JP2936561B2 - 直流コンバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、特別な巻線が不要
でかつ簡素な回路構成で効率良く他の直流出力が得られ
る直流コンバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の直流コンバータ装置は、例えば図
７に示すように、直流電源１と、直流電源１の両端に直
列接続された第１及び第２のスイッチング素子としての
第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３と、１次〜３次巻
線４a〜４dを有しかつ１次巻線４aが第１及び第２のＭ
ＯＳ-ＦＥＴ２、３に対して直列に接続されたトランス
４と、トランス４の１次巻線４aと直列に接続された電
流共振用コンデンサ５と、２つの整流用ダイオード６、
７及び平滑コンデンサ８から成りかつトランス４の２次
巻線４b、４cと負荷１０との間に接続された整流平滑回
路９と、負荷１０に供給される直流出力電圧が一定とな
るように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲー
ト端子に付与する制御信号のオン・オフ期間を制御する
制御回路１１と、トランス４の３次巻線４dと整流用ダ
イオード１２と平滑コンデンサ１３とから成りかつ平滑
コンデンサ１３の両端から制御回路１１に駆動用電力を
供給する補助電源回路１４とを備えている。また、トラ
ンス４には漏洩インダクタンスを有するリーケージトラ
ンスが使用される。

【０００３】上記の構成において、制御回路１１から第
１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲート端子に制
御信号が付与され、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、
３が交互にオン・オフ動作されると、直流電源１の直流
電圧が交番的にトランス４の１次巻線４aに印加され、
１次巻線４aに交流電流が流れる。ここで、第１及び第
２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３がそれぞれオン状態及びオフ
状態のときは、直流電源１、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２、
トランス４の１次巻線４a、電流共振用コンデンサ５及
び直流電源１の経路で電流が流れる。このとき、トラン
ス４の漏洩インダクタンスと電流共振用コンデンサ５と
の共振作用によりトランス４の１次巻線４aに正弦波状
の共振電流が流れ、１次巻線４aにエネルギが蓄積され
る。第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態に
なると、トランス４の１次巻線４aに蓄積されたエネル
ギが放出され、トランス４の１次巻線４a、電流共振用
コンデンサ５及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３に内蔵の寄生
ダイオード（図示せず）の経路で電流が流れる。トラン
ス４の１次巻線４aに蓄積されたエネルギが全て放出さ
れ、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオフ状態からオン状態に
なると、電流共振用コンデンサ５、トランス４の１次巻
線４a及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３の経路で電流が流れ
る。このとき、トランス４の漏洩インダクタンスと電流
共振用コンデンサ５との共振作用によりトランス４の１
次巻線４aに共振電流が流れ、１次巻線４aに先程とは逆
極性のエネルギが蓄積される。第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３
がオン状態からオフ状態になると、トランス４の１次巻
線４aに蓄積されたエネルギが放出され、トランス４の
１次巻線４a、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２に内蔵の寄生ダイ
オード（図示せず）、直流電源１及び電流共振用コンデ
ンサ５の経路で電流が流れる。更に、トランス４の１次
巻線４aに流れる交流電流により２次巻線４b、４cに交
流電圧が誘起され、この誘起電圧は２つの整流用ダイオ
ード６、７と平滑コンデンサ８とから成る整流平滑回路
９により整流平滑されて負荷１０に直流電源１の直流電
圧とは異なる電圧の直流出力が供給される。これと同時
に、トランス４の３次巻線４dにも交流電圧が誘起さ
れ、この誘起電圧は整流用ダイオード１２及び平滑コン
デンサ１３により整流平滑されて平滑コンデンサ１３の
両端に直流電圧が発生し、制御回路１１にその駆動用電
力として供給される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の一般
的な直流コンバータ装置では、図７に示すようにトラン
ス４の３次巻線４dに誘起された交流電圧を整流用ダイ
オード１２及び平滑コンデンサ１３にて整流平滑するこ
とにより平滑コンデンサ１３の両端に発生する直流電圧
を制御回路１１の駆動用電力として使用することが多
い。したがって、３次巻線４d等の特別な巻線を有する
トランスが必要となるので、トランスの巻線構造が複雑
になり製造コストが高くなる欠点があった。また、補助
電源回路１４内における平滑コンデンサ１３の両端の直
流電圧は常時一定であるとは限らず、直流電源１の電圧
の変動や負荷１０の変動により大きく変化することが屡
々あるので、平滑コンデンサ１３の後段に更に定電圧安
定化回路等を設ける必要が生ずることもある。このた
め、回路構成が複雑になると共に効率が低下する欠点が
あった。

【０００５】そこで、本発明は特別な巻線が不要でかつ
簡素な回路構成で効率良く他の直流出力が得られる直流
コンバータ装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明による直流コンバ
ータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチング
素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作によ
り断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、該
トランスの１次巻線に発生した電圧又は前記トランスの
２次巻線に誘起された電圧を整流平滑回路にて整流平滑
して前記直流電源の直流電圧とは異なる電圧の直流出力
を取り出す。この直流コンバータ装置では、前記トラン
スの１次巻線又は２次巻線と直列に電流共振用コンデン
サを接続し、該電流共振用コンデンサの両端に第１のコ
ンデンサ及び第１の整流素子を直列接続し、前記第１の
整流素子の両端に第２の整流素子及び第２のコンデンサ
を直列接続し、前記電流共振用コンデンサに流れる共振
電流の一部を前記第１のコンデンサに分岐させて前記第
２のコンデンサの両端から他の直流出力を取り出す。前
記スイッチング素子と並列に電圧共振用コンデンサを接
続してもよく、また前記トランスの１次巻線又は２次巻
線と直列に電流共振用リアクトルを接続してもよい。

【０００７】トランスの漏洩インダクタンスと電流共振
用コンデンサとの共振作用によりトランスの１次巻線及
び電流共振用コンデンサに共振電流が流れると、その共
振電流の一部が第１のコンデンサに分岐され、一方向の
共振電流は第１の整流素子を通して流れ、他方向の共振
電流は第２の整流素子及び第２のコンデンサを通して流
れる。これにより、第２のコンデンサの両端に直流電圧
が発生する。このため、トランスに補助電源取得用の特
別な巻線を設けずに第２のコンデンサの両端から容易に
他の直流出力を得ることができる。また、負荷インピー
ダンスの高い略無負荷状態時においてもある程度の循環
電流が流れ、直流電源の電圧が変動してもその電流の最
大値があまり変動しないので、第２のコンデンサの両端
に発生する直流電圧は変動の少ない安定したものとな
る。このため、定電圧安定化回路等が不要であり、簡素
な回路構成で効率良く他の直流出力が得ることができ
る。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、本発明による直流コンバー
タ装置の一実施形態を図１に基づいて説明する。但し、
図１では図７に示す箇所と実質的に同一の部分には同一
の符号を付し、その説明を省略する。本実施形態の直流
コンバータ装置は、図１に示すように、図７に示す直流
コンバータ装置における補助電源回路１４の代わりに、
電流共振用コンデンサ５の両端に直列接続された第１の
コンデンサとしての共振電流バイパス用コンデンサ１５
及び第１の整流素子としての第１のダイオード１６と、
第１のダイオード１６の両端に直列接続された第２の整
流素子としての第２のダイオード１７及び第２のコンデ
ンサとしての平滑コンデンサ１８とから成りかつ平滑コ
ンデンサ１８の両端から制御回路１１の電源端子に駆動
用電力を供給する補助電源回路１９を設けたものであ
る。したがって、図１に示すトランス４では３次巻線４
dが省略されている。また、共振電流バイパス用コンデ
ンサ１５の静電容量は電流共振用コンデンサ５の静電容
量よりも極めて小さい。その他の構成は、図７に示す直
流コンバータ装置と略同様である。

【０００９】次に、図１に示す直流コンバータ装置の動
作について説明する。制御回路１１から第１及び第２の
ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲート端子に制御信号が付与
され、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３が交互にオ
ン・オフ動作されると、直流電源１の直流電圧が交番的
にトランス４の１次巻線４aに印加され、１次巻線４aに
交流電流が流れる。ここで、第１及び第２のＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２、３がそれぞれオン状態及びオフ状態のときは、
直流電源１、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２、トランス４の１
次巻線４a、電流共振用コンデンサ５及び直流電源１の
経路で電流が流れる。このとき、トランス４の漏洩イン
ダクタンスと電流共振用コンデンサ５との共振作用によ
りトランス４の１次巻線４a及び電流共振用コンデンサ
５に正弦波状の共振電流が流れ、１次巻線４aにエネル
ギが蓄積される。これと同時に、共振電流の一部が共振
電流バイパス用コンデンサ１５に分岐されるので、直流
電源１、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２、トランス４の１次巻
線４a、共振電流バイパス用コンデンサ１５、第２のダ
イオード１７、平滑コンデンサ１８及び直流電源１の経
路にも電流が流れ、平滑コンデンサ１８が充電される。
第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態になる
と、トランス４の１次巻線４aに蓄積されたエネルギが
放出され、トランス４の１次巻線４a、電流共振用コン
デンサ５及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３に内蔵の寄生ダイ
オード（図示せず）の経路で電流が流れる。これと共
に、トランス４の１次巻線４a、共振電流バイパス用コ
ンデンサ１５、第２のダイオード１７、平滑コンデンサ
１８及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３の寄生ダイオードの経
路にも電流が流れ、平滑コンデンサ１８が引き続き充電
される。トランス４の１次巻線４aに蓄積されたエネル
ギが全て放出され、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオフ状態
からオン状態になると、電流共振用コンデンサ５、トラ
ンス４の１次巻線４a及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３の経路
で電流が流れる。このとき、トランス４の漏洩インダク
タンスと電流共振用コンデンサ５との共振作用によりト
ランス４の１次巻線４a及び電流共振用コンデンサ５に
共振電流が流れ、１次巻線４aに先程とは逆極性のエネ
ルギが蓄積される。これと共に、共振電流バイパス用コ
ンデンサ１５、トランス４の１次巻線４a、第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ３及び第１のダイオード１６の経路に電流が
流れて平滑コンデンサ１８が逆バイアスされ、平滑コン
デンサ１８の充電エネルギが制御回路１１の電源端子に
向けて放出される。第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオン状態
からオフ状態になると、トランス４の１次巻線４aに蓄
積されたエネルギが放出され、トランス４の１次巻線４
a、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２に内蔵の寄生ダイオード（図
示せず）、直流電源１及び電流共振用コンデンサ５の経
路で電流が流れる。これと共に、トランス４の１次巻線
４a、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２の寄生ダイオード、直流電
源１、第１のダイオード１６及び共振電流バイパス用コ
ンデンサ１５の経路に電流が流れて平滑コンデンサ１８
が引き続き逆バイアスされ、平滑コンデンサ１８の充電
エネルギが制御回路１１の電源端子に向けて引き続き放
出される。更に、トランス４の１次巻線４aに流れる交
流電流により２次巻線４b、４cに交流電圧が誘起され、
この誘起電圧は２つの整流用ダイオード６、７と平滑コ
ンデンサ８とから成る整流平滑回路９により整流平滑さ
れて負荷１０に直流電源１の直流電圧とは異なる電圧の
直流出力が供給される。これと同時に、補助電源回路１
９内の平滑コンデンサ１８の両端から制御回路１１の電
源端子に直流電圧が供給され、制御回路１１が駆動され
る。

【００１０】本実施形態では、トランス４の１次巻線４
a及び電流共振用コンデンサ５に流れる共振電流の一部
を共振電流バイパス用コンデンサ１５にて分岐すること
により、平滑コンデンサ１８の両端に直流電圧が発生し
て制御回路１１の電源端子に供給され、制御回路１１が
駆動される。このため、トランス４に補助電源取得用の
特別な巻線（例えば、図７に示す３次巻線４d）を設け
る必要がなく、トランス４の巻線構造を簡素化して製造
コストを削減することが可能である。また、負荷１０の
インピーダンスが極めて高い略無負荷時においてもある
程度の循環電流が流れ、直流電源１の電圧が変動しても
その電流の最大値があまり変動しないので、平滑コンデ
ンサ１８の両端に発生する直流電圧は変動の少ない安定
したものとなる。このため、平滑コンデンサ１８の後段
に定電圧安定化回路等を設ける必要がなく、簡素な回路
構成で製造コストの削減を図ることができる共に消費電
力を低減して効率良く制御回路１１の駆動用電力を得る
ことができる。更に、共振電流バイパス用コンデンサ１
５の静電容量を適当に選択することにより、平滑コンデ
ンサ１８の両端に発生する直流電圧値を容易に調整でき
る。

【００１１】図１に示す実施形態の直流コンバータ装置
は変更が可能である。例えば図２に示す実施形態の直流
コンバータ装置は、図１に示す回路において、トランス
４の１次巻線４a及び電流共振用コンデンサ５の接続点
と直流電源１の正極端子及び第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２の
接続点との間に他の電流共振用コンデンサ２０を接続し
たものである。図２に示す回路の動作は、他の電流共振
用コンデンサ２０を通して流れる電流の経路が加わる点
を除けば図１に示す回路の動作と略同様である。したが
って、図２に示す実施形態の直流コンバータ装置におい
ても、図１に示す実施形態と略同様の効果が得られると
共に、図１に示す実施形態に比較して電流共振用コンデ
ンサ５、２０の静電容量を小さくできる利点がある。

【００１２】また、図３に示す実施形態の直流コンバー
タ装置は、図１に示す実施形態の回路において、第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各々と並列に第１及び
第２の電圧共振用コンデンサ２１、２２を接続したもの
である。図３に示す回路の動作は、第１又は第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３がオン状態からオフ状態になったとき
にトランス４の１次巻線４aと第１及び第２の電圧共振
用コンデンサ２１、２２とにより電圧擬似共振が発生す
る点を除けば図１に示す回路の動作と略同様である。し
たがって、図３に示す実施形態の直流コンバータ装置に
おいても、図１に示す実施形態と略同様の効果が得られ
ると共に、電圧擬似共振により第１及び第２のＭＯＳ-
ＦＥＴ２、３の各両端の電圧が正弦波状となるので、ス
イッチング損失を更に減少させて消費電力を更に低減す
ることができる利点がある。

【００１３】また、図４に示す実施形態の直流コンバー
タ装置は、図２に示す実施形態の回路において、制御回
路１１を直流電源１の正極側に接続し、第１及び第２の
ダイオード１６、１７を逆極性に接続して補助電源回路
１９の直流出力を負極性としたものである。図４に示す
回路の動作は、補助電源回路１９内に流れる電流の向き
が図２に示す回路の場合と逆になる点を除けば図２に示
す回路の動作と略同様である。したがって、図４に示す
実施形態の直流コンバータ装置においても、図２に示す
実施形態と略同様の効果が得られる。

【００１４】また、図５に示す実施形態の直流コンバー
タ装置は、図３に示す実施形態の回路において、第１の
電圧共振用コンデンサ２１を省略し、第１及び第２のダ
イオード１６、１７を逆極性に接続して補助電源回路１
９の直流出力を負極性としたものである。図５に示す回
路の動作は、第１又は第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３がオ
ン状態からオフ状態になったときにトランス４の１次巻
線４aと第２の電圧共振用コンデンサ２２とにより電圧
擬似共振が発生する点及び補助電源回路１９内に流れる
電流の向きが図１に示す回路の場合と逆になる点を除け
ば図３に示す回路の動作と略同様である。したがって、
図５に示す実施形態の直流コンバータ装置においても、
図３に示す実施形態と略同様の効果が得られる。

【００１５】また、図６に示す実施形態の直流コンバー
タ装置は、図３に示す実施形態の回路において、トラン
ス４を１次巻線２３a、２３b及び２次巻線２３cを有す
るプッシュプル型トランス２３に変更し、一方の１次巻
線２３a及び第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２を直流電源１に対し
て直列に接続し、他方の１次巻線２３b及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ３を直流電源１に対して直列に接続し、２次
巻線２３cの両端に第１の整流用ダイオード２４及び第
１の電流共振用コンデンサ２５を直列接続し、２次巻線
２３cの両端に第２の整流用ダイオード２６及び第２の
電流共振用コンデンサ２７を直列接続し、第１の整流用
ダイオード２４及び第１の電流共振用コンデンサ２５の
接続点と第２の整流用ダイオード２６及び第２の電流共
振用コンデンサ２７の接続点との間に平滑コンデンサ８
を接続し、第２の電流共振用コンデンサ２７の両端に共
振電流バイパス用コンデンサ１５及び第１のダイオード
１６を直列接続してプッシュプル型共振コンバータとし
たものである。その他の構成は、図３に示す実施形態の
回路と略同様である。図６に示す回路の動作は、第１及
び第２のＭＯＳＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作さ
せることにより、直流電源１の直流電圧がプッシュプル
型トランス２３の１次巻線２３a、２３bにそれぞれ互い
に逆極性で印加され、１次巻線２３a、２３bの両端に交
流電圧が発生する。この交流電圧により２次巻線２３c
の両端に交流電圧が誘起され、２次巻線２３cに交流電
流が流れる。このとき、プッシュプル型トランス２３の
漏洩インダクタンスと第１及び第２の電流共振用コンデ
ンサ２５、２７との共振作用により２次巻線２３cと第
１及び第２の電流共振用コンデンサ２５、２７に正弦波
状の共振電流が流れる。これと同時に、共振電流の一部
が共振電流バイパス用コンデンサ１５に分岐され、第１
及び第２のダイオード１６、１７を介して平滑コンデン
サ１８の両端から制御回路１１の電源端子に直流電圧が
供給され、制御回路１１が駆動される。また、プッシュ
プル型トランス２３の２次巻線２３cに誘起された交流
電圧は、第１及び第２の整流用ダイオード２４、２６と
平滑コンデンサ８により整流平滑されて負荷１０に直流
電源１の直流電圧とは異なる電圧の直流出力が供給され
る。したがって、図６に示す実施形態の直流コンバータ
装置においても、図３に示す実施形態と略同様の効果が
得られる。

【００１６】本発明の実施態様は上記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば上記の
各実施形態におけるトランス４の１次巻線４a又はプッ
シュプル型トランス２３の２次巻線２３cと直列に電流
共振用リアクトルを接続してもよい。この場合、トラン
ス４又はプッシュプル型トランス２３に特に漏洩インダ
クタンスを有するリーケージトランスを用いる必要がな
いので、通常のトランスを使用できる利点がある。ま
た、上記の各実施形態では補助電源回路１９の平滑コン
デンサ１８の両端に発生する直流出力を制御回路１１の
駆動用電力として使用する例を示したが、他の負荷に直
流電力を供給することを目的として平滑コンデンサ１８
の両端に発生する直流出力を使用することもできる。更
に、上記の各実施形態の直流コンバータ装置の主回路方
式を図示以外の方式、即ちフルブリッジ方式の共振型、
フライバック方式の共振型又はフォワード方式の共振型
等とすることは勿論可能である。

【００１７】

【発明の効果】本発明によれば、補助電源取得用の３次
巻線等の特別な巻線が不要となるので、巻線構造が簡素
な一般的なトランスを使用して製造コストを削減するこ
とができる。また、直流電源の電圧変動や負荷の変動に
よる影響を受けずに第２のコンデンサの両端から常時安
定した直流出力が得られるので、第２のコンデンサの後
段に定電圧安定化回路等を設ける必要がない。このた
め、回路構成を簡素化して製造コストの削減を図ること
ができる共に消費電力を低減して効率を向上することが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態を示す直流コンバータ装
置の電気回路図

【図２】 図１の回路の第１の変更例を示す電気回路図

【図３】 図１の回路の第２の変更例を示す電気回路図

【図４】 図２の回路の変更例を示す電気回路図

【図５】 図３の回路の変更例を示す電気回路図

【図６】 本発明の直流コンバータ装置をプッシュプル
型共振コンバータに適用した例を示す電気回路図

【図７】 直流コンバータ装置の従来例を示す電気回路
図

【符号の説明】

１．．．直流電源、２，３．．．第１，第２のＭＯＳ-
ＦＥＴ（第１，第２のスイッチング素子）、４．．．ト
ランス、４a．．．１次巻線、４b，４c．．．２次巻
線、４d．．．３次巻線、５．．．電流共振用コンデン
サ、６，７．．．整流用ダイオード、８，１３．．．平
滑コンデンサ、９．．．整流平滑回路、１０．．．負
荷、１１．．．制御回路、１２．．．整流用ダイオー
ド、１４，１９．．．補助電源回路、１５．．．共振電
流バイパス用コンデンサ（第１のコンデンサ）、１６，
１７．．．第１，第２のダイオード（第１，第２の整流
素子）、１８．．．平滑コンデンサ（第２のコンデン
サ）、２０．．．他の電流共振用コンデンサ、２１，２
２．．．第１，第２の電圧共振用コンデンサ、２
３．．．プッシュプル型トランス、２３a，２３b．．．
１次巻線、２３c．．．２次巻線、２４，２６．．．第
１，第２の整流用ダイオード、２５，２７．．．第１，
第２の電流共振用コンデンサ

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
   グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
   より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
   該トランスの１次巻線に発生した電圧又は前記トランス
   の２次巻線に誘起された電圧を整流平滑回路にて整流平
   滑して前記直流電源の直流電圧とは異なる電圧の直流出
   力を取り出す直流コンバータ装置において、 前記トランスの１次巻線又は２次巻線と直列に電流共振
   用コンデンサを接続し、該電流共振用コンデンサの両端
   に第１のコンデンサ及び第１の整流素子を直列接続し、
   前記第１の整流素子の両端に第２の整流素子及び第２の
   コンデンサを直列接続し、前記電流共振用コンデンサに
   流れる共振電流の一部を前記第１のコンデンサに分岐さ
   せて前記第２のコンデンサの両端から他の直流出力を取
   り出すことを特徴とする直流コンバータ装置。
2. 【請求項２】 前記スイッチング素子と並列に電圧共振
   用コンデンサが接続された「請求項１」に記載の直流コ
   ンバータ装置。
3. 【請求項３】 前記トランスの１次巻線又は２次巻線と
   直列に電流共振用リアクトルが接続された「請求項１」
   又は「請求項２」に記載の直流コンバータ装置。