JP2963776B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の直流−直流コン
バータを使用した電源装置に関する。
バータを使用した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば低圧負荷を駆動する電源装
置としては図７に示すように交流電源１に全波整流ダイ
オードブリッジ回路２を介して平滑コンデンサ３を接続
し、その平滑コンデンサ３にコンデンサ４とトランス５
の１次巻線５ａとの並列共振回路を介してスイッチング
素子６とダイオード７を並列接続した半波スイッチ回路
を接続し、１次巻線５ａと磁気的に結合されたトランス
５の２次巻線５ｂにコンデンサ８を介して負荷９を接続
したものが知られている。この場合トランス５の２次巻
線５ｂは１次巻線５ａよりも巻線数が少なく降圧トラン
スとなっている。
置としては図７に示すように交流電源１に全波整流ダイ
オードブリッジ回路２を介して平滑コンデンサ３を接続
し、その平滑コンデンサ３にコンデンサ４とトランス５
の１次巻線５ａとの並列共振回路を介してスイッチング
素子６とダイオード７を並列接続した半波スイッチ回路
を接続し、１次巻線５ａと磁気的に結合されたトランス
５の２次巻線５ｂにコンデンサ８を介して負荷９を接続
したものが知られている。この場合トランス５の２次巻
線５ｂは１次巻線５ａよりも巻線数が少なく降圧トラン
スとなっている。
【０００３】この電源装置では、交流電源１が投入され
ると、ダイオードブリッジ回路２によって全波整流さ
れ、平滑コンデンサ３の両端間に直流電圧が発生する。
この直流電圧に対してコンデンサ４と１次巻線５ａの共
振回路の共振周波数に近い周波数でスイッチング素子６
がオン、オフ動作し、トランス５の２次巻線５ｂに降圧
された交流電圧が発生して負荷９に印加される。
ると、ダイオードブリッジ回路２によって全波整流さ
れ、平滑コンデンサ３の両端間に直流電圧が発生する。
この直流電圧に対してコンデンサ４と１次巻線５ａの共
振回路の共振周波数に近い周波数でスイッチング素子６
がオン、オフ動作し、トランス５の２次巻線５ｂに降圧
された交流電圧が発生して負荷９に印加される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしこの従来装置で
は１次側に交流電源を全波整流し、かつ平滑した電圧を
そのまま入力しているので、コンデンサ４、トランス
５、スイッチング素子６等の回路素子として耐圧の高い
ものを使用しなければならず、大形化し、かつコスト高
となる問題があった。
は１次側に交流電源を全波整流し、かつ平滑した電圧を
そのまま入力しているので、コンデンサ４、トランス
５、スイッチング素子６等の回路素子として耐圧の高い
ものを使用しなければならず、大形化し、かつコスト高
となる問題があった。
【０００５】そこで本発明は、負荷に対して比較的低い
交流電圧を供給するものにおいて、回路を構成する回路
素子として耐圧の低い小形で安価なものが使用でき、従
って装置全体の小形、薄形、軽量化を図ることができる
電源装置を提供しようとするものである。
交流電圧を供給するものにおいて、回路を構成する回路
素子として耐圧の低い小形で安価なものが使用でき、従
って装置全体の小形、薄形、軽量化を図ることができる
電源装置を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１対応の発明は、
１次側と２次側が電気的に分離され、出力部に極性反転
回路を設けた複数の直流−直流コンバータと、この各コ
ンバータの入力端子を互いに直列に接続してなる直列回
路に接続される直流電源又は脈流電源と、各コンバータ
の極性反転回路を、各コンバータの出力極性が同一方向
に統一されて同時に切換わるよう制御する極性切換手段
とからなり、各コンバータの出力端子を互いに並列に接
続してなる並列回路に負荷を接続するものである。
１次側と２次側が電気的に分離され、出力部に極性反転
回路を設けた複数の直流−直流コンバータと、この各コ
ンバータの入力端子を互いに直列に接続してなる直列回
路に接続される直流電源又は脈流電源と、各コンバータ
の極性反転回路を、各コンバータの出力極性が同一方向
に統一されて同時に切換わるよう制御する極性切換手段
とからなり、各コンバータの出力端子を互いに並列に接
続してなる並列回路に負荷を接続するものである。
【０００７】請求項２対応の発明は、複数の直流−直流
コンバータと、この各コンバータの入力端子を互いに直
列に接続してなる直列回路に接続される脈流電源又は交
流電源を整流した直流電源と、各コンバータの極性反転
回路を、脈流電源電圧波形の谷部又は交流電源電圧波形
のゼロクロス部のタイミングで各コンバータの出力極性
が同一方向に統一されて同時に切換わるよう制御する極
性切換手段とからなるものである。
コンバータと、この各コンバータの入力端子を互いに直
列に接続してなる直列回路に接続される脈流電源又は交
流電源を整流した直流電源と、各コンバータの極性反転
回路を、脈流電源電圧波形の谷部又は交流電源電圧波形
のゼロクロス部のタイミングで各コンバータの出力極性
が同一方向に統一されて同時に切換わるよう制御する極
性切換手段とからなるものである。
【０００８】
【作用】このような構成の本発明においては、直流電源
又は脈流電源あるいは交流電源を整流した直流電源に複
数の直流−直流コンバータの入力端子を互いに直列に接
続してなる直列回路が接続されているので、各直流−直
流コンバータの入力端子にそれぞれ印加される電圧は低
い。そして負荷には各直流−直流コンバータの出力端子
の並列回路から極性反転の切換え制御により低電圧交流
が印加される。
又は脈流電源あるいは交流電源を整流した直流電源に複
数の直流−直流コンバータの入力端子を互いに直列に接
続してなる直列回路が接続されているので、各直流−直
流コンバータの入力端子にそれぞれ印加される電圧は低
い。そして負荷には各直流−直流コンバータの出力端子
の並列回路から極性反転の切換え制御により低電圧交流
が印加される。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。図１において１１は交流電源で、この電源１１
に全波整流ダイオードブリッジ回路１２の交流入力端子
を接続している。
明する。図１において１１は交流電源で、この電源１１
に全波整流ダイオードブリッジ回路１２の交流入力端子
を接続している。
【００１０】１３1 ，１３2 ，１３3 ，…１３n は直流
−直流コンバータで、この各直流−直流コンバータ１３
1 ，１３2 ，１３3 ，…１３n の１次側入力端子を互い
に直列に接続し、その直列回路の一端、すなわち直流−
直流コンバータ２３1 の入力端子の一端を前記全波整流
ダイオードブリッジ回路１２の整流出力端子の正極側に
接続し、またその直列回路の他端、すなわち直流−直流
コンバータ２３n の入力端子の他端を前記全波整流ダイ
オードブリッジ回路１２の整流出力端子の負極側に接続
している。
−直流コンバータで、この各直流−直流コンバータ１３
1 ，１３2 ，１３3 ，…１３n の１次側入力端子を互い
に直列に接続し、その直列回路の一端、すなわち直流−
直流コンバータ２３1 の入力端子の一端を前記全波整流
ダイオードブリッジ回路１２の整流出力端子の正極側に
接続し、またその直列回路の他端、すなわち直流−直流
コンバータ２３n の入力端子の他端を前記全波整流ダイ
オードブリッジ回路１２の整流出力端子の負極側に接続
している。
【００１１】前記各直流−直流コンバータ１３1 ，１３
2 ，１３3 ，…１３n の２次側出力端子を互いに並列に
接続し、その並列回路の両端間に負荷１４を接続してい
る。
2 ，１３3 ，…１３n の２次側出力端子を互いに並列に
接続し、その並列回路の両端間に負荷１４を接続してい
る。
【００１２】前記各直流−直流コンバータ１３1 ，１３
2 ，１３3 ，…１３n は、図２に示すようにそれぞれ１
次側入力端子間に平滑コンデンサ２１を接続し、その平
滑コンデンサ２１の両端間にコンデンサ２２とトランス
２３の１次巻線２３ａとを並列に接続した並列共振回路
を介してＭＯＳ形ＦＥＴ等のスイッチング素子２４を接
続し、そのスイッチング素子２４にダイオード２５を図
示極性に並列に接続して半波スイッチ回路を構成してい
る。
2 ，１３3 ，…１３n は、図２に示すようにそれぞれ１
次側入力端子間に平滑コンデンサ２１を接続し、その平
滑コンデンサ２１の両端間にコンデンサ２２とトランス
２３の１次巻線２３ａとを並列に接続した並列共振回路
を介してＭＯＳ形ＦＥＴ等のスイッチング素子２４を接
続し、そのスイッチング素子２４にダイオード２５を図
示極性に並列に接続して半波スイッチ回路を構成してい
る。
【００１３】そして前記トランス２３の２次巻線２３ｂ
に極性反転回路２６を介してコンデンサ２７を並列に接
続している。そして前記コンデンサ２７の両端間を出力
端子としている。
に極性反転回路２６を介してコンデンサ２７を並列に接
続している。そして前記コンデンサ２７の両端間を出力
端子としている。
【００１４】前記極性反転回路２６はダイオード２８と
第１スイッチ２９の直列回路と前記ダイオード２８とは
逆極性のダイオード３０と第２スイッチ３１の直列回路
との並列回路で構成されている。
第１スイッチ２９の直列回路と前記ダイオード２８とは
逆極性のダイオード３０と第２スイッチ３１の直列回路
との並列回路で構成されている。
【００１５】前記極性反転回路２６の各スイッチ２９，
３１は極性切換手段を構成する切換制御回路１５からの
切換信号Ｓ1 ，Ｓ2 によって所望のタイミングで交互に
オン、オフ制御されるようになっている。
３１は極性切換手段を構成する切換制御回路１５からの
切換信号Ｓ1 ，Ｓ2 によって所望のタイミングで交互に
オン、オフ制御されるようになっている。
【００１６】このような構成の本実施例においては、交
流電源１１を投入すると、各直流−直流コンバータ１３
1 ，１３2 ，１３3 ，…１３n には直流又は脈流電圧が
印加される。そして各直流−直流コンバータ１３1 ，１
３2 ，１３3 ，…１３n の入力端子、すなわち平滑コン
デンサ２１の両端間に印加される電圧は全体に印加され
る電圧の１／ｎとなる。
流電源１１を投入すると、各直流−直流コンバータ１３
1 ，１３2 ，１３3 ，…１３n には直流又は脈流電圧が
印加される。そして各直流−直流コンバータ１３1 ，１
３2 ，１３3 ，…１３n の入力端子、すなわち平滑コン
デンサ２１の両端間に印加される電圧は全体に印加され
る電圧の１／ｎとなる。
【００１７】各直流−直流コンバータ１３1 ，１３2 ，
１３3 ，…１３n のスイッチング素子２４を図３の(a)
に示すタイミングでオン、オフ動作させると、オン動作
した時点ではトランス２３の１次巻線２３ａを介して電
流が流れる。
１３3 ，…１３n のスイッチング素子２４を図３の(a)
に示すタイミングでオン、オフ動作させると、オン動作
した時点ではトランス２３の１次巻線２３ａを介して電
流が流れる。
【００１８】そしてスイッチング素子２４がオフする
と、トランス２３の１次巻線２３ａには自己インダクタ
ンスがあるため電流を流し続けようとする。この作用に
よりコンデンサ２２には電荷が蓄えられ図３の(b) に示
すような共振電圧が発生する。
と、トランス２３の１次巻線２３ａには自己インダクタ
ンスがあるため電流を流し続けようとする。この作用に
よりコンデンサ２２には電荷が蓄えられ図３の(b) に示
すような共振電圧が発生する。
【００１９】やがて共振電圧がピークに達すると、今度
はトランス２３の１次巻線２３ａに逆方向の電流が流れ
てコンデンサ２２の電荷を放出させる。そしてやがて共
振電圧はゼロとなるが、トランス２３の１次巻線２３ａ
の自己インダクタンスによりさらに電流を流し続けよう
とする。するとスイッチング素子２４と並列に接続され
たダイオード２５を経由して電流が供給され、共振電圧
はゼロに固定される。こうしてスイッチング素子２４と
ダイオード２５の半波スイッチ回路に流れる電流波形は
図３の(c) に示すようになる。一方、極性反転回路２６
の各スイッチ２９，３１は切換制御回路１５からの切換
信号Ｓ1 ，Ｓ2 によって所望のタイミングで交互にオ
ン、オフ制御される。
はトランス２３の１次巻線２３ａに逆方向の電流が流れ
てコンデンサ２２の電荷を放出させる。そしてやがて共
振電圧はゼロとなるが、トランス２３の１次巻線２３ａ
の自己インダクタンスによりさらに電流を流し続けよう
とする。するとスイッチング素子２４と並列に接続され
たダイオード２５を経由して電流が供給され、共振電圧
はゼロに固定される。こうしてスイッチング素子２４と
ダイオード２５の半波スイッチ回路に流れる電流波形は
図３の(c) に示すようになる。一方、極性反転回路２６
の各スイッチ２９，３１は切換制御回路１５からの切換
信号Ｓ1 ，Ｓ2 によって所望のタイミングで交互にオ
ン、オフ制御される。
【００２０】しかして各直流−直流コンバータ１３1 ，
１３2 ，１３3 ，…１３n の出力端子から出力される電
圧は所望のタイミングで極性が反転し、負荷１４には比
較的低い交流電圧が印加されることになる。
１３2 ，１３3 ，…１３n の出力端子から出力される電
圧は所望のタイミングで極性が反転し、負荷１４には比
較的低い交流電圧が印加されることになる。
【００２１】この場合、各直流−直流コンバータ１
３1 ，１３2，１３3 ，…１３n の極性反転回路２６の
各スイッチ２９，３１は出力端子からの出力極性が同一
方向に統一されて同時に切換わるように制御されるの
で、負荷１４に供給される電流量はかなり多くなる。従
って低電圧大電流量の負荷に適する。
３1 ，１３2，１３3 ，…１３n の極性反転回路２６の
各スイッチ２９，３１は出力端子からの出力極性が同一
方向に統一されて同時に切換わるように制御されるの
で、負荷１４に供給される電流量はかなり多くなる。従
って低電圧大電流量の負荷に適する。
【００２２】なお、各直流−直流コンバータ１３1 ，１
３2 ，１３3 ，…１３n の入力端子に印加される電圧の
分圧比が変化した場合は、例えば分圧が低くなった場合
はコンバータ出力が小さくなり、また分圧が高くなった
場合はコンバータ出力が大きくなる。このようにコンバ
ータが分圧バランスを保つ機能を持っているため一部の
コンバータに過大な電圧が印加されることはない。
３2 ，１３3 ，…１３n の入力端子に印加される電圧の
分圧比が変化した場合は、例えば分圧が低くなった場合
はコンバータ出力が小さくなり、また分圧が高くなった
場合はコンバータ出力が大きくなる。このようにコンバ
ータが分圧バランスを保つ機能を持っているため一部の
コンバータに過大な電圧が印加されることはない。
【００２３】このように各直流−直流コンバータ１
３1 ，１３2，１３3 ，…１３n には交流電源１１を全
波整流し、かつ平滑して得られた電圧の１／ｎの電圧が
入力電圧として印加されるため、各直流−直流コンバー
タ１３1 〜１３n を構成するコンデンサ２１，２２、ト
ランス２３、スイッチング素子２４として耐圧の低い小
形で安価なものが使用できる。従って装置全体の小形、
薄形、軽量化を図ることができる。次に本発明の他の実
施例を図面を参照して説明する。なお、前記実施例と同
一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略する。
３1 ，１３2，１３3 ，…１３n には交流電源１１を全
波整流し、かつ平滑して得られた電圧の１／ｎの電圧が
入力電圧として印加されるため、各直流−直流コンバー
タ１３1 〜１３n を構成するコンデンサ２１，２２、ト
ランス２３、スイッチング素子２４として耐圧の低い小
形で安価なものが使用できる。従って装置全体の小形、
薄形、軽量化を図ることができる。次に本発明の他の実
施例を図面を参照して説明する。なお、前記実施例と同
一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００２４】図４に示すように極性切換手段として交流
電源１１の位相を判定して極性反転回路２６の各スイッ
チ２９，３１を交互にオン、オフ制御する位相判定回路
１６を使用したものである。すなわち図５の(a) に示す
交流電源電圧波形に対してダイオードブリッジ回路１２
の出力波形は図５の(b) に示す全波整流波形となる。
電源１１の位相を判定して極性反転回路２６の各スイッ
チ２９，３１を交互にオン、オフ制御する位相判定回路
１６を使用したものである。すなわち図５の(a) に示す
交流電源電圧波形に対してダイオードブリッジ回路１２
の出力波形は図５の(b) に示す全波整流波形となる。
【００２５】前記位相判定回路１６は交流電源電圧波形
のゼロクロス点を検出して図５の(c) に示す出力反転信
号とこれと逆位相の出力反転信号、すなわち切換信号Ｓ
1 ，Ｓ2 を出力する。
のゼロクロス点を検出して図５の(c) に示す出力反転信
号とこれと逆位相の出力反転信号、すなわち切換信号Ｓ
1 ，Ｓ2 を出力する。
【００２６】これにより各直流−直流コンバータ１３1
〜１３nの極性反転回路２６の各スイッチ２９，３１は
交流電源１１の電圧位相に同期して交互にオン、オフ制
御される。また各直流−直流コンバータ１３1 〜１３n
からの出力電圧は図５の(d)に示すようになる。
〜１３nの極性反転回路２６の各スイッチ２９，３１は
交流電源１１の電圧位相に同期して交互にオン、オフ制
御される。また各直流−直流コンバータ１３1 〜１３n
からの出力電圧は図５の(d)に示すようになる。
【００２７】従って各直流−直流コンバータ１３1 〜１
３n の出力の極性切換えを出力電圧の一番低い状態で行
うことができ、切換えによりロスする電力を少なくでき
る。なお、本実施例においても前記実施例と同様の効果
が得られるのは勿論である。
３n の出力の極性切換えを出力電圧の一番低い状態で行
うことができ、切換えによりロスする電力を少なくでき
る。なお、本実施例においても前記実施例と同様の効果
が得られるのは勿論である。
【００２８】なお、この実施例では各直流−直流コンバ
ータ１３1 〜１３n の極性反転回路２６の各スイッチ２
９，３１を電圧位相に同期して交互にオン、オフ制御し
たが必ずしもこれに限定されるものではなく、例えば図
６に示すように交流電源１１の周波数よりも低い周波数
でオン、オフ制御してもよい。すなわち図６の(a) に示
す交流電源電圧波形に対して図６の(b) に示すようにゼ
ロクロス点が６回、すなわち３周期分検出する毎に出力
反転信号を切換えて図６の(c) に示すような出力電圧を
得るようにしてもよく、また図６の(d) に示すように出
力反転信号のデューティ比を切換えて図６の(e) に示す
ような出力電圧を得るようにしてもよい。このようにし
ても出力の極性切換えを出力電圧の一番低い状態で行う
ことができ、切換えによりロスする電力を少なくでき
る。
ータ１３1 〜１３n の極性反転回路２６の各スイッチ２
９，３１を電圧位相に同期して交互にオン、オフ制御し
たが必ずしもこれに限定されるものではなく、例えば図
６に示すように交流電源１１の周波数よりも低い周波数
でオン、オフ制御してもよい。すなわち図６の(a) に示
す交流電源電圧波形に対して図６の(b) に示すようにゼ
ロクロス点が６回、すなわち３周期分検出する毎に出力
反転信号を切換えて図６の(c) に示すような出力電圧を
得るようにしてもよく、また図６の(d) に示すように出
力反転信号のデューティ比を切換えて図６の(e) に示す
ような出力電圧を得るようにしてもよい。このようにし
ても出力の極性切換えを出力電圧の一番低い状態で行う
ことができ、切換えによりロスする電力を少なくでき
る。
【００２９】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、負
荷に対して比較的低い交流電圧を供給するものにおい
て、回路を構成する回路素子として耐圧の低い小形で安
価なものが使用でき、従って装置全体の小形、薄形、軽
量化を図ることができる電源装置を提供できるものであ
る。
荷に対して比較的低い交流電圧を供給するものにおい
て、回路を構成する回路素子として耐圧の低い小形で安
価なものが使用でき、従って装置全体の小形、薄形、軽
量化を図ることができる電源装置を提供できるものであ
る。
【図１】本発明の一実施例を示すプロック図。
【図２】同実施例における直流−直流コンバータの構成
を示す回路図。
を示す回路図。
【図３】同実施例における直流−直流コンバータの各部
の動作波形図。
の動作波形図。
【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図５】同実施例における各部の動作波形図。
【図６】本発明のさらに他の実施例を示す各部の動作波
形図。
形図。
【図７】従来例を示す回路図。
【符号の説明】 １１…交流電源、１２…全波整流ダイオードブリッジ回
路、１３1 〜１３n …直流−直流コンバータ、１４…負
荷、１５…切換制御回路、１６…位相判定回路、２６…
極性反転回路。
路、１３1 〜１３n …直流−直流コンバータ、１４…負
荷、１５…切換制御回路、１６…位相判定回路、２６…
極性反転回路。
Claims (2)
- 【請求項１】 １次側と２次側が電気的に分離され、出
力部に極性反転回路を設けた複数の直流−直流コンバー
タと、この各コンバータの入力端子を互いに直列に接続
してなる直列回路に接続される直流電源又は脈流電源
と、前記各コンバータの極性反転回路を、前記各コンバ
ータの出力極性が同一方向に統一されて同時に切換わる
よう制御する極性切換手段とからなり、前記各コンバー
タの出力端子を互いに並列に接続してなる並列回路に負
荷を接続することを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 １次側と２次側が電気的に分離され、出
力部に極性反転回路を設けた複数の直流−直流コンバー
タと、この各コンバータの入力端子を互いに直列に接続
してなる直列回路に接続される脈流電源又は交流電源を
整流した直流電源と、前記各コンバータの極性反転回路
を、前記脈流電源電圧波形の谷部又は交流電源電圧波形
のゼロクロス部のタイミングで前記各コンバータの出力
極性が同一方向に統一されて同時に切換わるよう制御す
る極性切換手段とからなり、前記各コンバータの出力端
子を互いに並列に接続してなる並列回路に負荷を接続す
ることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP204891A JP2963776B2 (ja) | 1991-01-11 | 1991-01-11 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP204891A JP2963776B2 (ja) | 1991-01-11 | 1991-01-11 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04236166A JPH04236166A (ja) | 1992-08-25 |
| JP2963776B2 true JP2963776B2 (ja) | 1999-10-18 |
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ID=11518448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP204891A Expired - Fee Related JP2963776B2 (ja) | 1991-01-11 | 1991-01-11 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2963776B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20000060772A (ko) * | 1999-03-19 | 2000-10-16 | 이건수 | 직/병렬 조합형 컨버터회로 |
-
1991
- 1991-01-11 JP JP204891A patent/JP2963776B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH04236166A (ja) | 1992-08-25 |
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