JPS63194570A - 直列共振コンバ−タ - Google Patents
直列共振コンバ−タInfo
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- JPS63194570A JPS63194570A JP2532787A JP2532787A JPS63194570A JP S63194570 A JPS63194570 A JP S63194570A JP 2532787 A JP2532787 A JP 2532787A JP 2532787 A JP2532787 A JP 2532787A JP S63194570 A JPS63194570 A JP S63194570A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 26
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000011084 recovery Methods 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明はスイッチング素子を制御して直列共振電流の
半波を流して直流を交流にＤＣ−ＡＣ変換回路で変換し
、その変換された交流出力を全波整流して直流出力を得
る直列共振コンバータに関する。
半波を流して直流を交流にＤＣ−ＡＣ変換回路で変換し
、その変換された交流出力を全波整流して直流出力を得
る直列共振コンバータに関する。
「従来の技術」
従来において、直流−直流（ＤＣ−ＤＣ）コンバータに
おける損失を低減するため、第４図に示すようにフォワ
ードタイプのコンバータの出力回路にＭ）Ｓ−ＦＥＴが
用いらｎている。このコンバータは直流電源１が主スィ
ッチ２を介して主トランス３の１次側に接続され、主ス
イツチ２０オン、オフと同期して主トランス３の２次側
の整流用ＭＯ８−ＦＥＴ ４８５を交互にオン、オフさ
せることによ、９ ＭＯＳ −ＦＥＴで整流作用を行う
ものである。オン抵抗の小さいＭＯ８−ＦＥＴを用いる
ことによシ、ＰＮダイオードに比べて低損失化を図るも
のである。
おける損失を低減するため、第４図に示すようにフォワ
ードタイプのコンバータの出力回路にＭ）Ｓ−ＦＥＴが
用いらｎている。このコンバータは直流電源１が主スィ
ッチ２を介して主トランス３の１次側に接続され、主ス
イツチ２０オン、オフと同期して主トランス３の２次側
の整流用ＭＯ８−ＦＥＴ ４８５を交互にオン、オフさ
せることによ、９ ＭＯＳ −ＦＥＴで整流作用を行う
ものである。オン抵抗の小さいＭＯ８−ＦＥＴを用いる
ことによシ、ＰＮダイオードに比べて低損失化を図るも
のである。
主トランス３の２次側電圧■、及び整流素子（ＭＯＳ
−ＦＥＴ ） ４ 、５に流れる電流１２ ＋ １３の
波形を第５図に示す。主トランス３の２次側に発生する
電圧Ｖ、が正の期間にＭＯＳ −ＦＥＴ４をオン、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ ５をオフさせて主トランス３０１次側から
２次側へ電力を供給し、出力リアクタ６を通じて出力コ
ンデンサ７に充電し、電圧Ｖ、が負の期間はＭＯＳ −
ＦＥＴ ４をオフ、ＭＯＳ −ＦＥＴ ５をオンさせる
ことによシ、出力リアクタ６に流れていた電流をＭＯＳ
−ＦＥＴ ５を通して出力コンデンサ７に流すことが
できる。
−ＦＥＴ ） ４ 、５に流れる電流１２ ＋ １３の
波形を第５図に示す。主トランス３の２次側に発生する
電圧Ｖ、が正の期間にＭＯＳ −ＦＥＴ４をオン、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ ５をオフさせて主トランス３０１次側から
２次側へ電力を供給し、出力リアクタ６を通じて出力コ
ンデンサ７に充電し、電圧Ｖ、が負の期間はＭＯＳ −
ＦＥＴ ４をオフ、ＭＯＳ −ＦＥＴ ５をオンさせる
ことによシ、出力リアクタ６に流れていた電流をＭＯＳ
−ＦＥＴ ５を通して出力コンデンサ７に流すことが
できる。
ＭＯＳ −ＦＥＴ ４ 、５には寄生要素としてボディ
ーダイオードがあシ、このダイオードはりカバリ一時間
が長いため、ボディーダイオードに電流が流れると逆電
圧印加時に大きなりカバリ−電流が流れることＫなる。
ーダイオードがあシ、このダイオードはりカバリ一時間
が長いため、ボディーダイオードに電流が流れると逆電
圧印加時に大きなりカバリ−電流が流れることＫなる。
第６図に第４図の電流切シ替わシ時の時間軸拡大図を示
す。出力リアクタ６に流れる電流は連続になるため、Ｍ
ＯＳ −ＦＥＴ ４ 、５を流れる電流１２ ｒ １５
が同時に流れる期間Ｔ１． Ｔ２がある。この期間Ｔ４
． Ｔ２は負荷電流によって変化するため、ＭＯＳ −
ＦＥＴ ４ 、５のデート信号Ｇ２゜Ｇ３を期間Ｔ１．
Ｔ２の変化にあわせて変化させないとＭＯＳ −ＦＥＴ
４ 、５のがディーダイオードに電流が流れてリカバ
リー電流が大きくなシ、高周波化時の損失が増大すると
いう問題があった。また、負荷電流の変化にあわせて期
間Ｔ４．Ｔ２が変化するため、それに合わせてダート信
号Ｇ、２ 、 Ｇ３を発生させることは非常に困難であ
った。
す。出力リアクタ６に流れる電流は連続になるため、Ｍ
ＯＳ −ＦＥＴ ４ 、５を流れる電流１２ ｒ １５
が同時に流れる期間Ｔ１． Ｔ２がある。この期間Ｔ４
． Ｔ２は負荷電流によって変化するため、ＭＯＳ −
ＦＥＴ ４ 、５のデート信号Ｇ２゜Ｇ３を期間Ｔ１．
Ｔ２の変化にあわせて変化させないとＭＯＳ −ＦＥＴ
４ 、５のがディーダイオードに電流が流れてリカバ
リー電流が大きくなシ、高周波化時の損失が増大すると
いう問題があった。また、負荷電流の変化にあわせて期
間Ｔ４．Ｔ２が変化するため、それに合わせてダート信
号Ｇ、２ 、 Ｇ３を発生させることは非常に困難であ
った。
この発明の目的は駆動方法が簡単で高効率化が図れるＭ
ＯＳ −ＦＥＴを整流回路に用いた直列共振コンバータ
を提供することにある。
ＯＳ −ＦＥＴを整流回路に用いた直列共振コンバータ
を提供することにある。
「問題点を解決するための手段」
この発明によればＤＣ−ＡＣ変換回路により半波の直列
共振電流の交流出力を得、その交流出力を整流する整流
回路にＭＯＳ −ＦＥＴが用いられる。
共振電流の交流出力を得、その交流出力を整流する整流
回路にＭＯＳ −ＦＥＴが用いられる。
従来の技術と異なるのは簡単な駆動回路で低損失なＭＯ
Ｓ −ＦＥＴ整流回路を実現できる点である。
Ｓ −ＦＥＴ整流回路を実現できる点である。
「実施例」
第１図はこの発明の詳細な説明する回路図である。直流
電源１の両端に共振用コンデンサ１０ 、１０’の直列
回路が接続され、共振用コンデンサ１０ 、１０’と並
列にその電圧をクランプするダイオード１１゜１丁がそ
れぞれ接続される。直流電源１０両端に主スィッチ１３
、１３’の直列回路が接続され、共振用コンデンサ１
０ 、１０’の接続点と、主スィッチ１３゜１３′の接
続点との間に共振用リアクタ１２を介して主トランス１
４の１次側が接続される。主トランス１４の２次側の両
端はＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５．１５’を通じて互
に接続され、その接続点と、主トランス１４０２次側の
中点との間に出力コンデンサ１６が接続され、出力コン
デンサ１６と並列に負荷１７が接続される。制御回路１
８は負荷１７の電圧を検出して主スィッチ１３ 、１３
’の動作周波数を変化させることにより、定電圧制御を
行う。共振電流幅検出回路１９は整流素子１５ 、１５
’に流れる共振電流を検出器２０．２０’により検出し
て共振電流の幅を求め、ＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５
、１５’を駆動する。
電源１の両端に共振用コンデンサ１０ 、１０’の直列
回路が接続され、共振用コンデンサ１０ 、１０’と並
列にその電圧をクランプするダイオード１１゜１丁がそ
れぞれ接続される。直流電源１０両端に主スィッチ１３
、１３’の直列回路が接続され、共振用コンデンサ１
０ 、１０’の接続点と、主スィッチ１３゜１３′の接
続点との間に共振用リアクタ１２を介して主トランス１
４の１次側が接続される。主トランス１４の２次側の両
端はＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５．１５’を通じて互
に接続され、その接続点と、主トランス１４０２次側の
中点との間に出力コンデンサ１６が接続され、出力コン
デンサ１６と並列に負荷１７が接続される。制御回路１
８は負荷１７の電圧を検出して主スィッチ１３ 、１３
’の動作周波数を変化させることにより、定電圧制御を
行う。共振電流幅検出回路１９は整流素子１５ 、１５
’に流れる共振電流を検出器２０．２０’により検出し
て共振電流の幅を求め、ＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５
、１５’を駆動する。
共振用コンデンサ１０ 、１０’、ダイオード１１゜１
ｆ、共振用リアクタ１２、主スィッチ１３ 、１３’は
直列共振形のＤＣ−ＡＣ変換回路２１を構成している。
ｆ、共振用リアクタ１２、主スィッチ１３ 、１３’は
直列共振形のＤＣ−ＡＣ変換回路２１を構成している。
ＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５ 、１５’には寄生要素
としてボディーダイオードがあるためソースからドレイ
ンに電流を流すように接続する。主スィッチ１３ 、１
３’を半サイクルごとに交互にオン、オフさせることに
よシ、主トランス１４に共振電流を流す。すなわち共振
用コンデンサｌＯが充電され、共振用コンデンサ１０′
が放電されている状態で、主スィッチ１３がオンになさ
れると、直流電源１、及び共振用コンデンサ１０から主
スイッチ１３−共振用リアクタ１２−主トランス１４の
１次側−共振用コンデンサ１０′を通じる直列共振電流
が流れ、共振用コンデンサ１０は放電し、共振用コンデ
ンサ１０′は充電される。この共振電流がゼロになると
主スィッチ１３は自動的にオフになり、その後、主スィ
ッチ１３′がオンにされ、同様に動作して共振電流が流
れ、共振用コンデンサｌＯは充電され、共振用コンデン
サ１０′は放電され、かつ主トランス１４の１次側に流
れる共振電流は反対方向となる。
としてボディーダイオードがあるためソースからドレイ
ンに電流を流すように接続する。主スィッチ１３ 、１
３’を半サイクルごとに交互にオン、オフさせることに
よシ、主トランス１４に共振電流を流す。すなわち共振
用コンデンサｌＯが充電され、共振用コンデンサ１０′
が放電されている状態で、主スィッチ１３がオンになさ
れると、直流電源１、及び共振用コンデンサ１０から主
スイッチ１３−共振用リアクタ１２−主トランス１４の
１次側−共振用コンデンサ１０′を通じる直列共振電流
が流れ、共振用コンデンサ１０は放電し、共振用コンデ
ンサ１０′は充電される。この共振電流がゼロになると
主スィッチ１３は自動的にオフになり、その後、主スィ
ッチ１３′がオンにされ、同様に動作して共振電流が流
れ、共振用コンデンサｌＯは充電され、共振用コンデン
サ１０′は放電され、かつ主トランス１４の１次側に流
れる共振電流は反対方向となる。
主トランス１４の２次側に誘起された電圧がＭＯＳ −
ＦＥＴ整流素子１５．１５’により全波整流される。つ
まり主トランス１４の２次側に電圧が誘起されると、そ
の電圧の極性に応じて、ＭＯＳ−ＦＥＴ整流素子１５
、１５’の一方がそのボディーダイオードを通じて電流
が流れる。この時、主トランス１４の２次側に接続され
ているＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５ 、１５’に流れ
る電流Ｉ、 、 Ｉ５を第２図に示す。第２図に示すよ
うにこれら電流Ｉ、 、 Ｉ５は正弦半波状であシ、Ｍ
ＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５ 、１５’に同時に電流が
流れない期間Ｔ、 、 Ｔ４がある。共振電流Ｉ４．Ｉ
５は直流電源１の電圧、負荷１７の電圧、共振用リアク
タ１２、共振用コンデンサ１０゜１０′の各位によって
決まる。ダイオード１１．［が直流電源１の電圧に共振
用コンデンサ１０．１０’の電圧をフランジするためＭ
ＯＳ −ＦＥＴ １５ 、１５’を流れる電流は、正弦
半波状となる。共振電流Ｉ４． Ｉ、を検出器２０ 、
２０’によシ検出し、共振電流が流れている期間を共振
電流幅検出回路１９で求め、ＭＯＳ −ＦＥＴ １５
、１５’を第５図に示すような信号Ａ、Ｂで駆動するこ
とによシ、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディーダイオードに電流
を流すことなく、ＭＯＳ −ＦＥＴをオンさせることが
できる。つまり駆動信号Ａ、Ｈの終りを共振電流工４．
Ｉ５の終シ（零になった時）と一致させればよい。
ＦＥＴ整流素子１５．１５’により全波整流される。つ
まり主トランス１４の２次側に電圧が誘起されると、そ
の電圧の極性に応じて、ＭＯＳ−ＦＥＴ整流素子１５
、１５’の一方がそのボディーダイオードを通じて電流
が流れる。この時、主トランス１４の２次側に接続され
ているＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５ 、１５’に流れ
る電流Ｉ、 、 Ｉ５を第２図に示す。第２図に示すよ
うにこれら電流Ｉ、 、 Ｉ５は正弦半波状であシ、Ｍ
ＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５ 、１５’に同時に電流が
流れない期間Ｔ、 、 Ｔ４がある。共振電流Ｉ４．Ｉ
５は直流電源１の電圧、負荷１７の電圧、共振用リアク
タ１２、共振用コンデンサ１０゜１０′の各位によって
決まる。ダイオード１１．［が直流電源１の電圧に共振
用コンデンサ１０．１０’の電圧をフランジするためＭ
ＯＳ −ＦＥＴ １５ 、１５’を流れる電流は、正弦
半波状となる。共振電流Ｉ４． Ｉ、を検出器２０ 、
２０’によシ検出し、共振電流が流れている期間を共振
電流幅検出回路１９で求め、ＭＯＳ −ＦＥＴ １５
、１５’を第５図に示すような信号Ａ、Ｂで駆動するこ
とによシ、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディーダイオードに電流
を流すことなく、ＭＯＳ −ＦＥＴをオンさせることが
できる。つまり駆動信号Ａ、Ｈの終りを共振電流工４．
Ｉ５の終シ（零になった時）と一致させればよい。
ＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子１５ 、１５’に流れる電流
Ｉ４゜■ を検出し、電流Ｉ４とＩ５が同時にオンしな
いように制御回路１８によシ、主スィッチ１３ 、１３
’を制御する動作周波数を制御すれば負荷電流が変化し
た場合にも共振電流Ｉ４．Ｉ５が同時に流れるというこ
とはない。このため、ＭＯＳ −ＦＥＴターンオフ時に
リカバリー電流が流れず、高周波化時に従来のように損
失が増加するといった問題はなくなシ、従来のフォワー
ドコンバータのように整流素子４，５を同時オンさせた
り、負荷電流の変化にあわせて同時オンの期間を制御す
るといったような複雑な制御をする必要がなくなる。
Ｉ４゜■ を検出し、電流Ｉ４とＩ５が同時にオンしな
いように制御回路１８によシ、主スィッチ１３ 、１３
’を制御する動作周波数を制御すれば負荷電流が変化し
た場合にも共振電流Ｉ４．Ｉ５が同時に流れるというこ
とはない。このため、ＭＯＳ −ＦＥＴターンオフ時に
リカバリー電流が流れず、高周波化時に従来のように損
失が増加するといった問題はなくなシ、従来のフォワー
ドコンバータのように整流素子４，５を同時オンさせた
り、負荷電流の変化にあわせて同時オンの期間を制御す
るといったような複雑な制御をする必要がなくなる。
この結果から明らかなように、直列共振コン・ぐ−タの
整流素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いることによシ、
従来の技術に比べて簡単な駆動回路でＭＯＳ−ＦＥＴ整
流素子のがディーダイオードに電流を流さずに駆動する
ことができ高周波化時にも損失を増加させることのない
低損失なＭＯＳ −ＦＥＴ整流回路を実現できる。なお
ＭＯＳ −ＦＥＴ １５ 、１５’に対する駆動信号Ａ
、Ｂをそれぞれ共振電流Ｉ、 、 Ｉ。
整流素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いることによシ、
従来の技術に比べて簡単な駆動回路でＭＯＳ−ＦＥＴ整
流素子のがディーダイオードに電流を流さずに駆動する
ことができ高周波化時にも損失を増加させることのない
低損失なＭＯＳ −ＦＥＴ整流回路を実現できる。なお
ＭＯＳ −ＦＥＴ １５ 、１５’に対する駆動信号Ａ
、Ｂをそれぞれ共振電流Ｉ、 、 Ｉ。
が流れている期間内とするのは、ＭＯＳ −ＦＥＴ １
５ 。
５ 。
１５′の駆動信号が共振電流Ｉ、 、 Ｉ、、のオン幅
以上になると出力コンデンサ１６が電源となって主トラ
ンス１４を介して１次側に帰還電流を流し、損失が増加
するのを防止するためである。
以上になると出力コンデンサ１６が電源となって主トラ
ンス１４を介して１次側に帰還電流を流し、損失が増加
するのを防止するためである。
直流を交流に変換する直列共振形のＤＣ−ＡＣ変換回路
２１としては第１図に示したものに限らず、各種のもの
を用いることができる。またＤＣ−ＡＣ変換回路２１の
出力交流を整流回路へ供給する場合に主トランスを用い
ることなく、４つのＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子をブリッ
ジ接続した全波整流回路を用いてもよい。整流回路の損
失をなるべく小とする点からは主トランス１４を使用し
た方がよい。
２１としては第１図に示したものに限らず、各種のもの
を用いることができる。またＤＣ−ＡＣ変換回路２１の
出力交流を整流回路へ供給する場合に主トランスを用い
ることなく、４つのＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子をブリッ
ジ接続した全波整流回路を用いてもよい。整流回路の損
失をなるべく小とする点からは主トランス１４を使用し
た方がよい。
「発明の効果」
以上説明したように、直列共振コンバータの整流素子と
してＭＯＳ −ＦＥＴを用いることにより簡単な駆動回
路で低損失な整流回路を実現できるため、直列共振コン
バータの一層の高効率化が可能となる。またこの整流素
子としてファーストリカバリーダイオードを用いた場合
よシこの発明のコンバータは整流回路の損失が少ない。
してＭＯＳ −ＦＥＴを用いることにより簡単な駆動回
路で低損失な整流回路を実現できるため、直列共振コン
バータの一層の高効率化が可能となる。またこの整流素
子としてファーストリカバリーダイオードを用いた場合
よシこの発明のコンバータは整流回路の損失が少ない。
すなわち直流電源１の電圧を２５０ｖ、出力コンデンサ
１６の出力電圧ｖ０を一５４Ｖとし、整流素子としてＭ
ＯＳ −ＦＥＴ １５ 、１５’を用いた場合と、その
代シに７アーストリカパリーダイオードを用いた場合と
の各整流回路の損失を第３図に示す。ＭＯＳ −ＦＥＴ
のがディーダイオードに電流を流すと損失が増加するた
め、ＭＯＳ −ＦＥＴのオン電圧がボディーダイオード
の順方向降下電圧よシ低くなるようにＭＯＳ−ＦＥＴ１
５ 、１５’のオン抵抗を選んである。第３図より明ら
かなように、ファーストリカバリーダイオードに比べＭ
ＯＳ −ＦＥＴでは低損失化が図られておシ、出力電流
Ｉ。＝１ＯＡの時、損失はＭＯＳ −ＦＥＴを用いる場
合ファーストリカバリーダイオードを用いる場合の約６
０％となっている。ＭＯＳ −ＦＥＴはオン抵抗を並列
接続によシ小さくすることができるので更に低損失化が
可能である。
１６の出力電圧ｖ０を一５４Ｖとし、整流素子としてＭ
ＯＳ −ＦＥＴ １５ 、１５’を用いた場合と、その
代シに７アーストリカパリーダイオードを用いた場合と
の各整流回路の損失を第３図に示す。ＭＯＳ −ＦＥＴ
のがディーダイオードに電流を流すと損失が増加するた
め、ＭＯＳ −ＦＥＴのオン電圧がボディーダイオード
の順方向降下電圧よシ低くなるようにＭＯＳ−ＦＥＴ１
５ 、１５’のオン抵抗を選んである。第３図より明ら
かなように、ファーストリカバリーダイオードに比べＭ
ＯＳ −ＦＥＴでは低損失化が図られておシ、出力電流
Ｉ。＝１ＯＡの時、損失はＭＯＳ −ＦＥＴを用いる場
合ファーストリカバリーダイオードを用いる場合の約６
０％となっている。ＭＯＳ −ＦＥＴはオン抵抗を並列
接続によシ小さくすることができるので更に低損失化が
可能である。
第１図はこの発明の直列共振コンバータの構成例を示す
接続図、第２図は第１図の整流回路に流れる電流波形及
び駆動信号波形図、第３図は整流回路の損失特性図、第
４図はＭＯＳ −ＦＥＴを整流回路に用いた従来のフォ
ワードコンバータを示す接続図、第５図は第４図のＭＯ
Ｓ −ＦＥＴ整流回路の電圧、電流波形図、第６図は第
５図の時間軸拡大およびＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子駆動
信号を示す図である。 特許出願人 日本電信電話株式会社 代 理 人 草 野 卓オ ２ 図 命−へ Ｃす〉
・−・−ロ ロ
ロ ロＮ
−
接続図、第２図は第１図の整流回路に流れる電流波形及
び駆動信号波形図、第３図は整流回路の損失特性図、第
４図はＭＯＳ −ＦＥＴを整流回路に用いた従来のフォ
ワードコンバータを示す接続図、第５図は第４図のＭＯ
Ｓ −ＦＥＴ整流回路の電圧、電流波形図、第６図は第
５図の時間軸拡大およびＭＯＳ −ＦＥＴ整流素子駆動
信号を示す図である。 特許出願人 日本電信電話株式会社 代 理 人 草 野 卓オ ２ 図 命−へ Ｃす〉
・−・−ロ ロ
ロ ロＮ
−
Claims (2)
- （１）スイッチング素子を制御して直列共振電流を流し
、直流を交流にＤＣ−ＡＣ変換回路で変換し、その変換
された交流を整流素子により全波整流して直流出力を得
る直列共振コンバータにおいて、 上記整流素子としてＭＯＳ−ＦＥＴが用いられているこ
とを特徴とする直列共振コンバータ。 - （２）上記ＤＡ−ＡＣ変換回路の出力側には主トランス
の１次側が接続され、その主トランスの２次側の両端は
第１、第２ＭＯＳ−ＦＥＴをそれぞれ通じて出力コンデ
ンサの一端に接続され、その出力コンデンサの他端は上
記主トランスの２次側の中点に接続され、上記第１、第
２ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる第１、第２電流検出器が設け
られ、それら第１、第２電流検出器の検出出力が共振電
流幅検出回路へ供給され、この共振電流幅検出回路の出
力により上記第１、第２ＭＯＳ−ＦＥＴが駆動制御され
る特許請求の範囲第１項記載の直列共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62025327A JPH0740784B2 (ja) | 1987-02-04 | 1987-02-04 | 直列共振コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62025327A JPH0740784B2 (ja) | 1987-02-04 | 1987-02-04 | 直列共振コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63194570A true JPS63194570A (ja) | 1988-08-11 |
| JPH0740784B2 JPH0740784B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=12162857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62025327A Expired - Lifetime JPH0740784B2 (ja) | 1987-02-04 | 1987-02-04 | 直列共振コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0740784B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03173353A (ja) * | 1989-11-22 | 1991-07-26 | Vlt Corp | ゼロ電流スイッチング順方向電力変換の回路および方法 |
| JP2010187478A (ja) * | 2009-02-12 | 2010-08-26 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 直列共振コンバータの制御手段 |
| CN102882381A (zh) * | 2011-07-15 | 2013-01-16 | 三垦电气株式会社 | 谐振转换器 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58207871A (ja) * | 1982-05-29 | 1983-12-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 全波整流回路 |
| JPS60183977A (ja) * | 1984-03-01 | 1985-09-19 | Mitsubishi Electric Corp | 高精度整流回路 |
-
1987
- 1987-02-04 JP JP62025327A patent/JPH0740784B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN102882381A (zh) * | 2011-07-15 | 2013-01-16 | 三垦电气株式会社 | 谐振转换器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0740784B2 (ja) | 1995-05-01 |
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