JPH11187661A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH11187661A JPH11187661A JP35065697A JP35065697A JPH11187661A JP H11187661 A JPH11187661 A JP H11187661A JP 35065697 A JP35065697 A JP 35065697A JP 35065697 A JP35065697 A JP 35065697A JP H11187661 A JPH11187661 A JP H11187661A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数の出力電圧の正確な調整が可能で電力損
失が少なくかつ効率の高い複数出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供する。 【解決手段】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータで
は、トランス４の２次巻線４aと並列に補助トランス３
１の１次巻線３１aを接続し、補助トランス３１の２次
巻線３１bに発生する交流電圧を第２の整流平滑回路１
６により整流平滑して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出
力端子８間から直流出力電圧ＶO2を取り出す。これによ
り、補助トランス３１の２次巻線３１bの巻数１ターン
当たりの電圧が小さくなるので、補助トランス３１の２
次巻線３１bから第２の整流平滑回路１６を介して出力
される直流出力電圧ＶO2を正確に調整できる。したがっ
て、膨大な電力損失を発生するドロッパ回路等の出力電
圧調整手段が不要となるので、複数出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電力損失を削減して効率を向上できる。
失が少なくかつ効率の高い複数出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供する。 【解決手段】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータで
は、トランス４の２次巻線４aと並列に補助トランス３
１の１次巻線３１aを接続し、補助トランス３１の２次
巻線３１bに発生する交流電圧を第２の整流平滑回路１
６により整流平滑して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出
力端子８間から直流出力電圧ＶO2を取り出す。これによ
り、補助トランス３１の２次巻線３１bの巻数１ターン
当たりの電圧が小さくなるので、補助トランス３１の２
次巻線３１bから第２の整流平滑回路１６を介して出力
される直流出力電圧ＶO2を正確に調整できる。したがっ
て、膨大な電力損失を発生するドロッパ回路等の出力電
圧調整手段が不要となるので、複数出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電力損失を削減して効率を向上できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバー
タ、特に複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータに関するもの
である。
タ、特に複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】直流電源からの直流入力電圧を１個又は
複数個のスイッチング素子のオン・オフ動作により断続
してトランスの１次巻線に印加し、トランスの２次巻線
又は１次巻線に発生する交流電圧を整流平滑回路により
整流平滑して直流出力電圧を取り出すＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、従来より無停電電源装置（ＵＰＳ）等の電源機
器やパーソナルコンピュータ等の電子・情報機器の駆動
用又はバックアップ用の電源装置の分野で広く使用され
ている。例えば、図５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タとしてのハーフブリッジ方式の電流共振型コンバータ
は、商用交流電源とコンデンサ入力型整流平滑回路若し
くは乾電池又は蓄電池から構成される直流電源１と、直
流電源１の両端に直列接続された第１及び第２のスイッ
チング素子としての第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、
３と、１次巻線４aとそれぞれ巻数の異なる第１及び第
２の２次巻線４b、４cとを有するトランス４と、第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各々に対して直列に接
続されたトランス４の１次巻線４a及び電流共振用コン
デンサ５と、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３と並列に接続され
た電圧共振用コンデンサ６と、トランス４の第１の２次
巻線４bと第１の直流出力端子７及び０Ｖ出力端子８と
の間に接続された整流ダイオード９、１０及び平滑コン
デンサ１１から成る第１の整流平滑回路１２と、トラン
ス４の第２の２次巻線４cに接続された整流ダイオード
１３、１４及び平滑コンデンサ１５から成る第２の整流
平滑回路１６と、第２の整流平滑回路１６の平滑コンデ
ンサ１５と第２の直流出力端子１７及び０Ｖ出力端子８
との間に接続された三端子レギュレータ１８及び発振防
止用コンデンサ１９から成るドロッパ回路２０とを備え
ている。また、トランス４は漏洩インダクタンスを有す
るリーケージトランスが使用され、漏洩インダクタンス
により１次巻線４aと直列に図示しない電流共振用リア
クトルが形成される。第１の整流平滑回路１２の平滑コ
ンデンサ１１と第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の
各ゲート端子との間には制御回路２１が設けられ、第１
の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間の第１の直流出力
電圧ＶO1に応じて第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
の各ゲート端子に付与する各オン・オフ制御信号ＶG1、
ＶG2のオン期間又はオフ期間を制御する。
複数個のスイッチング素子のオン・オフ動作により断続
してトランスの１次巻線に印加し、トランスの２次巻線
又は１次巻線に発生する交流電圧を整流平滑回路により
整流平滑して直流出力電圧を取り出すＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、従来より無停電電源装置（ＵＰＳ）等の電源機
器やパーソナルコンピュータ等の電子・情報機器の駆動
用又はバックアップ用の電源装置の分野で広く使用され
ている。例えば、図５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タとしてのハーフブリッジ方式の電流共振型コンバータ
は、商用交流電源とコンデンサ入力型整流平滑回路若し
くは乾電池又は蓄電池から構成される直流電源１と、直
流電源１の両端に直列接続された第１及び第２のスイッ
チング素子としての第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、
３と、１次巻線４aとそれぞれ巻数の異なる第１及び第
２の２次巻線４b、４cとを有するトランス４と、第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各々に対して直列に接
続されたトランス４の１次巻線４a及び電流共振用コン
デンサ５と、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３と並列に接続され
た電圧共振用コンデンサ６と、トランス４の第１の２次
巻線４bと第１の直流出力端子７及び０Ｖ出力端子８と
の間に接続された整流ダイオード９、１０及び平滑コン
デンサ１１から成る第１の整流平滑回路１２と、トラン
ス４の第２の２次巻線４cに接続された整流ダイオード
１３、１４及び平滑コンデンサ１５から成る第２の整流
平滑回路１６と、第２の整流平滑回路１６の平滑コンデ
ンサ１５と第２の直流出力端子１７及び０Ｖ出力端子８
との間に接続された三端子レギュレータ１８及び発振防
止用コンデンサ１９から成るドロッパ回路２０とを備え
ている。また、トランス４は漏洩インダクタンスを有す
るリーケージトランスが使用され、漏洩インダクタンス
により１次巻線４aと直列に図示しない電流共振用リア
クトルが形成される。第１の整流平滑回路１２の平滑コ
ンデンサ１１と第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の
各ゲート端子との間には制御回路２１が設けられ、第１
の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間の第１の直流出力
電圧ＶO1に応じて第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
の各ゲート端子に付与する各オン・オフ制御信号ＶG1、
ＶG2のオン期間又はオフ期間を制御する。
【０００３】図５の電流共振型コンバータの動作は次の
通りである。制御回路２１からの各オン・オフ制御信号
ＶG1、ＶG2により第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
を交互にオン・オフ動作させると、直流電源１からの直
流入力電圧ＶIが断続的にトランス４の１次巻線４a及び
電流共振用コンデンサ５の直列回路に印加される。これ
と共に、トランス４内に形成された電流共振用リアクト
ルと電流共振用コンデンサ５との共振作用により、トラ
ンス４の電流共振用リアクトル及び電流共振用コンデン
サ５で構成される直列共振回路に正弦波状の共振電流が
流れる。これにより、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３のターンオン時において、それぞれのＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２、３に共振電流が流れ、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
に流れるドレイン電流の立上りが正弦波状となる。ま
た、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のターンオフ
時には、トランス４の１次巻線４aと電圧共振用コンデ
ンサ６とが電圧共振して各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のドレ
イン−ソース端子間の電圧がそれぞれ０Ｖから緩やかに
上昇する。更に、トランス４の１次巻線４aに流れる電
流により第１及び第２の２次巻線４b、４cにそれぞれ電
圧値の異なる交流電圧が発生し、これらの交流電圧はそ
れぞれ第１及び第２の整流平滑回路１２、１６により整
流平滑され、第２の整流平滑回路１６の出力電圧はさら
にドロッパ回路２０により所定の電圧まで降圧され、第
１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間及び第２の直流
出力端子１７−０Ｖ出力端子８間からそれぞれ電圧値の
異なる第１及び第２の直流出力電圧ＶO1、ＶO2が出力さ
れる。なお、制御回路２１により、第１の直流出力端子
７−０Ｖ出力端子８間の第１の直流出力電圧ＶO1に応じ
て第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３に付与する各制
御信号ＶG1、ＶG2のオン期間又はオフ期間が制御される
ので、第１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間及び第
２の直流出力端子１３−０Ｖ出力端子８間からそれぞれ
電圧値の異なる安定化された第１及び第２の直流出力電
圧ＶO1、ＶO2を得ることができる。
通りである。制御回路２１からの各オン・オフ制御信号
ＶG1、ＶG2により第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
を交互にオン・オフ動作させると、直流電源１からの直
流入力電圧ＶIが断続的にトランス４の１次巻線４a及び
電流共振用コンデンサ５の直列回路に印加される。これ
と共に、トランス４内に形成された電流共振用リアクト
ルと電流共振用コンデンサ５との共振作用により、トラ
ンス４の電流共振用リアクトル及び電流共振用コンデン
サ５で構成される直列共振回路に正弦波状の共振電流が
流れる。これにより、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３のターンオン時において、それぞれのＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２、３に共振電流が流れ、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
に流れるドレイン電流の立上りが正弦波状となる。ま
た、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のターンオフ
時には、トランス４の１次巻線４aと電圧共振用コンデ
ンサ６とが電圧共振して各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のドレ
イン−ソース端子間の電圧がそれぞれ０Ｖから緩やかに
上昇する。更に、トランス４の１次巻線４aに流れる電
流により第１及び第２の２次巻線４b、４cにそれぞれ電
圧値の異なる交流電圧が発生し、これらの交流電圧はそ
れぞれ第１及び第２の整流平滑回路１２、１６により整
流平滑され、第２の整流平滑回路１６の出力電圧はさら
にドロッパ回路２０により所定の電圧まで降圧され、第
１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間及び第２の直流
出力端子１７−０Ｖ出力端子８間からそれぞれ電圧値の
異なる第１及び第２の直流出力電圧ＶO1、ＶO2が出力さ
れる。なお、制御回路２１により、第１の直流出力端子
７−０Ｖ出力端子８間の第１の直流出力電圧ＶO1に応じ
て第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３に付与する各制
御信号ＶG1、ＶG2のオン期間又はオフ期間が制御される
ので、第１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間及び第
２の直流出力端子１３−０Ｖ出力端子８間からそれぞれ
電圧値の異なる安定化された第１及び第２の直流出力電
圧ＶO1、ＶO2を得ることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示す
電流共振型コンバータでは、出力電力の増加と共にトラ
ンス４の電流共振用リアクトル及び電流共振用コンデン
サ５で構成される直列共振回路のインピーダンスを下げ
る必要がある。このため、出力電力を増加させる場合、
トランス４の漏洩インダクタンスの値を減少させるか又
は電流共振用コンデンサ５の静電容量を増加させる必要
がある。一般に、電流共振型コンバータで使用されるト
ランス４の漏洩インダクタンスの値はトランス４の各２
次巻線４b、４cの巻数に比例するため、一般的な電流共
振型コンバータでは出力電力の増加と共にトランス４の
各２次巻線４b、４cの巻数が減少する傾向がある。例え
ば、図５に示す電流共振型コンバータの出力電力が１５
０Ｗ程度でかつ第１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８
間の第１の直流出力電圧ＶO1が５Ｖであるとき、トラン
ス４の第１の２次巻線４bの一端から中間タップ及び中
間タップから他端までのそれぞれの巻数は１ターンとな
る。つまり、トランス４の第１の２次巻線４bの巻数１
ターン当たりの電圧が５Ｖ／ターンということになる。
ここで、第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端子８間の
第２の直流出力電圧ＶO2を１２Ｖとする場合、トランス
４の第２の２次巻線４cの一端から中間タップ及び中間
タップから他端までのそれぞれの巻数を１２／５＊１タ
ーン＝２.４ターンにする必要がある。しかしながら、
実際の巻線の巻数は整数倍の値しか取り得ないため、実
際的には３ターンとなる。この場合、第２の直流出力端
子１７−０Ｖ出力端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2が
１５Ｖとなるため、図５に示す電流共振型コンバータで
はトランス４の第２の２次巻線４cに発生する１５Ｖの
交流電圧を第２の整流平滑回路１６にて整流平滑した
後、ドロッパ回路２０により１２Ｖまで降圧している。
したがって、図５に示すような複数出力の電流共振型コ
ンバータの場合、トランス４の第１の２次巻線４bの巻
数１ターン当たりの電圧が５Ｖ／ターンと大きいため、
トランス４の各２次巻線４b、４cの電圧を正確に調整で
きない。このため、第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力
端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2を１２Ｖとするため
にドロッパ回路２０等の出力電圧調整手段が必要とな
り、回路構成が複雑となると共に部品点数が増加して製
造コストが高騰する欠点があった。また、ドロッパ回路
２０において膨大な電力損失を発生するため、複数出力
の電流共振型コンバータの効率が著しく低下する欠点が
あった。
電流共振型コンバータでは、出力電力の増加と共にトラ
ンス４の電流共振用リアクトル及び電流共振用コンデン
サ５で構成される直列共振回路のインピーダンスを下げ
る必要がある。このため、出力電力を増加させる場合、
トランス４の漏洩インダクタンスの値を減少させるか又
は電流共振用コンデンサ５の静電容量を増加させる必要
がある。一般に、電流共振型コンバータで使用されるト
ランス４の漏洩インダクタンスの値はトランス４の各２
次巻線４b、４cの巻数に比例するため、一般的な電流共
振型コンバータでは出力電力の増加と共にトランス４の
各２次巻線４b、４cの巻数が減少する傾向がある。例え
ば、図５に示す電流共振型コンバータの出力電力が１５
０Ｗ程度でかつ第１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８
間の第１の直流出力電圧ＶO1が５Ｖであるとき、トラン
ス４の第１の２次巻線４bの一端から中間タップ及び中
間タップから他端までのそれぞれの巻数は１ターンとな
る。つまり、トランス４の第１の２次巻線４bの巻数１
ターン当たりの電圧が５Ｖ／ターンということになる。
ここで、第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端子８間の
第２の直流出力電圧ＶO2を１２Ｖとする場合、トランス
４の第２の２次巻線４cの一端から中間タップ及び中間
タップから他端までのそれぞれの巻数を１２／５＊１タ
ーン＝２.４ターンにする必要がある。しかしながら、
実際の巻線の巻数は整数倍の値しか取り得ないため、実
際的には３ターンとなる。この場合、第２の直流出力端
子１７−０Ｖ出力端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2が
１５Ｖとなるため、図５に示す電流共振型コンバータで
はトランス４の第２の２次巻線４cに発生する１５Ｖの
交流電圧を第２の整流平滑回路１６にて整流平滑した
後、ドロッパ回路２０により１２Ｖまで降圧している。
したがって、図５に示すような複数出力の電流共振型コ
ンバータの場合、トランス４の第１の２次巻線４bの巻
数１ターン当たりの電圧が５Ｖ／ターンと大きいため、
トランス４の各２次巻線４b、４cの電圧を正確に調整で
きない。このため、第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力
端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2を１２Ｖとするため
にドロッパ回路２０等の出力電圧調整手段が必要とな
り、回路構成が複雑となると共に部品点数が増加して製
造コストが高騰する欠点があった。また、ドロッパ回路
２０において膨大な電力損失を発生するため、複数出力
の電流共振型コンバータの効率が著しく低下する欠点が
あった。
【０００５】そこで、本発明では複数の出力電圧の正確
な調整が可能で電力損失が少なくかつ効率の高い複数出
力のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
な調整が可能で電力損失が少なくかつ効率の高い複数出
力のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、直流電源からの直流入力電圧を１個又は
複数個のスイッチング素子のオン・オフ動作により断続
してトランスの１次巻線に印加し、前記トランスの１次
巻線に流れる電流により前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に発生する交流電圧を第１の整流平滑回路に
より整流平滑して第１の直流出力電圧を取り出す。この
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トランスの２次巻線又
は前記１次巻線と並列に補助トランスの１次巻線を接続
し、前記補助トランスの２次巻線に発生する交流電圧を
第２の整流平滑回路により整流平滑して第２の直流出力
電圧を取り出す。トランスの２次巻線又は１次巻線と並
列に補助トランスの１次巻線を接続することにより、補
助トランスの２次巻線の巻数１ターン当たりの電圧が小
さくなるので、補助トランスの２次巻線から第２の整流
平滑回路を介して出力される第２の直流出力電圧を正確
に調整できる。したがって、膨大な電力損失を発生する
ドロッパ回路等の出力電圧調整手段が不要となるので、
複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失を削減して
効率を向上することが可能となる。
コンバータは、直流電源からの直流入力電圧を１個又は
複数個のスイッチング素子のオン・オフ動作により断続
してトランスの１次巻線に印加し、前記トランスの１次
巻線に流れる電流により前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に発生する交流電圧を第１の整流平滑回路に
より整流平滑して第１の直流出力電圧を取り出す。この
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トランスの２次巻線又
は前記１次巻線と並列に補助トランスの１次巻線を接続
し、前記補助トランスの２次巻線に発生する交流電圧を
第２の整流平滑回路により整流平滑して第２の直流出力
電圧を取り出す。トランスの２次巻線又は１次巻線と並
列に補助トランスの１次巻線を接続することにより、補
助トランスの２次巻線の巻数１ターン当たりの電圧が小
さくなるので、補助トランスの２次巻線から第２の整流
平滑回路を介して出力される第２の直流出力電圧を正確
に調整できる。したがって、膨大な電力損失を発生する
ドロッパ回路等の出力電圧調整手段が不要となるので、
複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失を削減して
効率を向上することが可能となる。
【０００７】また、本発明の変更実施形態におけるＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記トランスに設けられた３次
巻線に補助トランスの１次巻線を接続し、前記補助トラ
ンスの２次巻線に発生する交流電圧を第２の整流平滑回
路により整流平滑して第２の直流出力電圧を取り出す。
トランスに設けられた３次巻線に補助トランスの１次巻
線を接続することにより、補助トランスの２次巻線の巻
数１ターン当たりの電圧が小さくなるので、補助トラン
スの２次巻線から第２の整流平滑回路を介して出力され
る第２の直流出力電圧を正確に調整できる。したがっ
て、膨大な電力損失を発生するドロッパ回路等の出力電
圧調整手段が不要となるので、複数出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電力損失を削減して効率を向上することが可
能となる。更に、この実施形態においてトランスの３次
巻線の電圧を高くした場合は、補助トランスの１次巻線
に流れる電流を減少させることができるので、実際の配
線等のインピーダンスによる電力損失を最小限に抑えて
複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータの効率を更に向上する
ことが可能となる。
−ＤＣコンバータでは、前記トランスに設けられた３次
巻線に補助トランスの１次巻線を接続し、前記補助トラ
ンスの２次巻線に発生する交流電圧を第２の整流平滑回
路により整流平滑して第２の直流出力電圧を取り出す。
トランスに設けられた３次巻線に補助トランスの１次巻
線を接続することにより、補助トランスの２次巻線の巻
数１ターン当たりの電圧が小さくなるので、補助トラン
スの２次巻線から第２の整流平滑回路を介して出力され
る第２の直流出力電圧を正確に調整できる。したがっ
て、膨大な電力損失を発生するドロッパ回路等の出力電
圧調整手段が不要となるので、複数出力のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電力損失を削減して効率を向上することが可
能となる。更に、この実施形態においてトランスの３次
巻線の電圧を高くした場合は、補助トランスの１次巻線
に流れる電流を減少させることができるので、実際の配
線等のインピーダンスによる電力損失を最小限に抑えて
複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータの効率を更に向上する
ことが可能となる。
【０００８】前記２つの形態のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記補助トランスに電圧調整用巻線を設け、該
電圧調整用巻線を前記トランスの２次巻線又は前記１次
巻線に対して逆極性で直列に接続し、前記トランスの２
次巻線又は前記１次巻線に発生する交流電圧と前記補助
トランスの電圧調整用巻線に発生する交流電圧との差電
圧を第３の整流平滑回路により整流平滑して前記第１の
直流出力電圧より低い第３の直流出力電圧を取り出す場
合は、前記トランスの２次巻線又は前記１次巻線に発生
する交流電圧とは逆位相の交流電圧が補助トランスの電
圧調整用巻線に発生するので、比較的大きな容量で第１
の直流出力電圧より低い第３の直流出力電圧を得ること
ができる。これとは逆に、前記補助トランスの電圧調整
用巻線を前記トランスの２次巻線又は前記１次巻線に対
して同極性で直列に接続し、前記トランスの２次巻線又
は前記１次巻線に発生する交流電圧と前記補助トランス
の電圧調整用巻線に発生する交流電圧との和電圧を第３
の整流平滑回路により整流平滑して前記第１の直流出力
電圧より高い第３の直流出力電圧を取り出す場合は、前
記トランスの２次巻線又は前記１次巻線に発生する交流
電圧と同位相の交流電圧が補助トランスの電圧調整用巻
線に発生するので、比較的大きな容量で第１の直流出力
電圧より高い第３の直流出力電圧を得ることができる。
おいて、前記補助トランスに電圧調整用巻線を設け、該
電圧調整用巻線を前記トランスの２次巻線又は前記１次
巻線に対して逆極性で直列に接続し、前記トランスの２
次巻線又は前記１次巻線に発生する交流電圧と前記補助
トランスの電圧調整用巻線に発生する交流電圧との差電
圧を第３の整流平滑回路により整流平滑して前記第１の
直流出力電圧より低い第３の直流出力電圧を取り出す場
合は、前記トランスの２次巻線又は前記１次巻線に発生
する交流電圧とは逆位相の交流電圧が補助トランスの電
圧調整用巻線に発生するので、比較的大きな容量で第１
の直流出力電圧より低い第３の直流出力電圧を得ること
ができる。これとは逆に、前記補助トランスの電圧調整
用巻線を前記トランスの２次巻線又は前記１次巻線に対
して同極性で直列に接続し、前記トランスの２次巻線又
は前記１次巻線に発生する交流電圧と前記補助トランス
の電圧調整用巻線に発生する交流電圧との和電圧を第３
の整流平滑回路により整流平滑して前記第１の直流出力
電圧より高い第３の直流出力電圧を取り出す場合は、前
記トランスの２次巻線又は前記１次巻線に発生する交流
電圧と同位相の交流電圧が補助トランスの電圧調整用巻
線に発生するので、比較的大きな容量で第１の直流出力
電圧より高い第３の直流出力電圧を得ることができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータをハーフブリッジ方式の電流共振型コンバータ
に適用した場合の一実施形態を図１に基づいて説明す
る。但し、図１では図５に示す箇所と実質的に同一の部
分には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施
形態の電流共振型コンバータは、図１に示すように、図
５に示すハーフブリッジ方式の電流共振型コンバータに
おいて、トランス４の第２の２次巻線４c及びドロッパ
回路２０を省略し、トランス４の第１の２次巻線４b
（以降の説明では単に２次巻線４bとする）と並列に補
助トランス３１の１次巻線３１aを接続し、補助トラン
ス３１の２次巻線３１bと第２の直流出力端子１７との
間に整流ダイオード１３、１４及び平滑コンデンサ１５
から成る第２の整流平滑回路１６を接続したものであ
る。その他の構成は、図５に示す電流共振型コンバータ
と略同様である。
ンバータをハーフブリッジ方式の電流共振型コンバータ
に適用した場合の一実施形態を図１に基づいて説明す
る。但し、図１では図５に示す箇所と実質的に同一の部
分には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施
形態の電流共振型コンバータは、図１に示すように、図
５に示すハーフブリッジ方式の電流共振型コンバータに
おいて、トランス４の第２の２次巻線４c及びドロッパ
回路２０を省略し、トランス４の第１の２次巻線４b
（以降の説明では単に２次巻線４bとする）と並列に補
助トランス３１の１次巻線３１aを接続し、補助トラン
ス３１の２次巻線３１bと第２の直流出力端子１７との
間に整流ダイオード１３、１４及び平滑コンデンサ１５
から成る第２の整流平滑回路１６を接続したものであ
る。その他の構成は、図５に示す電流共振型コンバータ
と略同様である。
【００１０】上記の構成において、出力電力が１５０Ｗ
程度でかつ第１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間の
第１の直流出力電圧ＶO1を５Ｖとするとき、トランス４
の２次巻線４bの一端から中間タップ及び中間タップか
ら他端までのそれぞれの巻数は１ターンとなる。このと
き、補助トランス３１の１次巻線３１aの巻数を１０タ
ーン程度にすれば、補助トランス３１の２次巻線３１b
の巻数１ターン当たりの電圧は１Ｖ／ターンとなる。し
たがって、補助トランス３１の２次巻線３１bの一端か
ら中間タップ及び中間タップから他端までのそれぞれの
巻数を１２ターンとすれば第２の直流出力端子１７−０
Ｖ出力端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2を１２Ｖとす
ることができる。また、第２の直流出力端子１７−０Ｖ
出力端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2が第１の直流出
力端子７−０Ｖ出力端子８間の第１の直流出力電圧ＶO1
よりも低い場合、例えばＶO1＝５Ｖ、ＶO2＝３Ｖとする
場合は、補助トランス３１の１次巻線３１aの巻数を２
０ターン程度にすれば、２次巻線３１bの巻数１ターン
当たりの電圧が０.５Ｖ／ターンとなるので、２次巻線
３１bの一端から中間タップ及び中間タップから他端ま
でのそれぞれの巻数を６ターンとすればよい。なお、本
実施形態の電流共振型コンバータの基本的な動作は、先
述の図５に示す電流共振型コンバータの動作と略同様で
あるので詳細な説明は省略する。
程度でかつ第１の直流出力端子７−０Ｖ出力端子８間の
第１の直流出力電圧ＶO1を５Ｖとするとき、トランス４
の２次巻線４bの一端から中間タップ及び中間タップか
ら他端までのそれぞれの巻数は１ターンとなる。このと
き、補助トランス３１の１次巻線３１aの巻数を１０タ
ーン程度にすれば、補助トランス３１の２次巻線３１b
の巻数１ターン当たりの電圧は１Ｖ／ターンとなる。し
たがって、補助トランス３１の２次巻線３１bの一端か
ら中間タップ及び中間タップから他端までのそれぞれの
巻数を１２ターンとすれば第２の直流出力端子１７−０
Ｖ出力端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2を１２Ｖとす
ることができる。また、第２の直流出力端子１７−０Ｖ
出力端子８間の第２の直流出力電圧ＶO2が第１の直流出
力端子７−０Ｖ出力端子８間の第１の直流出力電圧ＶO1
よりも低い場合、例えばＶO1＝５Ｖ、ＶO2＝３Ｖとする
場合は、補助トランス３１の１次巻線３１aの巻数を２
０ターン程度にすれば、２次巻線３１bの巻数１ターン
当たりの電圧が０.５Ｖ／ターンとなるので、２次巻線
３１bの一端から中間タップ及び中間タップから他端ま
でのそれぞれの巻数を６ターンとすればよい。なお、本
実施形態の電流共振型コンバータの基本的な動作は、先
述の図５に示す電流共振型コンバータの動作と略同様で
あるので詳細な説明は省略する。
【００１１】以上のように、本実施形態ではトランス４
の２次巻線４bと並列に補助トランス３１の１次巻線３
１aを接続することにより、補助トランス３１の２次巻
線３１bの巻数１ターン当たりの電圧を小さくできるの
で、補助トランス３１の２次巻線３１bから第２の整流
平滑回路１６を介して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出
力端子８間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2を正確
に調整できる。したがって、図５に示すドロッパ回路２
０等の出力電圧調整手段が不要となるので、複数出力の
電流共振型コンバータの電力損失を削減して効率を向上
することが可能となる。
の２次巻線４bと並列に補助トランス３１の１次巻線３
１aを接続することにより、補助トランス３１の２次巻
線３１bの巻数１ターン当たりの電圧を小さくできるの
で、補助トランス３１の２次巻線３１bから第２の整流
平滑回路１６を介して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出
力端子８間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2を正確
に調整できる。したがって、図５に示すドロッパ回路２
０等の出力電圧調整手段が不要となるので、複数出力の
電流共振型コンバータの電力損失を削減して効率を向上
することが可能となる。
【００１２】図１に示す実施形態の電流共振型コンバー
タは変更が可能である。例えば、図２に示す実施形態の
電流共振型コンバータは、図１に示す電流共振型コンバ
ータにおいて、補助トランス３１の２次巻線３１bの一
端から中間タップ及び中間タップから他端までのそれぞ
れの巻数を１２ターンから７ターンに変更して第２の整
流平滑回路１６の出力電圧を７Ｖとし、補助トランス３
１の２次巻線３１bの中間タップと第２の整流平滑回路
１６の平滑コンデンサ１５との接続点を第１の直流出力
端子７に接続して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端
子８間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2を５Ｖ＋７
Ｖ＝１２Ｖとしたものである。図２に示す電流共振型コ
ンバータでは、負荷電流の変化による出力電圧の変動が
第２の整流平滑回路１６の出力電圧（７Ｖ）に対しての
み発生するので、図１に示す電流共振型コンバータの場
合に比較して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端子８
間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2（１２Ｖ）の精
度が高い利点がある。
タは変更が可能である。例えば、図２に示す実施形態の
電流共振型コンバータは、図１に示す電流共振型コンバ
ータにおいて、補助トランス３１の２次巻線３１bの一
端から中間タップ及び中間タップから他端までのそれぞ
れの巻数を１２ターンから７ターンに変更して第２の整
流平滑回路１６の出力電圧を７Ｖとし、補助トランス３
１の２次巻線３１bの中間タップと第２の整流平滑回路
１６の平滑コンデンサ１５との接続点を第１の直流出力
端子７に接続して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端
子８間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2を５Ｖ＋７
Ｖ＝１２Ｖとしたものである。図２に示す電流共振型コ
ンバータでは、負荷電流の変化による出力電圧の変動が
第２の整流平滑回路１６の出力電圧（７Ｖ）に対しての
み発生するので、図１に示す電流共振型コンバータの場
合に比較して第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端子８
間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2（１２Ｖ）の精
度が高い利点がある。
【００１３】また、図３に示す実施形態の電流共振型コ
ンバータは、図１に示す電流共振型コンバータにおい
て、トランス４の２次側に巻数２ターンの３次巻線４d
を設け、補助トランス３１の１次巻線３１aの接続をト
ランス４の３次巻線４dに変更したものである。図３に
示す電流共振型コンバータでは、トランス４の３次巻線
３dに補助トランス３１の１次巻線３１aを接続すること
により、図１に示す実施形態と同様に補助トランス３１
の２次巻線３１bの巻数１ターン当たりの電圧を小さく
できるので、第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端子８
間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2を正確に調整で
きる。したがって、図３に示す電流共振型コンバータに
おいても図１に示す電流共振型コンバータと略同様の作
用効果が得られる。更に、図３に示す電流共振型コンバ
ータにおいてトランス４の３次巻線４dの電圧を高くし
た場合は、補助トランス３１の１次巻線３１aに流れる
電流を減少させることができるので、実際の配線等のイ
ンピーダンスによる電力損失を最小限に抑えて複数出力
の電流共振型コンバータの効率を更に向上することが可
能となる。
ンバータは、図１に示す電流共振型コンバータにおい
て、トランス４の２次側に巻数２ターンの３次巻線４d
を設け、補助トランス３１の１次巻線３１aの接続をト
ランス４の３次巻線４dに変更したものである。図３に
示す電流共振型コンバータでは、トランス４の３次巻線
３dに補助トランス３１の１次巻線３１aを接続すること
により、図１に示す実施形態と同様に補助トランス３１
の２次巻線３１bの巻数１ターン当たりの電圧を小さく
できるので、第２の直流出力端子１７−０Ｖ出力端子８
間に出力される第２の直流出力電圧ＶO2を正確に調整で
きる。したがって、図３に示す電流共振型コンバータに
おいても図１に示す電流共振型コンバータと略同様の作
用効果が得られる。更に、図３に示す電流共振型コンバ
ータにおいてトランス４の３次巻線４dの電圧を高くし
た場合は、補助トランス３１の１次巻線３１aに流れる
電流を減少させることができるので、実際の配線等のイ
ンピーダンスによる電力損失を最小限に抑えて複数出力
の電流共振型コンバータの効率を更に向上することが可
能となる。
【００１４】ところで、図１に示す電流共振型コンバー
タにおいて、第１の直流出力電圧ＶO1を比較的大容量で
５Ｖよりも低い値、例えば出力電力が１５０Ｗ程度でか
つ第１の直流出力電圧ＶO1を３.５Ｖとする場合、トラ
ンス４の２次巻線４bの一端から中間タップ及び中間タ
ップから他端までのそれぞれの巻数は計算上０.７ター
ン程度となる。したがって、実際の巻数は１ターンとな
り、このときの第１の直流出力電圧ＶO1は５Ｖとなるの
で、トランス４の２次巻線４bの巻数の調整のみで第１
の直流出力電圧ＶO1を３.５Ｖとすることは実質的に不
可能である。そこで、図４に示す実施形態の電流共振型
コンバータでは、図１に示す電流共振型コンバータにお
いて、補助トランス３１に巻数３ターンの電圧調整用巻
線３１c、３１dを設け、これらの電圧調整用巻線３１
c、３１dをそれぞれトランス４の２次巻線４bの上側及
び下側に対して逆極性で直列に接続し、トランス４の２
次巻線４aの上側又は下側に発生する５Ｖの交流電圧と
補助トランス３１の電圧調整用巻線３１c又は３１dに発
生する１.５Ｖの交流電圧との差電圧５Ｖ−１.５Ｖ＝
３.５Ｖを整流ダイオード３２、３３及び平滑コンデン
サ３４で構成される第３の整流平滑回路３５により整流
平滑して第３の直流出力端子３６−０Ｖ出力端子８間か
ら第３の直流出力電圧ＶO3＝３.５Ｖを得ている。但
し、図４に示す電流共振型コンバータでは、補助トラン
ス３１の１次巻線３１aの巻数が２０ターンであり、２
次巻線３１bの一端から中間タップ及び中間タップから
他端までのそれぞれの巻数が２４ターンである点が図１
に示す電流共振型コンバータと異なる。したがって、こ
の場合における補助トランス３１の１次巻線３１aの巻
数１ターン当たりの電圧は０.５Ｖ／ターンとなるの
で、巻数３ターンの電圧調整用巻線３１c、３１dに発生
する交流電圧の絶対値は０.５Ｖ／ターン＊３ターン＝
１.５Ｖとなる。即ち、図４に示す電流共振型コンバー
タでは、トランス４の２次巻線４bの上側又は下側に発
生する交流電圧（５Ｖ）とは逆位相の交流電圧（−１.
５Ｖ）が補助トランス３１の電圧調整用巻線３１c又は
３１dに発生するため、第３の整流平滑回路３５を介し
て第３の直流出力端子３６−０Ｖ出力端子８間に出力さ
れる第３の直流出力電圧ＶO3はこれらの差電圧５Ｖ−
１.５Ｖ＝３.５Ｖとなる。これにより、比較的大きな容
量で第１の直流出力電圧ＶO1（５Ｖ）より低い第３の直
流出力電圧ＶO3（３.５Ｖ）を得ることができる。
タにおいて、第１の直流出力電圧ＶO1を比較的大容量で
５Ｖよりも低い値、例えば出力電力が１５０Ｗ程度でか
つ第１の直流出力電圧ＶO1を３.５Ｖとする場合、トラ
ンス４の２次巻線４bの一端から中間タップ及び中間タ
ップから他端までのそれぞれの巻数は計算上０.７ター
ン程度となる。したがって、実際の巻数は１ターンとな
り、このときの第１の直流出力電圧ＶO1は５Ｖとなるの
で、トランス４の２次巻線４bの巻数の調整のみで第１
の直流出力電圧ＶO1を３.５Ｖとすることは実質的に不
可能である。そこで、図４に示す実施形態の電流共振型
コンバータでは、図１に示す電流共振型コンバータにお
いて、補助トランス３１に巻数３ターンの電圧調整用巻
線３１c、３１dを設け、これらの電圧調整用巻線３１
c、３１dをそれぞれトランス４の２次巻線４bの上側及
び下側に対して逆極性で直列に接続し、トランス４の２
次巻線４aの上側又は下側に発生する５Ｖの交流電圧と
補助トランス３１の電圧調整用巻線３１c又は３１dに発
生する１.５Ｖの交流電圧との差電圧５Ｖ−１.５Ｖ＝
３.５Ｖを整流ダイオード３２、３３及び平滑コンデン
サ３４で構成される第３の整流平滑回路３５により整流
平滑して第３の直流出力端子３６−０Ｖ出力端子８間か
ら第３の直流出力電圧ＶO3＝３.５Ｖを得ている。但
し、図４に示す電流共振型コンバータでは、補助トラン
ス３１の１次巻線３１aの巻数が２０ターンであり、２
次巻線３１bの一端から中間タップ及び中間タップから
他端までのそれぞれの巻数が２４ターンである点が図１
に示す電流共振型コンバータと異なる。したがって、こ
の場合における補助トランス３１の１次巻線３１aの巻
数１ターン当たりの電圧は０.５Ｖ／ターンとなるの
で、巻数３ターンの電圧調整用巻線３１c、３１dに発生
する交流電圧の絶対値は０.５Ｖ／ターン＊３ターン＝
１.５Ｖとなる。即ち、図４に示す電流共振型コンバー
タでは、トランス４の２次巻線４bの上側又は下側に発
生する交流電圧（５Ｖ）とは逆位相の交流電圧（−１.
５Ｖ）が補助トランス３１の電圧調整用巻線３１c又は
３１dに発生するため、第３の整流平滑回路３５を介し
て第３の直流出力端子３６−０Ｖ出力端子８間に出力さ
れる第３の直流出力電圧ＶO3はこれらの差電圧５Ｖ−
１.５Ｖ＝３.５Ｖとなる。これにより、比較的大きな容
量で第１の直流出力電圧ＶO1（５Ｖ）より低い第３の直
流出力電圧ＶO3（３.５Ｖ）を得ることができる。
【００１５】前記とは逆に、図４に示す実施形態の電流
共振型コンバータにおいて、補助トランス３１の電圧調
整用巻線３１c、３１dをそれぞれトランス４の２次巻線
４bの上側及び下側に対して同極性で直列に接続した場
合は、トランス４の２次巻線４bの上側又は下側に発生
する交流電圧（５Ｖ）と同位相の交流電圧（１.５Ｖ）
が補助トランス３１の電圧調整用巻線３１c又は３１dに
発生するため、第３の整流平滑回路３５を介して第３の
直流出力端子３６−０Ｖ出力端子８間に出力される第３
の直流出力電圧ＶO3はこれらの和電圧５Ｖ＋１.５Ｖ＝
６.５Ｖとなる。したがって、この場合は比較的大きな
容量で第１の直流出力電圧ＶO1（５Ｖ）より高い第３の
直流出力電圧ＶO3（６.５Ｖ）を得ることができる。な
お、詳細な説明及び図示は省略するが、図２及び図３に
示す各実施形態の電流共振型コンバータについても図４
に示す実施形態と同様の変更が可能である。
共振型コンバータにおいて、補助トランス３１の電圧調
整用巻線３１c、３１dをそれぞれトランス４の２次巻線
４bの上側及び下側に対して同極性で直列に接続した場
合は、トランス４の２次巻線４bの上側又は下側に発生
する交流電圧（５Ｖ）と同位相の交流電圧（１.５Ｖ）
が補助トランス３１の電圧調整用巻線３１c又は３１dに
発生するため、第３の整流平滑回路３５を介して第３の
直流出力端子３６−０Ｖ出力端子８間に出力される第３
の直流出力電圧ＶO3はこれらの和電圧５Ｖ＋１.５Ｖ＝
６.５Ｖとなる。したがって、この場合は比較的大きな
容量で第１の直流出力電圧ＶO1（５Ｖ）より高い第３の
直流出力電圧ＶO3（６.５Ｖ）を得ることができる。な
お、詳細な説明及び図示は省略するが、図２及び図３に
示す各実施形態の電流共振型コンバータについても図４
に示す実施形態と同様の変更が可能である。
【００１６】本発明の実施態様は上記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図１
〜図３に示す各実施形態ではトランス４の２次巻線４
b、４cに発生した交流電圧を第１及び第２の整流平滑回
路１２、１６により整流平滑してそれぞれ電圧値の異な
る２つの直流出力電圧ＶO1、ＶO2を取り出す電流共振型
コンバータに適用した形態を示したが、トランス４の１
次巻線４aに発生する交流電圧を第１及び第２の整流平
滑回路１２、１６により整流平滑してそれぞれ電圧値の
異なる２つの直流出力電圧ＶO1、ＶO2を取り出す電流共
振型コンバータについても本発明を適用することが可能
である。勿論、図４に示す実施形態においても前記と同
様の変更が可能である。また、上記の各実施形態ではハ
ーフブリッジ方式の複数出力の電流共振型コンバータに
適用した形態を示したが、ハーフブリッジ方式以外の他
方式の複数出力の電流共振型コンバータや電流共振型以
外の絶縁トランスを有する複数出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータにも本発明を適用することが可能である。また、上
記の各実施形態ではスイッチング素子としてＭＯＳ-Ｆ
ＥＴを使用する形態を示したが、バイポーラ形トランジ
スタ、接合型電界効果トランジスタ（Ｊ-ＦＥＴ）等の
他のスイッチング素子も使用可能である。更に、２つ又
は３つの直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
に限らず、４つ以上の直流出力電圧を出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータについても本発明を適用できることは容易
に理解できよう。
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図１
〜図３に示す各実施形態ではトランス４の２次巻線４
b、４cに発生した交流電圧を第１及び第２の整流平滑回
路１２、１６により整流平滑してそれぞれ電圧値の異な
る２つの直流出力電圧ＶO1、ＶO2を取り出す電流共振型
コンバータに適用した形態を示したが、トランス４の１
次巻線４aに発生する交流電圧を第１及び第２の整流平
滑回路１２、１６により整流平滑してそれぞれ電圧値の
異なる２つの直流出力電圧ＶO1、ＶO2を取り出す電流共
振型コンバータについても本発明を適用することが可能
である。勿論、図４に示す実施形態においても前記と同
様の変更が可能である。また、上記の各実施形態ではハ
ーフブリッジ方式の複数出力の電流共振型コンバータに
適用した形態を示したが、ハーフブリッジ方式以外の他
方式の複数出力の電流共振型コンバータや電流共振型以
外の絶縁トランスを有する複数出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータにも本発明を適用することが可能である。また、上
記の各実施形態ではスイッチング素子としてＭＯＳ-Ｆ
ＥＴを使用する形態を示したが、バイポーラ形トランジ
スタ、接合型電界効果トランジスタ（Ｊ-ＦＥＴ）等の
他のスイッチング素子も使用可能である。更に、２つ又
は３つの直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
に限らず、４つ以上の直流出力電圧を出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータについても本発明を適用できることは容易
に理解できよう。
【００１７】
【発明の効果】本発明によれば、補助トランスを介して
複数の直流電圧を出力することにより、補助トランスの
２次巻線の巻数１ターン当たりの電圧が小さくなるの
で、複数の直流出力電圧を正確に調整できる。したがっ
て、膨大な電力損失を発生するドロッパ回路等の出力電
圧調整手段が不要となり、複数出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの電力損失を削減して効率を向上することが可能と
なる。また、回路構成が簡素となり部品点数が減少する
ので、複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータの製造コストの
削減が可能となる。
複数の直流電圧を出力することにより、補助トランスの
２次巻線の巻数１ターン当たりの電圧が小さくなるの
で、複数の直流出力電圧を正確に調整できる。したがっ
て、膨大な電力損失を発生するドロッパ回路等の出力電
圧調整手段が不要となり、複数出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの電力損失を削減して効率を向上することが可能と
なる。また、回路構成が簡素となり部品点数が減少する
ので、複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータの製造コストの
削減が可能となる。
【図１】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施
形態を示す電気回路図
形態を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の第１の変更実施形態を示す電気
回路図
回路図
【図３】 図１の回路の第２の変更実施形態を示す電気
回路図
回路図
【図４】 図１の回路の第３の変更実施形態を示す電気
回路図
回路図
【図５】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す電気回路
図
図
１．．．直流電源、２．．．第１のＭＯＳ-ＦＥＴ（ス
イッチング素子）、３．．．第２のＭＯＳ-ＦＥＴ（ス
イッチング素子）、４．．．トランス、４a．．．１次
巻線、４b．．．第１の２次巻線、４c．．．第２の２次
巻線、４d．．．３次巻線、５．．．電流共振用コンデ
ンサ、６．．．電圧共振用コンデンサ、７．．．第１の
直流出力端子、８．．．０Ｖ出力端子、９，１０．．．
整流ダイオード、１１．．．平滑コンデンサ、１
２．．．第１の整流平滑回路、１３，１４．．．整流ダ
イオード、１５．．．平滑コンデンサ、１６．．．第２
の整流平滑回路、１７．．．第２の直流出力端子、１
８．．．三端子レギュレータ、１９．．．発振防止用コ
ンデンサ、２０．．．ドロッパ回路、２１．．．制御回
路、３１．．．補助トランス、３１a．．．１次巻線、
３１b．．．２次巻線、３１c，３１d．．．電圧調整用
巻線、３２，３３．．．整流ダイオード、３４．．．平
滑コンデンサ、３５．．．第３の整流平滑回路、３
６．．．第３の直流出力端子
イッチング素子）、３．．．第２のＭＯＳ-ＦＥＴ（ス
イッチング素子）、４．．．トランス、４a．．．１次
巻線、４b．．．第１の２次巻線、４c．．．第２の２次
巻線、４d．．．３次巻線、５．．．電流共振用コンデ
ンサ、６．．．電圧共振用コンデンサ、７．．．第１の
直流出力端子、８．．．０Ｖ出力端子、９，１０．．．
整流ダイオード、１１．．．平滑コンデンサ、１
２．．．第１の整流平滑回路、１３，１４．．．整流ダ
イオード、１５．．．平滑コンデンサ、１６．．．第２
の整流平滑回路、１７．．．第２の直流出力端子、１
８．．．三端子レギュレータ、１９．．．発振防止用コ
ンデンサ、２０．．．ドロッパ回路、２１．．．制御回
路、３１．．．補助トランス、３１a．．．１次巻線、
３１b．．．２次巻線、３１c，３１d．．．電圧調整用
巻線、３２，３３．．．整流ダイオード、３４．．．平
滑コンデンサ、３５．．．第３の整流平滑回路、３
６．．．第３の直流出力端子
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電源からの直流入力電圧を１個又は
複数個のスイッチング素子のオン・オフ動作により断続
してトランスの１次巻線に印加し、前記トランスの１次
巻線に流れる電流により前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に発生する交流電圧を第１の整流平滑回路に
より整流平滑して第１の直流出力電圧を取り出すＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの２次巻線又は前記１次巻線と並列に補助
トランスの１次巻線を接続し、前記補助トランスの２次
巻線に発生する交流電圧を第２の整流平滑回路により整
流平滑して第２の直流出力電圧を取り出すことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記補助トランスに電圧調整用巻線を設
け、該電圧調整用巻線を前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に対して逆極性で直列に接続し、前記トラン
スの２次巻線又は前記１次巻線に発生する交流電圧と前
記補助トランスの電圧調整用巻線に発生する交流電圧と
の差電圧を第３の整流平滑回路により整流平滑して前記
第１の直流出力電圧より低い第３の直流出力電圧を取り
出す「請求項１」に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記補助トランスに電圧調整用巻線を設
け、該電圧調整用巻線を前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に対して同極性で直列に接続し、前記トラン
スの２次巻線又は前記１次巻線に発生する交流電圧と前
記補助トランスの電圧調整用巻線に発生する交流電圧と
の和電圧を第３の整流平滑回路により整流平滑して前記
第１の直流出力電圧より高い第３の直流出力電圧を取り
出す「請求項１」に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 直流電源からの直流入力電圧を１個又は
複数個のスイッチング素子のオン・オフ動作により断続
してトランスの１次巻線に印加し、前記トランスの１次
巻線に流れる電流により前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に発生する交流電圧を第１の整流平滑回路に
より整流平滑して第１の直流出力電圧を取り出すＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスに設けられた３次巻線に補助トランスの１
次巻線を接続し、前記補助トランスの２次巻線に発生す
る交流電圧を第２の整流平滑回路により整流平滑して第
２の直流出力電圧を取り出すことを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項５】 前記補助トランスに電圧調整用巻線を設
け、該電圧調整用巻線を前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に対して逆極性で直列に接続し、前記トラン
スの２次巻線又は前記１次巻線に発生する交流電圧と前
記補助トランスの電圧調整用巻線に発生する交流電圧と
の差電圧を第３の整流平滑回路により整流平滑して前記
第１の直流出力電圧より低い第３の直流出力電圧を取り
出す「請求項４」に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記補助トランスに電圧調整用巻線を設
け、該電圧調整用巻線を前記トランスの２次巻線又は前
記１次巻線に対して同極性で直列に接続し、前記トラン
スの２次巻線又は前記１次巻線に発生する交流電圧と前
記補助トランスの電圧調整用巻線に発生する交流電圧と
の和電圧を第３の整流平滑回路により整流平滑して前記
第１の直流出力電圧より高い第３の直流出力電圧を取り
出す「請求項４」に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35065697A JPH11187661A (ja) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35065697A JPH11187661A (ja) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187661A true JPH11187661A (ja) | 1999-07-09 |
Family
ID=18411973
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35065697A Pending JPH11187661A (ja) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11187661A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008289295A (ja) * | 2007-05-18 | 2008-11-27 | Sanken Electric Co Ltd | 直流変換装置 |
| WO2008152978A1 (ja) * | 2007-06-11 | 2008-12-18 | Sanken Electric Co., Ltd. | 多出力スイッチング電源装置 |
| JP2009165337A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Lite-On Technology Corp | 電源装置 |
| KR101248080B1 (ko) * | 2005-04-04 | 2013-03-27 | 톰슨 라이센싱 | 여러 개의 차단된 조절 출력을 갖는 직류 전압 컨버터 |
| KR101435469B1 (ko) * | 2013-03-22 | 2014-08-28 | 경상대학교산학협력단 | 영전압 스위칭 직류-직류 컨버터 |
| JP2018014794A (ja) * | 2016-07-19 | 2018-01-25 | 株式会社豊田中央研究所 | 電力変換回路 |
-
1997
- 1997-12-19 JP JP35065697A patent/JPH11187661A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR101248080B1 (ko) * | 2005-04-04 | 2013-03-27 | 톰슨 라이센싱 | 여러 개의 차단된 조절 출력을 갖는 직류 전압 컨버터 |
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| US8385089B2 (en) | 2007-06-11 | 2013-02-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | Multiple-output switching power supply unit |
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| KR100997545B1 (ko) | 2008-01-07 | 2010-12-07 | 라이트온 테크놀러지 코포레이션 | 전력 공급 장치 |
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