crossregulation)变差。另外，具有能够使输出电压可变的规格的电源装置中，当一个输出电压变化时，其它的输出也与其成比例地变化，因此，不能从绕组直接取出多个输出。
图3是表示现有的其它多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输出开关电源装置中，设置有称为降压器(dropper)或降压斩波器(step-downchopper)的调整器(regulator)12来代替图1所示的第二整流平滑电路。通过使用该调整器12从第一输出电压Vo1生成第二输出电压Vo2，实现了输出的稳定化。根据该多输出开关电源装置，能够解决两个输出的交叉调节的问题。
当第二输出电压Vo2的输出电流很小时，能够通过减压器来低价构成电路。但是，当第二输出电压Vo2的输出电流根大时，需要通过降压斩波器等来构成电路。因此，由于开关元件、扼流线圈(choke coil)、控制器IC这样的部件的增加，会导致成本和安装面积的增大。另外，开关元件使流过大电流的路径接通、断开，因此，除了会产生过大的开关损耗之外，噪声的产生也不可避免。
另外，在专利文献1所述的开关电源装置中，电流共振型DC-DC变换器(convertor)的变压器的第二二次绕组上串联连接有整流二极管、开关元件、平滑电容器，根据平滑电容器的电压，开关元件接通/断开，取出直流输出。并且，变压器的漏电感和整流二极管、开关元件以及平滑电容器作为斩波电路工作，能够使直流输出稳定。
专利文献1：特开2006-197755号公报
发明内容
如上所述，在现有的多输出开关电源装置，存在由于各输出的负载变动交叉调节变差的问题，以及在具有输出电压可变的规格的电源中无法直接取出多个输出的问题。另外，为了消除交叉调节的问题，在将调整器设置在二次侧的结构中，存在以下问题：调整器带来的损耗增大，由于部件的追加导致成本升高和安装面积增大，并且，会因调整器而产生噪声。
另外，专利文献1中公开的开关电源装置作为降压斩波器进行工作，因此，仅是取出比输入电压低的电压，不能取出比输入电压高的电压。
本发明的课题在于提供一种即使有负载变动也能够实现多个输出的稳定化的多输出开关电源装置。
第一发明具备：电压产生电路，其通过使直流电源间断来产生脉冲电压；串联共振电路，其具有电流共振电容器、变压器的一次绕组和开关元件，通过上述电压产生电路而产生的脉冲电压被施加到该串联共振电路；整流平滑电路，其对上述变压器的二次绕组中产生的电压进行整流平滑，从而取出直流输出电压；以及控制电路，其根据上述直流输出电压来使上述开关元件接通和断开。
关于第二发明，在第一发明的多输出开关电源装置中，上述控制电路在施加上述脉冲电压的期间使上述开关元件接通，上述控制电路与上述脉冲电压的上升同步地使上述开关元件断开，并根据上述直流输出电压来调整上述开关元件断开的期间。
关于第三发明，在第一发明的多输出开关电源装置中，上述控制电路在施加上述脉冲电压的期间使上述开关元件接通，在没有施加上述脉冲电压的期间在经过预定时间后使上述开关元件断开，并根据上述直流输出电压来调整上述开关元件断开的期间。
关于第四发明，在第一发明的多输出开关电源装置中，在上述串联共振电路的上述电流共振电容器和上述变压器的一次绕组之间的串联电路上，并联连接有再生用的二极管。
关于第五发明，在第四发明的多输出开关电源装置中，上述控制电路与上述脉冲电压的下降同步地使上述开关元件接通，并根据上述直流输出电压来调整上述开关元件接通的期间。
关于第六发明，在第四发明的多输出开关电源装置中，上述控制电路与上述脉冲电压的上升同步地使上述开关元件接通，并根据上述直流输出电压来调整上述开关元件接通的期间。
关于第七发明，在第一发明的多输出开关电源装置中，上述电压产生电路具有：串联连接在上述直流电源的两极之间、通过接通和断开来产生脉冲电压的第一开关元件和第二开关元件；以及第一串联共振电路，其由与上述第一开关元件或上述第二开关元件并联连接的第一变压器的一次绕组和第一电流共振电容器构成，将通过上述第一开关元件和上述第二开关元件的接通和断开而产生的脉冲电压、或者在上述第一变压器中产生的脉冲电压施加到上述串联共振电路上，上述多输出开关电源装置还具有：第一整流平滑电路，其对上述第一变压器的二次绕组中产生的脉冲电压进行整流平滑，从而取出第一输出电压；以及第一控制电路，其根据上述第一输出电压来使上述第一开关元件和上述第二开关元件交替地接通和断开。
根据第一发明，仅通过在现有的变换器中追加电流共振电容器、变压器和开关元件，就实现了第二输出的稳定化，能够以低廉的价格构成效率高噪声低的多输出开关电源装置。另外，使直流电压间断而生成的脉冲电压被施加到串联共振电路上，控制电路根据第二输出电压使开关元件接通和断开，因此，当根据控制信号控制接通断开的占空比时，能够通过控制信号调整从串联共振电路的变压器输出的电压。控制电路根据第二输出电压来使开关元件接通和断开，因此，能够构成具有简单的控制电路的共振型的开关电源装置。
根据第二发明，控制电路与输入的脉冲电压的上升同步地使开关元件断开，在施加脉冲电压的期间在经过预定的时间后使开关元件接通，因此，当控制开关元件的断开期间时，能够控制变压器的励磁电流、即电流共振电容器的充电电流。由此，能够调整对变压器的二次绕组的脉冲电压进行整流平滑而得到的输出电压。另外，在不施加脉冲电压的期间，变压器的励磁能量被复位，然后，变压器通过基于电流共振电容器的放电的共振电流而被向反方向励磁，而由于该期间也使开关元件接通，因此损耗很少。控制电路根据直流输出电压来调整开关元件断开的期间，因此即使负载变动也能够使输出稳定化。
根据第三发明，控制电路在不施加输入的脉冲电压的期间在经过预定的时间后使开关元件断开，在施加脉冲电压的期间在经过预定的时间后使开关元件接通，因此，当在施加脉冲电压后开始控制开关元件的断开期间时，能够控制变压器的励磁电流、即电流共振电容器的充电电流。由此，能够调整对变压器的二次绕组的脉冲电压进行整流平滑而得到的输出电压。另外，在不施加脉冲电压的期间，变压器的励磁能量被复位，然后，变压器通过基于电流共振电容器的放电的共振电流而被向反方向励磁，而由于该共振电流流过开关元件的体二极管，因此该期间使开关元件断开。由于在开关元件上没有施加电压，因此没有开关损耗。控制电路根据直流输出电压来调整开关元件断开的期间，因此即使负载变动也能够使输出稳定化。
根据第四发明，在串联共振电路的电流共振电容器和变压器的一次绕组之间的串联电路上，并联连接有再生用的二极管，因此，在开关元件断开的时候，通过变压器的励磁能量而施加在开关元件上的电压被钳位成不会达到脉冲电压以上。由此，能够使用低耐压的开关元件。
根据第五发明，控制电路与脉冲电压的下降同步地使开关元件接通，根据直流输出电压来调整开关元件接通的期间，因此，能够控制电流共振电容器的充电电流。由此，来调整对变压器的二次绕组的脉冲电压进行整流平滑而得到的输出电压。
根据第六发明，控制电路与脉冲电压的上升同步地使开关元件接通，根据直流输出电压来调整开关元件接通的期间，因此，能够控制电流共振电容器的充电电流。由此，来调整对变压器的二次绕组的脉冲电压进行整流平滑而得到的输出电压。
根据第七发明，当DC-DC变换器使用共振型时，能够将所有的变换器设定成共振型，能够构成噪声低、效率高的多输出开关电源装置。
附图说明
图1是表示现有的多输出开关电源装置的构成的电路图。
图2是表示现有的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图3是表示现有的其它多输出开关电源装置的构成的电路图。
图4是表示本发明的实施例1涉及的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图5是表示本发明的实施例1涉及的的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图6是表示本发明的实施例1涉及的多输出开关电源装置的第二控制电路的例子的电路图。
图7是本发明的实施例1涉及的多输出开关电源装置的输出Vo2在重负载时和轻负载时的波形图。
图8是表示本发明的实施例2涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。
图9是表示本发明的实施例2涉及的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图10是表示本发明的实施例3涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。
图11是表示本发明的实施例3涉及的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图12是表示本发明的实施例4涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。
图13是表示本发明的实施例4涉及的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图14是表示本发明的实施例5涉及的多输出开关电源装置的构成的多输出开关电源装置电路图。
图15是表示本发明的实施例5涉及的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图16是表示本发明的实施例6涉及的多输出开关电源装置的动作的波形图。
标号说明
1：工业电源；2：全波整流电路；5：反馈电路；10：控制电路；11：第二控制电路；12：调整器；110：RSF/F；Q1：第一开关元件；Q2：第二开关元件；Q3：第三开关元件；C1、C2、C3、C11：平滑电容器；Cr1、Cr2：电流共振电容器；Crv：电压共振电容器；D1、D2、D3、D4，D11：二极管；Lr1：第一共振电抗器；Lr2：第二共振电抗器；T1、T2、T1a、T1b：变压器；R11、R12、R13：电阻；P1、P2：一次绕组；S1、S2：二次绕组；CMP：比较器；EAMP：误差放大器。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的多输出开关电源装置的实施例进行详细说明。
(实施例1)
图4是表示本发明的实施例1涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。在该多输出开关电源装置中，设置有变压器T1a(第一变压器)和变压器T2(第二变压器)。
在变压器T1a的一次侧，全波整流电路2对来自工业电源1的交流电压进行整流。平滑电容器C3连接在全波整流电路2的输出端子之间，用于使全波整流电路2的输出平滑。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2串联连接在平滑电容器C3的两端之间，而且平滑电容器C3的两端电压被作为直流输入电压Vin施加在第一开关元件Q1和第二开关元件Q2上，第一开关元件Q1和第二开关元件Q2例如由MOSFET构成。控制电路10a控制第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的接通和断开。电压共振电容器Crv与第二开关元件Q2并联连接。
第一串联共振电路连接在电压共振电容器Crv的两端，该第一串联共振电路由变压器T1a的一次绕组P1(匝数N1)、第一共振电抗器Lr1和第一电流共振电容器Cri串联连接而构成。另外，第一共振电抗器Lr1例如由变压器T1a的一次-二次之间的漏电感构成。
第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、控制电路10和变压器T1a构成通过使平滑电容器C3的两端电压间断来产生脉冲电压的电压产生电路。
在变压器T1a的二次侧，设置有与二次绕组S1(匝数N2)连接的第一整流平滑电路，该二次绕组S1卷绕成相对于变压器T1a的一次绕组P1的电压产生反相的电压。
第一整流平滑电路由二极管D1和平滑电容器C1构成。二极管D1的阳极与二次绕组S1的一端连接，阴极与第一输出端子连接。平滑电容器C 1连接在二极管D1的阴极(第一输出端子)和二次绕组S1的另一端(GND端子)之间。第一整流平滑电路对变压器T1a的二次绕组S1中感应出的电压进行整流平滑，并从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。
另外，在变压器T1a的二次绕组S1的两端，设置有第二串联共振电路。第二串联共振电路由以下元件构成：第二电流共振电容器Cri2，其一端连接在变压器T1a的二次绕组S1的一端；变压器T2的一次绕组P2，其一端连接在第二电流共振电容器Cri2的另一端，其另一端连接在例如由MOSFET构成的第三开关元件Q3的漏极端子；以及第三开关元件Q3。另外，第二共振电抗器Lr2例如由变压器T2的一次-二次之间的漏电感构成。开关元件Q3的源极端子连接在变压器T1a的二次绕组T2的另一端，开关元件Q3的栅极端子与第二控制电路11连接。在变压器T2的二次侧，设置有与二次绕组S2(匝数N4)连接的第二整流平滑电路，该二次绕组S2卷绕成相对于变压器T2的一次绕组P2(匝数N3)的电压产生反相的电压。
第二整流平滑电路由二极管D2和平滑电容器C2构成。二极管D2的阳极与变压器T2二次绕组S2连接，阴极与第二输出端子连接。平滑电容器C2连接在二极管D2的阴极(第二输出端子)和二次绕组S2的另一端(GND端子)之间，将平滑电容器C2的两端电压作为输出电压Vo2取出。第二输出电压Vo2被反馈回第二控制电路11。
另外，该多输出开关电源装置具有用于将第一输出电压Vo1反馈到一次侧的反馈电路5。反馈电路5对输出到第一输出端子的第一输出电压Vo1与预定的基准电压进行比较，并将该误差电压作为第一电压误差信号反馈到一次侧的控制电路10。
控制电路10根据来自反馈电路5的第一电压误差信号使第一开关元件Q1和第二开关元件Q2交替地接通/断开来进行PWM控制，并控制成使第一输出电压Vo1恒定。在该情况下，在第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的各栅极，施加具有数百纳秒程度的死时间(dead time)的电压来作为控制信号。由此，第一开关元件Q1和第二开关元件Q2在各接通期间不重复的情况下交替地接通/断开。
接下来，参照图6所示的电路图和图7所示的动作波形图对本发明的实施例1的第二控制电路11的一例进行说明。
在图6所示的第二控制电路11中，电阻R11和电阻R12之间的连接点上连接有误差放大器EAMP的+输入端子，误差放大器EAMP的-输入端子与基准电压Vref连接。误差放大器EAMP将基准电压Vref、与通过电阻R11和电阻R12对第二输出电压Vo2的两端电压进行分压后得到的电压进行比较，并将其误差电压信号输出到比较器CMP的-输入端子。
比较器CMP的+输入端子连接在电容器C11、电阻R13的一端与二极管D11的阳极三者之间的连接点上。电阻R13的另一端和二极管D11的阴极与触发器(flip-flop)110(下文中称为RSF/F110)的反相输出端子相连接。RSF/F110的S(set)输入端子上连接有比较器CMP的输出，R(reset)输入端子与变压器T1a的二次绕组S1的一端连接。RSF/F110的同相输出端子Q与第三开关元件Q3的栅极端子连接。
接下来，参照图7所示的重负载时和轻负载时的各部的动作波形图来对图6所示的第二控制电路11的动作进行说明。首先，第二开关元件Q2接通的时候，当变压器T1a的二次绕组S2中感应的电压输入到RSF/F110的R输入端子中时，通过该电压的上升沿，RSF/F110的同相输出Q成为L电平(低电平)，反相输出Q成为H电平(高电平)。
这样，电容器C11经电阻R13被充电。该电容器C11的电压达到误差放大器EAMP的输出电压时，比较器CMP的输出成为H电平，在该上升沿，RSF/F110的同相输出Q RSF/F110成为H电平，栅极信号被输出到开关元件Q3的栅极。
此时，RSF/F110的反相输出Q成为L电平，因此，电容器C11的电压经二极管D11放电。施加在开关元件Q3上的栅极信号被保持到下一次开关元件Q2接通为止，该期间成为开关元件Q3的接通期间。
当第二输出电压Vo2从重负载变化到轻负载时，第二输出电压Vo2的输出电压有上升的趋势。于是，从误差放大器EAMP输出的误差电压信号增加，输入到比较器CMP的-输入端子的电压变大。因此，电容器C11的电压达到比较器CMP的-输入端子的电压为止所需的时间变长，将栅极信号施加到开关元件Q3的栅极的时间变短。这样，根据第二输出电压Vo2的电压来控制开关元件Q3为断开的期间。
接下来，参照图5所示的波形图对这样构成的本发明的实施例1涉及的多输出开关电源装置的动作进行说明。在图5中，Vds(Q2)表示第二开关元件Q2的漏极-源极间的电压，I(Cri)表示流过第一电流共振电容器Cri的电流，If(D1)表示流过二极管D1的电流，Vgs(Q3)表示第三开关元件Q3的栅极-源极间的电压，I(Cri2)表示流过第二电流共振电容器Cri2的电流，Vds(Q3)表示第三开关元件Q3的漏极-源极间的电压，If(D2)表示流过二极管D2的电流。
与现有的多输出开关电源装置一样，通过控制第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的占空比来进行第一输出电压Vo1的控制。即，通过改变第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的占空比，在第一开关元件Q1的接通期间，蓄积在第一电流共振电容器Cri中的电压被调整。在第二开关元件Q2的接通期间，由于蓄积在第一电流电容器Cri的能量，通过基于第一共振电抗器Lr1和第一电流共振电容器Cri的共振电流，被输送到二次侧，因此，能够控制输送到二次侧的能量。并且，二次绕组S1中产生的电压通过由二极管D1和平滑电容器C1构成的第一整流平滑电路被整流平滑，并从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。
第二输出电压Vo2的控制如下进行。首先，开关元件Q2接通时(时刻t21)，变压器T1a的二次绕组S1中产生使二极管D1导通的方向的电压。此时，开关元件Q3为断开状态，因此，电流不会流过第二串联共振电路。然后，在经过了某期间之后，向开关元件Q3的栅极施加栅极信号，开关元件Q3成为接通状态(时刻t22)。于是，通过在变压器T1a的二次绕组S1中感应出的电压，在第二串联共振电路中流过励磁电流，第二电流共振电容器Cri2被充电。
接下来，当第二开关元件Q2断开、第一开关元件Q1接通时(时刻t23)，在变压器T1a的二次绕组S1中产生反方向的电压。于是，施加到第二串联共振电路的电压反相，在变压器T2的二次绕组S2中产生使二极管D2导通的方向的电压，能量被输送到第二输出电压Vo2，并且变压器T2的励磁电流也通过共振动作而被慢慢复位，进而流过向反方向的励磁电流。
接下来，第一开关元件Q1断开，第三开关元件Q3与第二开关元件Q2的接通同步地断开(时刻t24)。此时，在变压器T2的一次绕组P2中，流过从开关元件Q3的源极朝向漏极的励磁电流，因此，不会发生开关损耗。另外，开关元件Q3断开后，励磁电流也通过寄生的体二极管(body diode)被复位。
如上所述在开关元件Q3接通时从0A起流过电流，在开关元件Q3断开时流过负方向的电流，因此，闭合(turn on)、切断(turn off)时的开关损耗极小，能够使用便宜的开关元件Q3。
另外，在负载变动或者使输出电压可变时，开关元件Q3断开的期间(时刻t21～t22)被控制。例如，在负载从重负载变成轻负载时，开关元件Q3断开的期间(时刻t21～t22)变长，第二串联共振电路励磁的期间变短，蓄积在第二电流共振电容器Cri2中的能量的量减少，能够减少在第一开关元件Q1接通期间输送到第二输出电压Vo2的能量。
(实施例2)
图8是表示本发明的实施例2涉及的输出开关电源装置的构成的电路图。图8所示的多输出开关电源装置相对于图4所示的实施例1的多输出开关电源装置的不同点在于，连接在变压器T1a的二次绕组S1的两端的第二串联共振电路连接在第二开关元件Q2的漏极-源极之间。另外，第二控制电路11a连接在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2之间的连接点上，用于检测第二开关元件Q2的漏极-源极间电压的上升沿。另外，虽然未图示，第二控制电路11a经光电耦合器(photo coupler)等绝缘单元来检测第二输出电压Vo2的误差信号。
接下来，参照图9所示的波形图对如上构成的本发明的实施例2涉及的多输出开关电源装置的动作进行说明。
第一输出电压Vo1的控制由于与实施例1的第一输出电压Vo1的控制一样，因此，省略说明。
第二输出电压Vo2的控制如下进行。首先，开关元件Q1接通时(时刻t31)，开关元件Q1与开关元件Q2之间的连接点的电压为输入电压。此时，第三开关元件Q3为断开状态，因此，电流不会流过第二串联共振电路。然后，在经过了某期间之后，向开关元件Q3的栅极施加栅极信号，开关元件Q3成为接通状态(时刻t32)。于是，输入电压经开关元件Q1施加到第二串联共振电路，在第二串联共振电路中流过励磁电流，第二电流共振电容器Cri2被充电。
接下来，第一开关元件Q1断开、第二开元件Q2接通时(时刻t33)，开关元件Q1与开关元件Q2之间的连接点的电位成为GND电位。于是，变压器T2的一次绕组P2的电压反相，在变压器T2的二次绕组S2中产生使二极管D2导通的方向的电压，能量被输送到第二输出电压Vo2，并且变压器T2的励磁电流也通过共振动作而被慢慢复位，进而流过向反方向的励磁电流。
接下来，第二开关元件Q2断开，第三开关元件Q3与第一开关元件Q1的接通同步地断开(时刻t34)。此时，在变压器T2的一次绕组P2中，流过从开关元件Q3的源极朝向漏极的励磁电流，因此，不会发生开关损耗。另外，开关元件Q3断开后，励磁电流也通过寄生的体二极管被复位。
如上所述在图9所示的实施例2中，也与图4所示的实施例1一样，在开关元件Q3接通时从0A起流过电流，在开关元件断开时流过负方向的电流。因此，闭合、切断时的开关损耗极小，能够使用便宜的开关元件。另外，除了开关元件Q3的开关损耗极小之外，二极管D2也是在电流为零的情况下接通断开，因此，噪声的产生也极小。
另外，在负载变动或者使输出电压可变时，也是与图4所示的实施例1一样控制开关元件Q3断开的期间(时刻t31～t32)。例如，在负载从重负载变成轻负载时，开关元件Q3断开的期间(时刻t31～t32)变长，第二串联共振电路励磁的期间变短，蓄积在第二电流共振电容器Cri2中的能量的量减少，能够减少在第二开关元件Q2接通期间输送到第二输出电压Vo2的能量。
(实施例3)
图10是表示本发明的实施例3涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。该多输出开关电源装置相对于图8所示的多输出开关电源装置的不同点在于，追加了二极管D3，该二极管D3的阳极连接在第三开关元件Q3的漏极上，该二极管D3的阴极连接在第二电流共振电容器Cri2的一端，其它结构为相同结构。
接下来，参照图11所示的波形图对这样构成的本发明的实施例3涉及的多输出开关电源装置的动作进行说明。
第一输出电压Vo1的控制由于与实施例1的第一输出电压Vo1的控制一样，因此，省略说明。
第二输出电压Vo2的控制与图8所示的实施例2一样地进行。即，图11所示的实施例3的时刻t41～t44的动作与图8所示的实施例2的时刻t31～t34的动作相同，因此省略其说明。
当励磁电流的复位结束时(时刻t45)，开关元件Q3为断开状态，因此在第二串联共振电路中应该没有电流流过。但是，实际上由于开关元件Q3的漏极-源极间的电容、体二极管的再生(recovery)的影响，在第二串联共振电路中流过有微小的励磁电流。
进一步地，由于该励磁电流，开关元件Q3的漏极-源极间的电容、变压器T2的一次绕组P2以及第二电流共振电容器Cri2进行共振动作，开关元件Q3的漏极-源极间的电压最大暴涨到为输入电压的2倍的电压。
但是，在图10所示的实施例3的电路中，在开关元件Q3的漏极、开关元件Q1以及开关元件Q2的连接点之间，连接有二极管D3。因此，当开关元件Q3的漏极-源极之间的电压大于输入电压时，流过变压器T2的一次绕组P2的励磁电流通过二极管D3进行流动。因此，开关元件Q3的漏极-源极间的电压不会大于输入电压，不需要使用高度耐压的开关元件。另外，在二极管D3中仅流过使励磁电流再生的电流，所述励磁电流是指基于开关元件Q3的漏极-源极间的电容、体二极管的再生电流而流过变压器T2的一次绕组P2的电流。因此，二极管D3可以是额定电流小的二极管，不会导致成本和安装面积的大幅度增大，能够使用便宜的开关元件Q3。
(实施例4)
图12是表示本发明的实施例4涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。该多输出开关电源装置相对于图10所示的实施例3的多输出开关电源装置，在变压器T1b中追加了第二二次绕组S3，该第二二次绕组S3的一端与第一二次绕组S1的另一端(GND)连接。还追加了二极管D4，该二极管D4的阳极连接在第二二次绕组S3的另一端上，而且二极管D4的阴极连接在二极管D1的阴极上。
接下来，参照图13所示的波形图对这样构成的本发明的实施例4涉及的多输出开关电源装置的动作进行说明。
取出第一输出电压Vo1的变换器作为全波整流型的电流共振变换器而被公知。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2以占空比50％交替地反复进行接通和断开。第一输出电压Vo1的控制通过以下方式进行：通过用控制电路10调整频率来控制第一电流共振电容器Cri的振幅。
首先，当第一开关元件Q1接通时，输入电压被施加到第一串联共振电路，在变压器T1b的一次绕组P1上施加有输入电压与第一电流共振电容器Cri的电压的差电压，变压器T1b的第一二次绕组S1中向使二极管D1导通的方向产生电压，基于第一漏电感Lri1和第一电流共振电容器Cri的共振电流被供给到第一输出Vo1。
接着，当第一开关元件Q1断开、第二开关元件Q2接通时，在变压器T1b的一次绕组P1上施加第一电流共振电容器Cri的电压，在变压器T1b的第二二次绕组S3中朝向使二极管D4导通的方向产生电压，基于第一漏电感Lri1和第一电流共振电容器Cri的共振电流被供给到第一输出Vo1。即，输送到第一输出Vo1的能量由第一电流共振电容器Cri的电压确定。
当开关元件Q1和开关元件Q2以占空比50％交替的反复进行接通和断开时，在第一电流共振电容器Cri中，除了输送到第一输出Vo1的电流之外，还流过基于与变压器T1b的一次绕组P1的共振动作的励磁电流，从而以输入电压的1/2的电压为中心振荡。
该第一电流共振电容器Cri的振幅在改变开关元件Q1和开关元件Q2的开关频率时变化。即，通过改变第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的开关频率，在第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的接通期间内，施加在变压器T1b的一次绕组P1上的电压被调整，能够控制输送到二次侧的能量。并且，在二次绕组S1、S3中产生的电压通过由二极管D1和平滑电容器C1构成的第一整流平滑电路而被整流并平滑化，并从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。
第二输出电压Vo2的控制与图8所示的实施例3同样地进行，因此省略其说明。
这样，根据该实施例4，即使在变压器T1b的二次侧全波整流型的电流共振型变换器中，也能够获得与实施例1-3相同的效果。
另外，在实施例1至4涉及的多输出开关电源装置中，第一串联共振电路连接在第二开关元件Q2的漏极-源极间，而连接在第一开关元件Q1的漏极-源极间也能够获得同样的效果。另外，在实施例1至3的多输出开关电源装置中，变压器T1的二次绕组S1向相对于施加在一次绕组P1上施加的电压具有相反极性的方向卷绕，但是即使向相对于施加在一次绕组P1上的电压具有相同极性的方向卷绕也能够获得同样的效果。
另外，在实施例2至4的多输出开关电源装置中，检测开关元件Q2的漏极-源极之间的电压的上升沿来取得同步，但是即使是通过检测开关元件Q2的栅极-源极间的电压的下降沿来取得同步的方法等，也能够获得同样的效果。
另外，实施例1至4中的多输出开关电源装置，应用于通过二次侧半波整流或二次侧全波整流型的电流共振变换器来取出第一输出电压的变换器，但是应用于通过回扫变换器(flyback convertor)或正向变换器(forward convertor)来取出第一输出电压的变换器，也能够获得同样的效果。
(实施例5)
图14是表示本发明的实施例5涉及的多输出开关电源装置的构成的电路图。图14所示的实施例5相对于图10所示的实施例3，不同点在于，使用了第二控制电路11d，该第二控制电路11d使开关元件Q3与脉冲电压的上升同步地接通，并且根据第二输出电压Vo2来调整开关元件Q3接通的期间，其他结构是相同结构。
第二控制电路11d与开关元件Q1和开关元件Q2的连接点连接，第二控制电路11d检测开关元件Q2的漏极-源极间的电压的上升，并将接通信号输出到开关元件Q3的栅极端子。
接下来，参照图15所示的波形图对如上构成的本发明的实施例5涉及的多输出开关电源装置的动作进行说明。
第一输出电压Vo1的控制与实施例1的第一输出电压Vo1的控制相同，因此省略说明。
第二输出电压Vo2的控制如下进行。首先，在开关元件Q1接通时(时刻t61)，与此同时，从第二控制电路11d向开关元件Q3的栅极施加栅极信号，开关元件Q3接通(时刻t62)，此时，在第二串联共振电路中以平滑电容器C3→开关元件Q1→第二电流共振电容器Cri2→变压器T2的一次绕组P2→开关元件Q3的路径流过励磁电流，第二电流共振电容器Cri2被充电。
接下来，当开关元件Q1的接通期间经过了预定的时间后，施加在开关元件Q3上的栅极信号成为L电平，开关元件Q3断开时(时刻t62)，变压器T2的电压反相。因此，第二串联电路的共振电流以第二电流共振电容器Cri2→变压器T2的一次绕组P2→二极管D3的路径流过，共振电流通过二极管D2放出到变压器T2的二次侧。
接着，当开关元件Q1断开、开关元件Q2接通时(时刻t63)，流过第二串联共振电路的电流以第二电流共振电容器Cri2→开关元件Q2→开关元件Q3的体二极管→变压器T2的一次绕组P2的路径流过。作为第二串联共振电路的动作，维持期间t62～t63的动作，因此继续向变压器T2的二次侧通过二极管D2放出共振电流。
接着，当开关元件Q2断开、开关元件Q1接通时(时刻t64)，与时刻t61一样，开关元件Q3接通，重复进行同样的动作。
另外，在负载变动或者使输出电压可变时，第二控制电路11d根据来自第二输出电压Vo2的反馈信号来调整开关元件Q3接通的期间。由此，充电到第二电流共振电容器Cri2中的电压发生变化，能够调整输送到第二输出电压Vo2的能量。
(实施例6)
图16是表示本发明的实施例6涉及的多输出开关电源装置的动作的波形图。实施例6的多输出开关电源装置的电路构成与图14所示的实施例5的多输出开关电源装置的电路构成大致相同，第二控制电路11d的功能不同。
在实施例5中，第二控制电路11d与电压共振电容器Crv的电压的上升同步地将栅极信号施加在开关元件Q3上，而在实施例6中，不同点在于，第二控制电路与电压共振电容器Crv的电压的下降同步地将栅极信号施加在开关元件Q3上。
在实施例5中，开关元件Q3断开后的第二串联共振电路的电流I(Ccr2)通过二极管D3作为电流If(D3)流动，直到电流的方向由正变成负为止。
与此相对，在实施例6中，在开关元件Q2接通的同时，开关元件Q3接通(时刻t73)。因此，开关元件Q3接通后的共振电流通过开关元件Q3流动，因此，二极管D3的电流应力(stress)减少。
另外，在实施例5中，在共振电流的方向由正变成负之后，共振电流通过开关元件Q3的体二极管流动，而一般地MOSFET接通电阻所导致的损耗小于体二极管的顺方向电压下降所导致的损耗。因此，通过使开关元件Q3接通，能够减少共振电流流过开关元件Q3时的损耗。
另外，本发明并不限定于实施例1至6的多输出开关电源装置。例如，实施例2的第二控制电路11a在施加脉冲电压的期间使开关元件Q3接通，与脉冲电压的上升同步地使开关元件Q3断开，根据第二输出电压Vo2来调整开关元件Q3断开的期间。
例如，控制电路也可以在施加脉冲电压的期间使开关元件Q3接通，在没有施加脉冲电压的期间在经过预定时间后使开关元件Q3断开，根据第二输出电压Vo2来调整开关元件Q3断开的期间。
在该情况下，控制电路在没有施加输入的脉冲电压的期间在经过预定时间后使开关元件Q3断开，在施加脉冲电压的期间自经过预定时间起使开关元件Q3接通，因此，若在施加脉冲电压后控制开关元件Q3的断开期间，则能够控制变压器T2的励磁电流、即电流共振电容器Cri2的充电电流。
由此，调整对变压器T2的二次绕组S2的脉冲电压进行了整流平滑而得到的第二输出电压Vo2。另外，在不施加脉冲电压的期间，变压器T2的励磁能量复位，然后，通过基于电流共振电容器Cri2的放电的共振电流被向反方向励磁，而该共振电流由于流过开关元件Q3的体二极管，因此，在该期间使开关元件Q3断开。由于在开关元件Q3上没有施加电压，因此，没有开关损耗。
另外，控制电路根据第二输出电压Vo2来调整开关元件Q3断开的期间，因此，即使负载变动也能够使输出稳定。
产业上的可利用性。
本发明能够应用于AC-DC变换器等的电源装置。

Claims (6)

1.一种多输出开关电源装置，其具备：
连接在直流电源的两极之间的第一开关元件和第二开关元件；
将通过上述第一开关元件和上述第二开关元件的接通和断开而产生的脉冲电压施加到一次绕组的第一变压器；
第一整流平滑电路，其对上述第一变压器的二次绕组中产生的脉冲电压进行整流平滑，从而取出第一直流输出电压；
第一控制电路，其根据上述第一直流输出电压来使上述第一开关元件和上述第二开关元件交替地接通和断开；
串联共振电路，其由电流共振电容器、第二变压器的一次绕组和第三开关元件构成；
第二整流平滑电路，其对上述第二变压器的二次绕组中产生的脉冲电压进行整流平滑，从而取出第二直流输出电压；以及
第二控制电路，其根据上述第二直流输出电压来使上述第三开关元件接通和断开，
将通过上述第一开关元件和上述第二开关元件的接通和断开而产生的上述脉冲电压、或者在上述第一变压器中产生的上述脉冲电压施加到上述串联共振电路上，
上述第二控制电路在施加上述脉冲电压的期间使上述第三开关元件接通，上述第二控制电路与作为施加上述脉冲电压的开始时的上升同步地使上述第三开关元件断开，并根据上述第二直流输出电压来调整上述第三开关元件断开的期间。
2.一种多输出开关电源装置，其具备：
连接在直流电源的两极之间的第一开关元件和第二开关元件；
将通过上述第一开关元件和上述第二开关元件的接通和断开而产生的脉冲电压施加到一次绕组的第一变压器；
第一整流平滑电路，其对上述第一变压器的二次绕组中产生的脉冲电压进行整流平滑，从而取出第一直流输出电压；
第一控制电路，其根据上述第一直流输出电压来使上述第一开关元件和上述第二开关元件交替地接通和断开；
串联共振电路，其由电流共振电容器、第二变压器的一次绕组和第三开关元件构成；
第二整流平滑电路，其对上述第二变压器的二次绕组中产生的电压进行整流平滑，从而取出第二直流输出电压；以及
第二控制电路，其根据上述第二直流输出电压来使上述第三开关元件接通和断开，
将通过上述第一开关元件和上述第二开关元件的接通和断开而产生的上述脉冲电压、或者在上述第一变压器中产生的上述脉冲电压施加到上述串联共振电路上，
上述第二控制电路在施加上述脉冲电压的期间使上述第三开关元件接通，在从没有施加上述脉冲电压的时刻起经过预定时间后使上述第三开关元件断开，并根据上述第二直流输出电压来调整上述第三开关元件断开的期间。
3.根据权利要求1或2所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
与由上述串联共振电路的上述电流共振电容器和上述第二变压器的一次绕组构成的串联电路，并联连接有再生用的二极管。
4.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
上述第二控制电路与上述脉冲电压的下降同步地使上述开关元件接通，并根据上述第二直流输出电压来调整上述第三开关元件接通的期间。
5.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
上述第二控制电路与上述脉冲电压的上升同步地使上述第三开关元件接通，并根据上述第二直流输出电压来调整上述第三开关元件接通的期间。
6.根据权利要求1或2所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
第二电流共振电容器串联连接到上述第一变压器的一次绕组上。
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