JP2008306894A - 多出力スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷変動があっても複数の出力の安定化を図れる多出力スイッチング電源装置。
【解決手段】直流電源１を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路Ｑ１，Ｑ２，Ｔ１ａ，１０ａと、電流共振コンデンサＣｒｉ２とトランスＴ２の一次巻線Ｐ２とスイッチング素子Ｑ３とからなり、電圧発生回路で発生したパルス電圧が印加される直列共振回路と、トランスの二次巻線Ｓ２に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路Ｄ２，Ｃ２と、前記直流出力電圧に基づきスイッチング素子をオンオフさせる制御回路１１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。

図１４は従来の共振型の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１の一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され且つ全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される、例えばＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０と、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された直列共振回路とが設けられている。

直列共振回路は、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、リアクトルＬｒ１及び電流共振コンデンサＣｒｉが直列接続されて構成されている。なお、リアクトルＬｒ１は、例えば、トランスＴ１の一次二次間のリーケージインダクタンスからなる。

また、トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続された第１整流平滑回路と、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）に接続された第２整流平滑回路とが設けられている。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成され、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とから構成されて、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

また、この多出力スイッチング電源装置は、第１出力電圧Ｖｏ１に応じた信号を一次側にフィードバックするための帰還回路５を備えている。帰還回路５の入力側は、第１出力端子に接続されている。この帰還回路５は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、電圧誤差信号として一次側の制御回路１０にフィードバックする。

制御回路１０は、帰還回路５からフィードバックされた電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、このように構成された従来の多出力スイッチング電源装置の動作を、図１５に示す波形図を参照しながら説明する。

図１５において、Ｖｄｓ（Ｑ２)は第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｄ（Ｑ１)は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、Ｉｄ（Ｑ２）は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに流れる電流、Ｉ（Ｃｒｉ）は電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、Ｖ（Ｃｒｉ）は電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、Ｉｆ（Ｄ1）はダイオードＤ１に流れる電流、Ｉｆ（Ｄ２）はダイオードＤ２に流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、第１整流平滑回路から帰還回路５を介して一次側にフィードバックされる電圧誤差信号を受け取った制御回路１０が第１スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御することにより行われる。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、上述したように、制御回路１０からの制御信号に応じて、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを有して交互にオンオフする。

まず、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１１〜ｔ１２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ１（トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。

次に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ１２〜ｔ１４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーがリセットされる。

より詳しくは、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖ（Ｃｒｉ）を、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ１とで分圧した電圧が印加される。そして、一次巻線Ｐ１に印加された電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒ１による共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。これにより、ダイオードＤ１に電流Ｉｆ（Ｄ１）が流れる。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる一次側のみの共振動作となる。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間は、周波数固定で第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間により決まる時間か、任意の一定時間とされることが一般的である。第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させて第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えると電流共振コンデンサＣｒｉの電圧が変化するので、二次側に送られるエネルギー量を制御することができる。

また、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは互いに同極性で結合しているので、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、第１の二次巻線Ｓ１から得られたエネルギーが第１出力電圧Ｖｏ１として出力されている間に、第２の二次巻線Ｓ２から得られたエネルギーも第２出力電圧Ｖｏ２として出力され、この第２出力電圧Ｖｏ２は、ほぼＶｏ１×Ｎ３／Ｎ２となる。

しかしながら、実際には、第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧は、第１出力電圧Ｖｏ１及び第２出力電圧Ｖｏ２よりもダイオードＤ１及びダイオードＤ２の順方向の降下電圧Ｖｆだけ高いので、各出力の負荷変動によるＶｆの変化によってクロスレギュレーションが悪化する。また、出力電圧を可変できる仕様を有する電源装置では、一方の出力電圧を変化させると、それに比例して他方の出力も変化してしまうため、巻線から複数の出力を直接に取り出すことが不可能となる。

図１６は、従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置では、図１４に示す第２整流平滑回路の代わりに、ドロッパーや降圧チョッパーといったレギュレータ１２を設け、このレギュレータ１２を用いて第１出力電圧Ｖｏ１から第２出力電圧Ｖｏ２を生成することにより出力の安定化を図っている。この多出力スイッチング電源装置によれば、２つの出力のクロスレギュレーションの問題を解決することはできる。

しかしながら、第２の出力電圧Ｖｏ２の出力電流が小さいときはドロッパにより安価に構成できるが、第２の出力の出力電流が大きくなると降圧チョッパなどで構成する必要があり、スイッチング素子、チョークコイル、コントロールＩＣといった部品の追加によるコスト及び実装面積の増大を招き、さらに、大電流が流れている経路をスイッチング素子によりＯＮ，ＯＦＦするため、過大なスイッチング損失が発生するほかに、ノイズの発生も避けられない。

また、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの第２の二次巻線に整流ダイオード、スイッチング素子、平滑コンデンサを直列に接続し、平滑コンデンサの電圧に基づいてスイッチング素子をオン／オフし直流出力を取り出す。そして、トランスの漏洩インダクタンスと整流ダイオード、スイッチング素子、平滑コンデンサにより、チョッパ回路として動作し、直流出力を安定化させている。
特開２００６−１９７７５５号公報

上述したように、従来の多出力スイッチング電源装置では、各出力の負荷変動によってクロスレギュレーションが悪化するという問題や出力電圧可変の仕様を有する電源では巻線から複数の出力を直接に取り出すことができないという問題がある。また、クロスレギュレーションの問題を解消するために、二次側にレギュレータを設ける構成では、レギュレータによる損失が増大し、部品の追加によるコスト及び実装面積が増大し、さらに、レギュレータによるノイズが発生するという問題がある。

また、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、降圧チョッパとして動作するので、入力電圧より低い電圧を取り出すのみであり、入力電圧よりも高い電圧を取り出すことができない。

本発明は、負荷変動があっても複数の出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を提供することを課題とする。

上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、電流共振コンデンサとトランスの一次巻線とスイッチング素子とからなり、前記電圧発生回路で発生したパルス電圧が印加される直列共振回路と、前記トランスの二次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記直流出力電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記スイッチング素子をオンさせ、前記パルス電圧の立ち上がりに同期して前記スイッチング素子をオフさせ、前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオフしている期間を調整することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記スイッチング素子をオンさせ、前記パルス電圧が印加されていない期間に所定の時間経過後前記スイッチング素子をオフさせ前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオフしている期間を調整することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記直列共振回路の前記電流共振コンデンサと前記トランスの一次巻線との直列回路に並列に、回生用のダイオードが接続されていることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４記載の多出力スイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パルス電圧の立ち下がりに同期して前記スイッチング素子をオンさせ、前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項４記載の多出力スイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パルス電圧の立ち上がりに同期して前記スイッチング素子をオンさせ、前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記電圧発生回路は、前記直流電源の両極間に直列に接続され、オンオフすることによりパルス電圧を発生する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路とを有し、前記直列共振回路は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のオンオフにより発生したパルス電圧又は前記第１トランスに発生したパルス電圧が印加され、さらに、前記第１トランスの二次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオンオフさせる第１制御回路とを有することを特徴とする。

請求項１の発明によれば、従来のコンバータに電流共振コンデンサとトランスとスイッチング素子を追加するのみで第２出力の安定化が図れ、安価で高効率で低ノイズの多出力スイッチング電源装置を構成できる。また、直流電圧を断続して生成されたパルス電圧が直列共振回路に印加され、制御回路は第２出力電圧に基づきスイッチング素子をオンオフさせるので、制御信号に応じてオンオフのデューティを制御すると、直列共振回路のトランスから出力される電圧を制御信号により調整できる。制御回路は第２出力電圧に基づきスイッチング素子をオンオフさせるので、簡単な制御回路を持つ共振型のスイッチング電源装置を構成できる。

請求項２の発明によれば、制御回路は、入力されるパルス電圧の立ち上がりに同期してスイッチング素子をオフさせ、パルス電圧が印加される期間に所定の時間経過してからスイッチング素子をオンさせるので、スイッチング素子のオフ期間を制御すると、トランスの励磁電流、即ち、電流共振コンデンサの充電電流を制御できる。これにより、トランスの二次巻線のパルス電圧を整流平滑した出力電圧を調整する。また、パルス電圧が印加されない期間に、トランスの励磁エネルギーがリセットされ、その後、電流共振コンデンサの放電による共振電流により逆方向に励磁されるが、この期間もスイッチング素子をオンするので、損失が少ない。制御回路は、直流出力電圧に基づき、スイッチング素子がオフしている期間を調整するので、負荷変動があっても出力を安定化することができる。

請求項３の発明によれば、制御回路は、入力されるパルス電圧が印加されない期間に所定の時間経過後スイッチング素子をオフさせ、パルス電圧が印加される期間に所定の時間経過してからスイッチング素子をオンさせるので、パルス電圧が印加されてからスイッチング素子のオフ期間を制御すると、トランスの励磁電流、即ち、電流共振コンデンサの充電電流を制御できる。これにより、トランスの二次巻線のパルス電圧を整流平滑した出力電圧を調整する。また、パルス電圧が印加されない期間に、トランスの励磁エネルギーがリセットされ、その後、電流共振コンデンサの放電による共振電流により逆方向に励磁されるが、この共振電流はスイッチング素子のボディダイオードを流れるので、この期間にスイッチング素子をオフする。スイッチング素子に電圧が印加されていないので、スイッチングロスがない。制御回路は、直流出力電圧に基づき、スイッチング素子がオフしている期間を調整するので、負荷変動があっても出力を安定化することができる。

請求項４の発明によれば、直列共振回路の電流共振コンデンサとトランスの一次巻線との直列回路に並列に、回生用のダイオードが接続されているので、スイッチング素子がオフしたときに、トランスの励磁エネルギーによりスイッチング素子に印加される電圧がパルス電圧以上にならないようにクランプできる。これにより、低耐圧のスイッチング素子を使用できる。

請求項５の発明によれば、制御回路は、パルス電圧の立ち下がりに同期してスイッチング素子をオンさせ、直流出力電圧に基づき、スイッチング素子がオンしている期間を調整するので、電流共振コンデンサの充電電流を制御できる。これにより、トランスの二次巻線のパルス電圧を整流平滑した出力電圧を調整する。

請求項６の発明によれば、制御回路は、パルス電圧の立ち上がりに同期してスイッチング素子をオンさせ、直流出力電圧に基づき、スイッチング素子がオンしている期間を調整するので、電流共振コンデンサの充電電流を制御できる。これにより、トランスの二次巻線のパルス電圧を整流平滑した出力電圧を調整する。

請求項７の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータに共振型を使用すると、全てのコンバータを共振型にでき、低ノイズで高効率の多出力スイッチング電源を構成できる。

以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１ａ（第１トランス）と、トランスＴ２（第２トランス）とが設けられている。

トランスＴ１ａの一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される、例えばＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０ａと、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された第１直列共振回路が設けられている。

第１直列共振回路は、トランスＴ１ａの一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、第１共振リアクトルＬｒ１及び第１電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されることにより構成されている。なお、第１共振リアクトルＬｒ１は、例えばトランスＴ１ａの一次−二次間のリーケージインダクタンスからなる。

第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２と、制御回路１０と、トランスＴ１ａとは、直流電源１を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路を構成する。

トランスＴ１ａの二次側には、トランスＴ１ａの一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続された第１整流平滑回路が設けられている。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成されている。ダイオードＤ１のアノードは二次巻線Ｓ１の一端に接続され、カソードは第１出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソード（第１出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第１整流平滑回路は、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

また、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１の両端には、第２直列共振回路が設けられている。第２直列共振回路は、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１の一端に一端が接続された第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の他端に一端が接続され、他端が例えばＭＯＳＦＥＴからなる第３スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子に接続されたトランスＴ２の一次巻線Ｐ２と第３スイッチング素子Ｑ３とから構成されている。なお、第２共振リアクトルＬｒ２は、例えばトランスＴ２の一次−二次間のリーケージインダクタンスからなる。スイッチング素子Ｑ３のソース端子はトランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１の他端に接続され、ゲート端子は第２制御回路１１に接続されている。トランスＴ２の二次側には、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２（巻数Ｎ３）の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ４）に接続された第２整流平滑回路が設けられている。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とから構成されている。ダイオードＤ２のアノードは、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２に接続され、カソードは第２出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソード（第２出力端子）と二次巻線Ｓ２の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続され、平滑コンデンサＣ２の両端電圧を出力電圧Ｖｏ２として取り出している。第２出力電圧Ｖｏ２は第２制御回路１１にフィードバックされている。

また、この多出力スイッチング電源装置は、第１出力電圧Ｖｏ１を一次側にフィードバックするための帰還回路５を備えている。帰還回路５は、第１出力端子に出力される第１出力電圧Ｖｏ１と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、第１電圧誤差信号として一次側の制御回路１０にフィードバックする。

制御回路１０は、帰還回路５からの第１電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、本発明の実施例１の第２制御回路１１の一例を図３に示す回路図と図４に示す動作波形図を参照しながら説明する。

図３に示す第２制御回路１１において、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点には誤差増幅器ＥＡＭＰの＋入力端子が接続され、誤差増幅器ＥＡＭＰの−入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆに接続されている。誤差増幅器ＥＡＭＰは、基準電圧Ｖｒｅｆと、第２出力電圧Ｖｏ２の両端電圧を抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧した電圧とを比較し、その誤差電圧信号をコンパレータＣＭＰの−入力端子に出力する。

コンパレータＣＭＰの＋入力端子は、コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１３の一端とダイオードＤ１１のアノードとの接続点に接続されている。抵抗Ｒ１３の他端とダイオードＤ１１のカソードはフリップフロップ１１０（以下、ＲＳＦ／Ｆ１１０）の反転出力端子に接続されている。ＲＳＦ／Ｆ１１０のＳ（セット）入力端子には、コンパレータＣＭＰの出力が接続され、Ｒ（リセット）入力端子はトランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１の一端に接続されている。ＲＳＦ／Ｆ１１０の正転出力端子Ｑが第３スイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続されている。

次に、図３に示す第２制御回路１１の動作を図４に示す重負荷時及び軽負荷時の各部の動作波形図を参照しながら説明する。まず、スイッチング素子Ｑ２がオンしたとき、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１に誘起する電圧がＲＳＦ／Ｆ１１０のＲ入力端子に入力されると、この電圧の立ち上がりエッジによりＲＳＦ／Ｆ１１０の正転出力ＱがＬレベルとなり、反転出力ＱがＨレベルになる。

すると、抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ１１が充電される。このコンデンサＣ１１の電圧が誤差増幅器ＥＡＭＰの出力電圧に達すると、コンパレータＣＭＰの出力はＨレベルとなり、この立ち上がりエッジでＲＳＦ／Ｆ１１０の正転出力ＱがＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑ３のゲートにゲート信号が出力される。

このとき、同時にＲＳＦ／Ｆ１１０の反転出力ＱがＬレベルとなるため、コンデンサＣ１１の電圧は、ダイオードＤ１１を介して放電される。スイッチング素子Ｑ３に印加されたゲート信号は、次にスイッチング素子Ｑ２がオンするまで保持され、この期間がスイッチング素子Ｑ３のオン期間となる。

第２出力Ｖｏ２が重負荷から軽負荷に変わると、第２出力Ｖｏ２の出力電圧が上昇する方向に向かう。すると、誤差増幅器ＥＡＭＰから出力される誤差電圧信号が増加し、コンパレータＣＭＰの−入力端子に入力される電圧が大きくなる。このため、コンデンサＣ１１の電圧がコンパレータＣＭＰの−入力端子の電圧に達するまでの時間が長くなり、スイッチング素子Ｑ３のゲートにゲート信号が印加される時間が短くなる。このように、第２出力Ｖｏ２の電圧に応じてスイッチング素子Ｑ３がオフしている期間が制御される。

次に、このように構成された本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図２に示す波形図を参照しながら説明する。図２において、Ｖｄｓ（Ｑ２）は第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉ（Ｃｒｉ）は第１電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、Ｉｆ（Ｄ１）はダイオードＤ１に流れる電流、Ｖｇｓ（Ｑ３）は第３スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間の電圧、Ｉ（Ｃｒｉ２）は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に流れる電流、Ｖｄｓ（Ｑ３）は第３スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｆ（Ｄ２）はダイオードＤ２に流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することにより行われる。即ち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーにより第１共振リアクトルＬｒ１と第１電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流で、二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路により整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。まず、スイッチング素子Ｑ２がオンすると（時刻ｔ２１）、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１にはダイオードＤ１を導通させる向きの電圧が発生する。このとき、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態であるため、第２直列共振回路には電流は流れない。その後、ある期間が経過した後に、スイッチング素子Ｑ３のゲートにゲート信号が印加され、スイッチング素子Ｑ３がオン状態となる（時刻ｔ２２）。すると、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１に誘起している電圧により、第２直列共振回路に励磁電流が流れ、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。

次に、第２スイッチング素子Ｑ２がオフし、第１スイッチング素子Ｑ１がオンすると（時刻ｔ２３）、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１には逆方向の電圧が発生する。すると、第２直列共振回路に印加される電圧が反転し、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２にはダイオードＤ２を導通させる向きの電圧が発生し、第２出力Ｖｏ２にエネルギーが送られるとともに、共振動作によりトランスＴ２の励磁電流も徐々にリセットされ、さらには逆方向への励磁電流が流れる。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１がオフし、第２スイッチング素子Ｑ２がオンするのに同期して第３スイッチング素子Ｑ３がオフする（時刻ｔ２４）。このとき、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２には、スイッチング素子Ｑ３のソースからドレインへ向かう励磁電流が流れているため、スイッチング損失は発生しない。また、スイッチング素子Ｑ３がオフした後も寄生のボディダイオードを通して励磁電流はリセットされる。

以上のようにスイッチング素子Ｑ３がオン時には０Ａから電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３がオフ時にはマイナス方向の電流が流れているため、ターンオン、ターンオフ時のスイッチング損失が極めて小さく、安価なスイッチング素子Ｑ３を使用できる。

また、負荷変動あるいは出力電圧を可変させる場合には、スイッチング素子Ｑ３がオフしている期間（時刻ｔ２１〜ｔ２２）が制御される。例えば、負荷が重負荷から軽負荷に変わった場合、スイッチング素子Ｑ３がオフしている期間（時刻ｔ２１〜ｔ２２）が長くなり、第２直列共振回路が励磁される期間が短くなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられるエネルギーの量が少なくなり、第１スイッチング素子Ｑ１がオンの期間に第２の出力Ｖｏ２へ送られるエネルギーを少なくすることができる。

図５は本発明の実施例２に係る出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図５に示す多出力スイッチング電源装置は、図１に示す実施例１の多出力スイッチング電源装置に対して、トランスＴ１ａの二次巻線Ｓ１の両端に接続された第２直列共振回路が、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続されている点が異なる。また、制御回路１１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点に接続され、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧の立ち上がりエッジを検出する。また、図示していないが、制御回路１１はフォトカプラなどの絶縁手段を介して、第２出力電圧Ｖｏ２の誤差信号を検出する。

次に、このように構成された本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図６に示す波形図を参照しながら説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、実施例１の第１出力電圧Ｖｏ１の制御と同様であるので、説明は省略する。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。まず、スイッチング素子Ｑ１がオンすると（時刻ｔ３１）、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点の電位は入力電圧となる。このとき、第３スイッチング素子Ｑ３はオフ状態であるため、第２直列共振回路には電流は流れない。その後、ある期間が経過した後に、スイッチング素子Ｑ３のゲートにゲート信号が印加され、スイッチング素子Ｑ３がオン状態となる（時刻ｔ３２）。すると、第２直列共振回路にはスイッチング素子Ｑ１を介して入力電圧が印加され、第２直列共振回路に励磁電流が流れ、第２の電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１がオフし、第２スイッチング素子Ｑ２がオンすると（時刻ｔ３３）、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点の電位はＧＮＤ電位となる。すると、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２の電圧が反転し、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２にはダイオードＤ２を導通させる向きの電圧が発生し、第２出力Ｖｏ２にエネルギーが送られるとともに、共振動作によりトランスＴ２の励磁電流も徐々にリセットされ、さらには逆方向への励磁電流が流れる。

次に、第２スイッチング素子Ｑ２がオフし、第１スイッチング素子Ｑ１がオンするのに同期して第３スイッチング素子Ｑ３がオフする（時刻ｔ３４）。このとき、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２には、スイッチング素子Ｑ３のソースからドレインへ向かう励磁電流が流れているため、スイッチング損失は発生しない。また、スイッチング素子Ｑ３がオフした後も寄生のボディダイオードを通して励磁電流はリセットされる。

以上のように図６に示す実施例２においても図１に示す実施例１と同様に、スイッチング素子Ｑ３がオン時には０Ａから電流が流れ、スイッチング素子がオフ時にはマイナス方向の電流が流れているため、ターンオフ、ターンオフ時のスイッチング損失が極めて小さく、安価なスイッチング素子を使用できる。また、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング損失が極めて小さいほか、ダイオードＤ２も電流がゼロでオンオフするので、ノイズの発生も極めて小さい。

また、負荷変動あるいは出力電圧を可変させる場合にも図１に示す実施例１と同様に、スイッチング素子Ｑ３がオフしている期間（時刻ｔ３１〜ｔ３２）が制御される。例えば、負荷が重負荷から軽負荷に変わった場合、スイッチング素子Ｑ３がオフしている期間（時刻ｔ３１〜ｔ３２）が長くなり、第２直列共振回路が励磁される期間が短くなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられるエネルギーの量が少なくなり、第２スイッチング素子Ｑ２がオンの期間に第２の出力電圧Ｖｏ２へ送られるエネルギーを少なくすることができる。

図７は本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置は、図５に示す実施例２の多出力スイッチング電源装置に対して、第３スイッチング素子Ｑ３のドレインにアノードが接続され、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の一端にカソードが接続された、ダイオードＤ３が追加された点が異なり、その他の構成は同一構成である。

次に、このように構成された本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図８に示す波形図を参照しながら説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、実施例１の第１出力電圧Ｖｏ１の制御と同様であるので、説明は省略する。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は図５に示す実施例２と同様にして行われる。即ち、図８に示す実施例３の時刻ｔ４１〜ｔ４４までの動作は、図５に示す実施例２の時刻ｔ３１〜ｔ３４までの動作と同一であるので、その説明は省略する。

励磁電流のリセットが終了すると（時刻ｔ４５）、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態であるため、第２直列共振回路には電流が流れないはずであるが、実際にはスイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の容量や、ボディダイオードのリカバリの影響で、第２直列共振回路には微少であるが励磁電流が流れる。

さらに、この励磁電流により、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の容量と、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２と第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が共振動作し、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧は最大で入力電圧の２倍の電圧に跳ね上がってしまう。

しかし、図７に示す実施例３の回路では、スイッチング素子Ｑ３のドレインと、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点の間にダイオードＤ３が接続されているため、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧が入力電圧より大きくなると、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２に流れる励磁電流は、ダイオードＤ３を通して流れる。このため、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧は入力電圧より大きくなることなく、高耐圧のスイッチング素子を使用する必要がなくなる。また、ダイオードＤ３には、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の容量や、ボディダイオードのリカバリ電流によりトランスＴ２の一次巻線Ｐ２に流れた励磁電流を回生する電流が流れるのみであるため、ダイオードＤ３は電流定格の小さなダイオードで良く、大幅なコスト、実装面積の増大がなく、スイッチング素子Ｑ３に安価なものを使用することができる。

図９は本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置は、図７に示す実施例３の多出力スイッチング電源装置に対して、トランスＴ１ｂに一端が第１の二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ）に接続された第２の二次巻線Ｓ３を追加し、第２の二次巻線Ｓ３の他端にアノードが接続され且つダイオードＤ１のカソードにカソードが接続されたダイオードＤ４が追加された点が異なり、その他の構成は同一構成である。

次に、このように構成された本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図１０に示す波形図を参照しながら説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１を取り出すコンバータは、全波整流型の電流共振コンバータとして知られるもので、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２はデューティ５０％で交互にオンオフを繰り返し、第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、制御回路１０により周波数を調整することにより第１電流共振コンデンサＣｒｉの振幅を制御することにより行われる。

まず、第１スイッチング素子Ｑ１がオンすると、第１直列共振回路に入力電圧が印加され、トランスＴ１ｂの一次巻線Ｐ１には入力電圧と第１電流共振コンデンサＣｒｉの電圧の差の電圧が印加され、トランスＴ１ｂの第１の二次巻線Ｓ１にはダイオードＤ１を導通させる向きに電圧が発生し、第１出力Ｖｏ１には第１リーケージインダクタンスＬｒｉ１と第１電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が供給される。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１がオフし、第２スイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１ｂの一次巻線Ｐ１には第１電流共振コンデンサＣｒｉの電圧が印加され、トランスＴ１ｂの第２の二次巻線Ｓ３にはダイオードＤ４を導通させる向きに電圧が発生し、第１出力Ｖｏ１には第１リーケージインダクタンスＬｒｉ１と第１電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が供給される。即ち、第１出力Ｖｏ１へ送るエネルギは第１電流共振コンデンサＣｒｉの電圧により決まる。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２がデューティ５０％で交互にオンオフを繰り返すと、第１電流共振コンデンサＣｒｉには、第１出力Ｖｏ１に送る電流の他に、トランスＴ１ｂの一次巻線Ｐ１との共振動作による励磁電流が流れ、入力電圧の１／２の電圧を中心に振幅する。

この第１電流共振コンデンサＣｒｉの振幅は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を変えると変化する。即ち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、トランスＴ１ｂの一次巻線Ｐ１に印加する電圧が調整され、二次側に送られるエネルギーを制御できる。そして、二次巻線Ｓ１、Ｓ３に発生した電圧がダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路により整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は図８に示す実施例３と同様にして行われるので、その説明は省略する。

このように実施例４によれば、トランスＴ１ｂの二次側全波整流型の電流共振型コンバータにおいても、実施例１乃至３と同様の効果が得られる。

なお、実施例１乃至４に係る多出力スイッチング電源装置では、第１直列共振回路は第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続されていたが、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に接続しても同様の効果が得られる。また、実施例１乃至３の多出力スイッチング電源装置では、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１は、一次巻線Ｐ１に印加される電圧に対して逆極性を有する向きに巻回されていたが、一次巻線Ｐ１に印加される電圧に対して同極性を有する向きに巻回されても同様の効果が得られる。

また、実施例２乃至４の多出力スイッチング電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧の立ち上がりエッジを検出して同期を取っていたが、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間の電圧の立ち下がりエッジを検出して同期を取るなどの方法でも同様の効果が得られる。

また、実施例１乃至４の多出力スイッチング電源装置では、二次側半波整流や二次側全波整流型の電流共振コンバータにより第１出力電圧を取り出すコンバータに適用したが、第１出力電圧がフライバックコンバータやフォワードコンバータなどで取り出す構成となったスイッチング電源に適用しても同様の効果が得られる。

図１１は本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１１に示す実施例５は、図７に示す実施例３に対して、パルス電圧の立ち上がりに同期してスイッチング素子Ｑ３をオンさせ、第２出力電圧Ｖｏ２に基づき、スイッチング素子Ｑ３がオンしている期間を調整する制御回路１１ｄを用いた点が異なり、その他の構成は同一構成である。

制御回路１１ｄは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧の立ち上がりを検出して、スイッチング素子Ｑ３のゲート端子にオン信号を出力する。

次に、このように構成された本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図１２に示す波形図を参照しながら説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、実施例１の第１出力電圧Ｖｏ１の制御と同様であるので、説明は省略する。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。まず、スイッチング素子Ｑ１がオンすると（時刻ｔ６１）、これと同時に、制御回路１１ｄからスイッチング素子Ｑ３のゲートにゲート信号が印加され、スイッチング素子Ｑ３はオンする（時刻ｔ６２）。このとき、第２直列共振回路には平滑コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１→第２電流共振コンデンサＣｒｉ２→トランスＴ２の一次巻線Ｐ２→スイッチング素子Ｑ３の経路で励磁電流が流れ、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。

次に、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の所定の時間が経過した後に、スイッチング素子Ｑ３に印加されるゲート信号がＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ３がオフすると(時刻ｔ６２)、トランスＴ２の電圧が反転する。このため、第２直列回路の共振電流は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２→トランスＴ２の一次巻線Ｐ２→ダイオードＤ３の経路で流れ、トランスＴ２の二次側にはダイオードＤ２を通して共振電流が放出される。

次に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると（時刻ｔ６３）、第２直列共振回路に流れる電流は、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２→スイッチング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ３のボディーダイオード→トランスＴ２の一次巻線Ｐ２の経路で流れる。第２直列共振回路の動作としては、期間ｔ６２〜ｔ６３の動作が維持されるので、引き続きトランスＴ２の二次側にはダイオードＤ２を通して共振電流が放出される。

次に、スイッチング素子Ｑ２がオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンすると（時刻ｔ６４）、時刻ｔ６１と同様に、スイッチング素子Ｑ３がオンし、同様の動作が繰り返される。

また、負荷変動又は出力電圧を可変させる場合には、制御回路１１ｄは、第２出力Ｖｏ２からの帰還信号に応じて、スイッチング素子Ｑ３がオンしている期間を調整する。これにより、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に充電される電圧が変わり、第２出力Ｖｏ２に送られるエネルギーを調整することができる。

図１３は本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。実施例６の多出力スイッチング電源装置の回路構成は、図１１に示す実施例５の多出力スイッチング電源装置の回路構成と略同一であり、制御回路１１ｄの機能が異なる。

実施例５では、制御回路１１ｄは電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧の立ち上がりに同期してスイッチング素子Ｑ３にゲート信号を印加したが、実施例６では、制御回路は電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧の立ち下がりに同期してスイッチング素子Ｑ３にゲート信号を印加した点が異なる。

実施例５では、スイッチング素子Ｑ３がオフした後の第２直列共振回路の電流Ｉ（Ｃｒｉ２）は、電流の向きが正から負に変わるまでは、ダイオードＤ３を通して電流Ｉｆ（Ｄ３）として流れていた。

これに対して、実施例６では、スイッチング素子Ｑ２がオンするのと同時にスイッチング素子Ｑ３がオンする（時刻ｔ７３）。このため、スイッチング素子Ｑ３がオンした後の共振電流は、スイッチング素子Ｑ３を通して流れるので、ダイオードＤ３の電流ストレスが減少する。

また、実施例５では、共振電流の向きが正から負に変わった後には、スイッチング素子Ｑ３のボディーダイオードを通して共振電流が流れていたが、一般的にボディーダイオードの順方向電圧降下による損失により、ＭＯＳＦＥＴオン抵抗での損失の方が小さい。このため、スイッチング素子Ｑ３をオンすることにより共振電流がスイッチング素子Ｑ３を流れる時の損失を軽減することができる。

なお、本発明は、実施例１乃至６の多出力スイッチング電源装置に限定されるものではない。例えば、実施例２の制御回路１１ａは、パルス電圧が印加される期間にスイッチング素子Ｑ３をオンさせ、パルス電圧の立ち上がりに同期してスイッチング素子Ｑ３をオフさせ、第２出力Ｖｏ２に基づき、スイッチング素子Ｑ３がオフしている期間を調整したが、例えば、制御回路は、パルス電圧が印加される期間にスイッチング素子Ｑ３をオンさせ、パルス電圧が印加されていない期間に所定の時間経過後スイッチング素子Ｑ３をオフさせ第２出力Ｖｏ２に基づき、スイッチング素子Ｑ３がオフしている期間を調整しても良い。

この場合、制御回路は、入力されるパルス電圧が印加されない期間に所定の時間経過後スイッチング素子Ｑ３をオフさせ、パルス電圧が印加される期間に所定の時間経過してからスイッチング素子Ｑ３をオンさせるので、パルス電圧が印加されてからスイッチング素子Ｑ３のオフ期間を制御すると、トランスＴ２の励磁電流、即ち、電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電電流を制御できる。

これにより、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２のパルス電圧を整流平滑した第２出力Ｖｏ２を調整する。また、パルス電圧が印加されない期間に、トランスＴ２の励磁エネルギーがリセットされ、その後、電流共振コンデンサＣｒｉ２の放電による共振電流により逆方向に励磁されるが、この共振電流はスイッチング素子Ｑ３のボディーダイオードを流れるので、この期間にスイッチング素子Ｑ３をオフする。スイッチング素子Ｑ３に電圧が印加されていないので、スイッチングロスがない。

また、制御回路は、第２出力Ｖｏ２に基づきスイッチング素子Ｑ３がオフしている期間を調整するので、負荷変動があっても出力を安定化することができる。

本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の第２制御回路の例を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の出力Ｖｏ２が重負荷の時及び軽負荷の時の波形図である。 本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 従来の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来の多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ 商用電源
２ 全波整流回路
５ 帰還回路
１０ 制御回路
１１ 第２の制御回路
１２ レギュレータ
１１０ ＲＳＦ／Ｆ
Ｑ１ 第１スイッチング素子
Ｑ２ 第２スイッチング素子
Ｑ３ 第３スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１１ 平滑コンデンサ
Ｃｒｉ，Ｃｒｉ２ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ１１ ダイオード
Ｌｒ１ 第１共振リアクトル
Ｌｒ２ 第２共振リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ トランス
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３ 抵抗
Ｐ１，Ｐ２ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
ＣＭＰ コンパレータ
ＥＡＭＰ 誤差増幅器

Claims (7)

1. 直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、
   電流共振コンデンサとトランスの一次巻線とスイッチング素子とからなり、前記電圧発生回路で発生したパルス電圧が印加される直列共振回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
   前記直流出力電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
2. 前記制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記スイッチング素子をオンさせ、前記パルス電圧の立ち上がりに同期して前記スイッチング素子をオフさせ、前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオフしている期間を調整することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
3. 前記制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記スイッチング素子をオンさせ、前記パルス電圧が印加されていない期間に所定の時間経過後前記スイッチング素子をオフさせ前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオフしている期間を調整することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
4. 前記直列共振回路の前記電流共振コンデンサと前記トランスの一次巻線との直列回路に並列に、回生用のダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
5. 前記制御回路は、前記パルス電圧の立ち下がりに同期して前記スイッチング素子をオンさせ、前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする請求項４記載の多出力スイッチング電源装置。
6. 前記制御回路は、前記パルス電圧の立ち上がりに同期して前記スイッチング素子をオンさせ、前記直流出力電圧に基づき、前記スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする請求項４記載の多出力スイッチング電源装置。
7. 前記電圧発生回路は、
   前記直流電源の両極間に直列に接続され、オンオフすることによりパルス電圧を発生する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続された第１トランスの一次巻線と第１電流共振コンデンサからなる第１直列共振回路とを有し、
   前記直列共振回路は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のオンオフにより発生したパルス電圧又は前記第１トランスに発生したパルス電圧が印加され、
   さらに、前記第１トランスの二次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、
   前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオンオフさせる第１制御回路と、
   を有することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。

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