JP2007028751A

JP2007028751A - 多出力スイッチング電源装置

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Publication number: JP2007028751A
Application number: JP2005205407A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Kyono; 羊一京野
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2005-07-14
Filing date: 2005-07-14
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2025-07-14
Also published as: JP4852910B2

Abstract

【課題】電圧可変があっても複数の出力の安定化を図る。
【解決手段】整流器２の出力両端に接続されたチョークコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ３との直列回路と、Ｌ１とＱ３との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ３のカソードと整流器間に接続された平滑コンデンサＣ３と、Ｃ３の両端電圧が所定電圧となるようにＱ３を制御する制御回路１１ａと、Ｃ３の両端に接続された、交互にオン／オフするＱ１とＱ２との直列回路と、Ｑ２の両端に接続された一次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの共振回路と、第１の二次巻線Ｓ１に発生する電圧を整流平滑した第１出力電圧Ｖｏ１と第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧を整流平滑し第２出力電圧Ｖｏ２との一方の出力電圧に基づいてＱ１又はＱ２をＰＷＭ制御又は周波数制御させる制御回路１０とを備え、制御回路１１ａは、Ｖｏ１及びＶｏ２の他方の出力電圧に基づいてＣ３の両端電圧を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。

図８は従来の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。図８に示すスイッチング電源装置は、力率改善及び昇圧を行ない直流電圧を出力する昇圧チョッパー回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを有し、トランスから２出力を取り出す。

昇圧チョッパー回路において、交流電源１の交流電圧を整流する全波整流回路２の出力両端には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続されるとともに、チョークコイル（リアクトル）Ｌ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ５からなる直列回路が接続されている。

チョークコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ３との接続点には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードと全波整流回路２間には、平滑コンデンサＣ３が接続されている。平滑コンデンサＣ３の両端には、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ３は、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。制御回路１１は、平滑コンデンサＣ３の両端電圧が所定電圧となるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。

電流検出抵抗Ｒ５は、全波整流回路２の負極側出力端とスイッチング素子Ｑ３の一端及び平滑コンデンサＣ３の一端との間に接続され、全波整流回路２に流れる入力電流を検出する。制御回路１１は、図９に示すように、出力電圧検出オペアンプ１１１、乗算器１１２、電流検出オペアンプ１１３、パルス幅変調器１１４を有して構成される。

出力電圧検出オペアンプ１１１は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した分圧電圧（平滑コンデンサＣ３の電圧に対応）と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し、誤差電圧を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、出力電圧検出オペアンプ１１１からの誤差電圧と全波整流回路２からの全波整流電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧とを乗算して乗算出力電圧を電流検出オペアンプ１１３に出力する。

電流検出オペアンプ１１３は、電流検出抵抗Ｒ５で検出した入力電流に比例した電圧と乗算器１１２からの乗算出力電圧との誤差を増幅し、誤差電圧を生成してこの誤差電圧を比較入力信号としてパルス幅変調器１１４に出力する。

パルス幅変調器１１４は、三角波信号と電流検出オペアンプ１１３からの比較入力信号とを入力し、比較入力信号の値が三角波信号の値以上のときに例えばオンで、比較入力信号の値が三角波信号の値未満のときに例えばオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチング素子Ｑ３のゲートに印加する。

即ち、交流電源１の入力電圧（交流電圧）を全波整流回路２で整流した全波整流電圧は、半サイクル毎に正弦波の形をしている。乗算器１１２は、全波整流回路２からの半サイクル正弦波電圧を入力し、また、出力電圧検出オペアンプ１１１からの電圧を入力し、この２つの電圧を乗算して正弦波の大きさを変えて出力する。電流検出オペアンプ１１３は、全波整流回路２からの半サイクル正弦波電圧と入力電流によって発生した電流検出抵抗Ｒ５に比例した電圧Ｖとを比較して、入力電流が半サイクルの正弦波になるように制御している。このため、電流検出抵抗Ｒ５に流れる入力電流を半サイクル毎に交流電源１の入力電圧と相似形の正弦波にすることができるので、力率を改善できる。

また、平滑コンデンサＣ３の両端電圧が何らかの理由で上昇し、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上になると、出力電圧検出オペアンプ１１１の出力信号は低下する。このため、パルス幅変調器１１４に入力される比較入力信号も低下するので、パルス幅変調器１１４からスイッング素子Ｑ３に出力されるパルス信号のオン幅が小さくなるから、平滑コンデンサＣ３の両端電圧の上昇が抑制される。即ち、平滑コンデンサＣ３の出力電圧を所定の電圧に制御できる。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。平滑コンデンサＣ３の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ２には並列に、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）と電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路と電圧共振コンデンサＣｒｖとが接続されている。リアクトルＬｒはトランスＴ１の一次二次間のリーケージインダクタンスでも良い。

トランスＴ１の一次巻線Ｐ１と第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）とは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる第１出力電圧回路が接続されている。この第１出力電圧回路は、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して第１出力電圧Ｖｏ１を図示しない負荷に出力する。

トランスＴ１の一次巻線Ｐ１と第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）とは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２には、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とからなる第２出力電圧回路が接続されている。この第２出力電圧回路は、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して第２出力電圧Ｖｏ２を図示しない負荷に出力する。

帰還回路５は、平滑コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点に接続され、平滑コンデンサＣ１の出力電圧を検出し、検出電圧を制御回路１０に出力する。制御回路１０は、帰還回路５からの検出電圧に基づき、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせることにより負荷の電圧を一定電圧に制御するようになっている。この場合、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の各ゲートにデッドタイムを持たせた電圧を印加し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。

次にこのように構成された従来の共振型の多出力スイッチング電源装置の動作を図１０のタイミングチャートを参照しながら説明する。

なお、図１０において、Ｖ_Ｑ２ｄｓはスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉ_Ｑ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインに流れる電流、Ｉ_Ｑ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、Ｉ_ＬｒｉはリアクトルＬｒに流れる電流、Ｖ_ｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、Ｉ_Ｄ１はダイオードＤ１に流れる電流、Ｖ_Ｄ１はダイオードＤ１の両端電圧、Ｉ_Ｄ２はダイオードＤ２に流れる電流を示している。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを有して交互にオン／オフするようになっている。

まず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１１〜ｔ１２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。

次に、スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ１２〜ｔ１４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が出力電圧Ｖｏ１に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーをリセットする。

スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとで分圧した電圧が印加される。そして、一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒによる共振電流が二次側へ送出され、ダイオードＤ１に電流Ｉ_Ｄ１が流れる。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次側のみの共振動作となる。

また、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは互いに同極性で結合しているので、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、第２の二次巻線Ｓ２から出力電圧Ｖo２にエネルギーが送られて、出力電圧Ｖｏ２は、ほぼＶｏ１×Ｎ３／Ｎ２となる。

このスイッチング電源装置では、制御回路１０によりスイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させて電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を変えることで、二次側に送るエネルギー量を制御している。

なお、上述した従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１が知られている。
特開平１１−１８７６６１号

しかしながら、実際に第１の二次巻線Ｓ１、第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧は、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２よりダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧降下Ｖｆだけ高い電圧が発生する。このため、それぞれの出力の負荷変動によるＶｆの変化によりクロスレギュレーションが悪化することがあった。

さらに、出力電圧Ｖｏ１に電圧可変の仕様のある電源では、出力電圧Ｖｏ１の電圧変化に比例して出力電圧Ｖｏ２も変化してしまうため、巻線から直接、複数出力を取り出すことが不可能となる。

本発明は、わずかな部品の追加のみで効率を著しく悪化させることなく、出力電圧可変があっても複数の出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、交流電圧を整流する整流器と、リアクトルと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子を制御することにより前記整流器の整流電圧を高周波交流電圧に変換する第１制御回路と変換した高周波交流電圧を第１直流電圧に変換するダイオードとコンデンサとからなる整流平滑回路とを有する第１電圧変換器と、前記第１直流電圧を第２及び第３直流電圧に変換する１以上のスイッチング素子と１以上のスイッチング素子を制御する第２制御回路と前記１以上のスイッチング素子に接続された一次巻線と１以上の二次巻線を有するトランスと、前記トランスの１以上の二次巻線に発生する電圧を整流平滑する複数の整流平滑回路とを有する第２電圧変換器とを備え、前記第２制御回路は、前記第２電圧変換器の前記第２及び第３直流電圧の内の一方の直流電圧の帰還により前記第２電圧変換器の一方の直流電圧を制御し、前記第１制御回路は、前記第２電圧変換器の他方の直流電圧の帰還により前記第１電圧変換器の直流電圧を制御することにより、前記第２電圧変換器の他方の直流電圧を制御することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記第２電圧変換器の複数の整流平滑回路は、前記１以上のスイッチング素子の内の１つのスイッチング素子がオン期間に一方の整流平滑回路を通してエネルギーを伝達し、前記１つのスイッチング素子がオフ期間に他方の整流平滑回路を通してエネルギーを伝達することを特徴とする。

本発明によれば、第２制御回路は、第２電圧変換器の第２及び第３直流電圧の内の一方の直流電圧の帰還により第２電圧変換器の一方の直流電圧を制御し、第１制御回路は、第２電圧変換器の他方の直流電圧の帰還により第１電圧変換器の直流電圧を制御することにより、第２電圧変換器の他方の直流電圧を制御するので、わずかな部品の追加のみで効率を著しく悪化させることなく、電圧可変があっても複数の出力の安定化を図ることができる。

以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例１の多出力スイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏ１からの帰還により制御回路１０によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御し、出力電圧Ｖｏ２からの帰還により制御回路１１ａにより昇圧チョッパー回路の出力電圧を制御することにより、出力電圧Ｖｏ２を制御することを特徴とする。

制御回路１０は、帰還回路５からの出力電圧Ｖｏ１の検出信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。即ち、制御回路１０は、帰還回路５からの出力電圧Ｖｏ１の検出信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２をＰＷＭ制御又は周波数制御することにより、電流共振コンデンサＣｒｉの充電電圧を変え、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に出力電圧Ｖｏ１へ送るエネルギー量の制御を行う。ここでは、制御回路１０は、帰還回路５からの出力電圧Ｖｏ１に基づいて、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を制御する。

帰還回路６は、平滑コンデンサＣ２とダイオードＤ２との接続点に接続され、平滑コンデンサＣ２の出力電圧を検出し、検出電圧を制御回路１１ａに出力する。制御回路１１ａは、帰還回路６からの検出電圧に基づき、昇圧チョッパー回路内の平滑コンデンサＣ３の両端電圧を制御することにより、出力電圧Ｖｏ２を制御する。

制御回路１１ａは、図２に示すように、乗算器１１２ａ、電流検出オペアンプ１１３、パルス幅変調器１１４を有して構成される。

乗算器１１２ａは、帰還回路６からの検出電圧と全波整流回路２からの全波整流電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧とを乗算して乗算出力電圧を電流検出オペアンプ１１３に出力する。電流検出オペアンプ１１３、パルス幅変調器１１４は、図９に示すものと同一である。

また、制御回路１１ａが帰還回路６からの電圧に応じて平滑コンデンサＣ３の両端電圧を制御するため、図１では、図８に示す抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが削除されている。

図１に示すその他の構成は、図８に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。

次にこのように構成された実施例１の多出力スイッチング電源装置の動作を図４及び図５のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図４及び図５において、Ｖ_Ｓ２は第２の二次巻線Ｓ２の両端電圧を示している。

まず、図４に示すタイミングチャートを参照しながら、出力電圧Ｖｏ１を上昇させたときの動作を説明する。

まず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１〜ｔ２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。また、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が出力電圧Ｖｏ２に送られる。

また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、平滑コンデンサＣ３の電圧と電流共振コンデンサＣｒｉの電圧との差の電圧を、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとで分圧した電圧が印加され、この電圧がＶｏ２×Ｎ１／Ｎ３でクランプされている期間に、二次側の出力電圧Ｖｏ２にエネルギーを送る。

次に、スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が出力電圧Ｖｏ１に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーをリセットする。

例えば、出力電圧Ｖｏ１を上昇させると、制御回路１０は、帰還回路５からの出力信号の上昇に応じて、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を長くする（例えば、時刻ｔ７〜ｔ８）。このため、電流共振コンデンサＣｒｉの充電電圧が大きくなるので、スイッチング素子Ｑ２のオン期間には、出力電圧Ｖｏ１へ送るエネルギー量が大きくなる。このため、出力電圧Ｖｏ１は上昇した電圧に安定化できる。

なお、このとき、出力電圧Ｖｏ１を上昇させたことにより、コンデンサＣｒｉの電圧Ｖｃｒｉが上昇し、二次巻線Ｓ２の電圧が低下するが、帰還回路６から制御回路１１ａへの信号により出力電圧Ｖｏ２が所定の電圧になるように平滑コンデンサＣ３の電圧を上昇させる。その結果、第２の二次巻線Ｓ２の両端電圧Ｖ_Ｓ２及び出力電圧Ｖｏ２は、出力電圧Ｖｏ１の上昇に関係なく一定電圧となる。

次に、図５に示すように、出力電圧Ｖｏ２を上昇させたときには、制御回路１１ａ内の乗算器１１２ａは、帰還回路６からの出力電圧Ｖｏ２と全波整流回路２からの全波整流電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧とを乗算して乗算出力電圧を電流検出オペアンプ１１３に出力する。

このため、出力電圧Ｖｏ２の上昇に応じて、乗算器１１２ａの出力及び電流検出オペアンプ１１３の出力も上昇する。その結果、パルス幅変調器１１４に入力される比較入力信号も上昇するので、パルス幅変調器１１４からスイッング素子Ｑ３に出力されるパルス信号のオン幅が長くなるから、平滑コンデンサＣ３の両端電圧が上昇される。即ち、図５に示すように、ＰＦＣ出力電圧が時刻ｔ７以降に上昇する。

このＰＦＣ出力電圧の上昇に伴って、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖ_Ｑ２ｄｓと第２の二次巻線Ｓ２の両端電圧Ｖ_Ｓ２も上昇する。このため、出力電圧Ｖｏ２は、上昇した電圧に安定化できる。例えば、出力電圧Ｖｏ２の負荷が重くなった場合や、出力電圧Ｖｏ２を上昇させる場合には、昇圧チョッパー回路の出力電圧を上昇させることにより、出力電圧Ｖｏ２へ送るエネルギー量を増加させて、出力電圧Ｖｏ２の電圧を制御することができる。

また、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖ_Ｑ２ｄｓが上昇するため、制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を短く制御（時刻ｔ７〜時刻ｔ８の時間は時刻ｔ１〜時刻ｔ２の時間よりも短い。）することにより、出力電圧Ｖｏ１を一定電圧に制御することができる。

このように実施例１の多出力スイッチング電源装置によれば、逆極性で巻回された２つの二次巻線から取り出される２つの出力のそれぞれの帰還信号により、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のデューティと前段の昇圧チョッパー回路の出力電圧をそれぞれ制御することにより、わずかな部品の追加のみで効率を著しく悪化させることなく、一方の出力電圧又は両方の出力電圧の可変があっても複数の出力の安定化を図ることができる。また、実装面積の増大を伴うことなく２つの出力の定電圧制御を実現できる。

また、２つの出力ともに電流共振動作となるので、二次側に降圧チョッパー回路などで定電圧化するよりもノイズへの影響も少ない。また、単出力の場合に比べてスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の両方のオン期間に二次側にエネルギーを送るため、二次側整流ダイオードＤ１，Ｄ２に発生するサージ電圧が他方の出力電圧の巻数比倍の電圧でクランプされるという利点もある。

また、従来の電流共振型のスイッチング電源装置では、二次側へ送る電流を電流共振コンデンサＣｒｉとの一定の周波数の共振電流にするために、一次巻線と二次巻線との結合を疎結合とし、一次及び二次巻線間のリーケージインダクタンスを大きくしている。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ１には、図１１に示すようなサージ電圧が発生していた。

実施例１の多出力スイッチング電源装置によれば、一次及び二次巻線間が疎結合でも第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２間を密結合とすることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時の第１の二次巻線Ｓ１の電圧Ｖｏ１は、（Ｖｏ２＋Ｖｆ）×Ｎ２／Ｎ３でクランプされるため、ダイオードＤ１に発生するサージ電圧を抑制することができる。

図３は実施例１の多出力スイッチング電源装置に設けられたトランスの構造を示す図である。

図３に示すトランスは、磁性体からなる日の字状のコア３０の中央脚３０ａに、円筒状のボビン３２が取り付けられ、このボビン３２に一次巻線Ｐ１を巻回し、この一次巻線Ｐ１上に第１の二次巻線Ｓ１を巻回し、この第１の二次巻線Ｓ１上に第２の二次巻線Ｓ２を巻回している。

また、一次巻線Ｐ１と第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２の巻き位置を巻枠に対してずらし、一次巻線Ｐ１と第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２とを疎結合とし、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２との巻き位置を揃えることにより、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とを密結合させている。

即ち、トランスの一次巻線Ｐ１と第１の二次巻線Ｓ１間、及びトランスの一次巻線Ｐ１と第２の二次巻線Ｓ２間がエネルギー伝送時に電流共振コンデンサＣｒｉとで特定の共振周波数の共振電流となるようなリーケージインダクタンスを有するように疎結合とし、トランスの第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２間が密結合としている。

図６は実施例２の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１に示す実施例１の多出力スイッチング電源装置では、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に出力電圧Ｖｏ１にエネルギーを伝送する極性を有し、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に出力電圧回路Ｖｏ２にエネルギーを伝送する極性を有していた。

これに対して、図６に示す実施例２の多出力スイッチング電源装置は、二次巻線を１つにした場合の実施例で、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にダイオードＤ２，Ｄ２´とコンデンサＣ２からなる整流平滑回路を通して出力電圧Ｖｏ２にエネルギーを伝送し、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にダイオードＤ１，Ｄ１´とコンデンサＣ１からなる整流平滑回路を通して出力電圧Ｖｏ１にエネルギーを伝送することを特徴とする。

図６に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であるので、その詳細は省略する。

このような実施例２の多出力スイッチング電源装置によれば、実施例１の多出力スイッチング電源装置の動作と略同様に動作し、同様な効果が得られる。

図７は実施例３の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１に示す実施例１の多出力スイッチング電源装置では、ＤＣ−ＤＣ変換部を共振型のＤＣ−ＤＣ変換器としたが、実施例３では、ＤＣ−ＤＣ変換部をＲＣＣ（Ringing Choke Converter）型とした例である。即ち、平滑コンデンサＣ３の両端に、トランスの一次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑ２´との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ２´のオン期間にダイオードＤ２，Ｄ２´とリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とからなる整流平滑回路を通して出力電圧Ｖｏ２にエネルギーが伝送され、スイッチング素子Ｑ２´のオフ期間にダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる整流平滑回路を通して出力電圧Ｖｏ１にエネルギーが伝送される。

実施例３の多出力スイッチング電源装置では、出力電圧Ｖｏ１からの帰還により制御回路１０´によりスイッチング素子Ｑ２´の制御を行い、出力電圧Ｖｏ２からの帰還により制御回路１１ａにより昇圧チョッパー回路の出力電圧の制御を行うことを特徴とする。

図７に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であるので、その詳細は省略する。

このような実施例３の多出力スイッチング電源装置によれば、共振型のＤＣ−ＤＣ変換器以外であっても、実施例１の多出力スイッチング電源装置の動作と略同様に動作し、同様な効果が得られる。
なお、本発明は実施例１乃至実施例３に限定されるものではない。実施例１乃至実施例３では、スイッチング素子Ｑ２の両端に、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１との直列回路を接続したが、例えば、スイッチング素子Ｑ１の両端に、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１との直列回路を接続しても良い。

また、実施例１では、スイッチング素子Ｑ２の両端に、電圧共振コンデンサＣｒｖを接続したが、例えばスイッチング素子Ｑ１の両端に、電圧共振コンデンサＣｒｖを接続しても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。

実施例１の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例１の多出力スイッチング電源装置の力率改善用の制御回路の詳細及びその周辺回路を示す回路構成図である。実施例１の多出力スイッチング電源装置に設けられたトランスの構造を示す図である。実施例１の多出力スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏ１を上昇させたときの各部における信号のタイミングチャートである。実施例１の多出力スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏ２を上昇させたときの各部における信号のタイミングチャートである。実施例２の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例３の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。従来の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。従来の多出力スイッチング電源装置の力率改善用の制御回路の詳細及びその周辺回路を示す回路構成図である。従来の多出力スイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

１交流電源
２全波整流回路
５，６帰還回路
１０，１１，１１ａ制御回路
Ｄ１〜Ｄ３ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３平滑コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ５抵抗
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３スイッチング素子
Ｃｒｉ電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ電圧共振コンデンサ
Ｌ１チョークコイル
Ｌｒリアクトル
Ｔ１トランス
Ｐ１一次巻線
Ｓ１第１の二次巻線
Ｓ２第２の二次巻線

Claims

交流電圧を整流する整流器と、
リアクトルと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子を制御することにより前記整流器の整流電圧を高周波交流電圧に変換する第１制御回路と変換した高周波交流電圧を第１直流電圧に変換するダイオードとコンデンサとからなる整流平滑回路とを有する第１電圧変換器と、
前記第１直流電圧を第２及び第３直流電圧に変換する１以上のスイッチング素子と１以上のスイッチング素子を制御する第２制御回路と前記１以上のスイッチング素子に接続された一次巻線と１以上の二次巻線を有するトランスと、前記トランスの１以上の二次巻線に発生する電圧を整流平滑する複数の整流平滑回路とを有する第２電圧変換器とを備え、
前記第２制御回路は、前記第２電圧変換器の前記第２及び第３直流電圧の内の一方の直流電圧の帰還により前記第２電圧変換器の一方の直流電圧を制御し、
前記第１制御回路は、前記第２電圧変換器の他方の直流電圧の帰還により前記第１電圧変換器の直流電圧を制御することにより、前記第２電圧変換器の他方の直流電圧を制御することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
前記第２電圧変換器の複数の整流平滑回路は、前記１以上のスイッチング素子の内の１つのスイッチング素子がオン期間に一方の整流平滑回路を通してエネルギーを伝達し、前記１つのスイッチング素子がオフ期間に他方の整流平滑回路を通してエネルギーを伝達することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。