CN101548457B - 多输出开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

多输出开关电源装置具有：至少具有一次线圈、第一二次线圈和第二二次线圈的变压器(T1a)以及变压器(T2a)；调整在变压器(T1a)的一次线圈(P1)上施加直流电压的时间的控制电路(12-1)；对在变压器(T1a)的第一二次线圈S1上产生的电压进行整流滤波，取出第一输出电压的第一整流滤波电路；调整在变压器(T2a)的一次线圈(P2)上施加直流电压的时间的控制电路(12-2)；对在变压器(T2a)的第一二次线圈(S2)上产生的电压进行整流滤波，取出第二输出电压的第二整流滤波电路；以及对串联连接变压器(T1a)的第二二次线圈(S3 1)和变压器(T2a)的第二二次线圈(S32)的串联线圈的两端电压进行整流滤波，取出第三输出电压的第三整流滤波电路。

Description

多输出开关电源装置
技术领域
本发明涉及具有多个输出的多输出开关电源装置。
背景技术
图1是表示相关联的多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输出开关电源装置中，输入电压Vin由将商用电源的交流电压整流滤波后的直流电压形成，在输入电压Vin之间串联连接了变压器T1的一次线圈P1以及例如由MOSFET构成的开关元件Q1。控制电路11控制开关元件Q1的接通/关断。
另外，在变压器T1的二次侧，设置有与对于变压器T1的一次线圈P1的电压产生反相电压而缠绕的二次线圈S1连接的整流滤波电路。整流滤波电路由二极管D1和滤波电容器C1构成，整流并滤波在变压器T1的二次线圈S1中感生出的电压，从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。
取出第一输出电压Vo1的变换器作为反激(flyback)变换器一般被公知，在开关元件Q1接通的期间在变压器T1的一次线圈P1上积蓄励磁能，在开关元件Q2关断后，通过二极管D1向输出放出能量。反馈电路10向一次侧的控制电路11反馈第一输出电压Vo1和基准电压的误差信号，控制电路11根据误差信号调整开关元件Q1的接通幅度，将第一输出电压Vo1控制为预定值。
第二输出电压Vo2、第三输出电压Vo3通过与反激变换器的第一输出端子连接的、例如降压斩波器等DC/DC变换器21、22取出。
通过该多输出开关电源装置，能够全部高精度地取出3个输出电压Vo1、Vo2、Vo3，但是为了取出第二输出电压Vo2、第三输出电压Vo3，DC/DC变换器21、22分别需要开关元件、扼流圈、控制IC这样的部件，使得成本及安装面积增大。并且，因为通过开关元件对大电流流过的路径进行开关，所以除了产生过大的开关损失之外，还无法避免噪声的产生。另外，在为了防止电路间的干扰需要使各输出之间绝缘的情况下等，不能采用该电路结构。
图2是表示相关联的多输出开关电源装置的另一例的结构的电路图。在该多输出开关电源装置中，通过由变压器T1、开关元件Q1、整流滤波电路D1、C1、反馈电路10-1、控制电路11-1构成的第一变换器；由变压器T2、开关元件Q2、整流滤波电路D2、C2、反馈电路10-2、控制电路11-2构成的第二变换器；以及由变压器T3、开关元件Q3、整流滤波电路D3、C3、反馈电路10-3、控制电路11-3构成的第三变换器来构成。即，对每个输出使用反激变换器构成。通过该电路结构，可以使各输出之间绝缘。
但是，根据图2表示的多输出开关电源装置，和图1表示的多输出开关电源装置相同，每个输出需要开关元件、变压器、控制IC，并且对每个输出需要确保各变压器的一次二次之间的绝缘距离。因此，与图1表示的多输出开关电源装置相比更需要安装空间。
另外，作为关联技术，例如已知在日本国专利公开公报特开2003-259644号公报中记载的技术。
如上所述，在相关联的多输出开关电源装置中，在二次侧设置调节器(DC/DC变换器21、22)的结构中，调解器导致的噪声以及损失增大，存在由于追加部件引起的成本以及安装面积增大这样的问题，并且无法在需要使各输出绝缘的情况下使用。
另外，在对每个输出分设变换器的结构中，具有与在二次侧设置调解器的结构相比，更需要安装空间这样的问题。
发明内容
根据本发明，能够提供通过廉价的电路结构使各个输出稳定的多输出开关电源装置。
为了解决上述课题，根据本发明的第一技术侧面，特征为：多输出开关电源装置具有：至少具有一次线圈和第一二次线圈和第二二次线圈的第一变压器以及第二变压器；调整在所述第一变压器的一次线圈上施加直流电压的时间的第一控制电路；对在所述第一变压器的第一二次线圈上产生的电压进行整流滤波取出第一输出电压的第一整流滤波电路；调整在所述第二变压器的一次线圈上施加直流电压的时间的第二控制电路；对在所述第二变压器的第一二次线圈上产生的电压进行整流滤波取出第二输出电压的第二整流滤波电路；以及对串联连接所述第一变压器的第二二次线圈和所述第二变压器的第二二次线圈的串联线圈的两端电压进行整流滤波取出第三输出电压的第三整流滤波电路。
根据本发明的第二技术侧面，特征在为：在所述多输出开关电源装置中，还具有：通过所述第一控制电路接通/关断的第一开关元件；通过所述第二控制电路接通/关断的第二开关元件；以及根据所述第三整流滤波电路的第三输出电压，生成使接通所述第一开关元件的时刻和接通所述第二开关元件的时刻的时间进行变化的接通时刻控制信号的第三控制电路，所述第一控制电路以及所述第二控制电路根据来自所述第三控制电路的接通时刻控制信号，以同一开关频率接通/关断该开关元件。
根据本发明第三技术侧面，特征在为：在第一技术侧面中，具有通过所述第一控制电路接通/关断的第一开关元件；通过所述第二控制电路接通/关断的第二开关元件；以及根据所述第三整流滤波电路的第三输出电压，生成使接通所述第二开关元件的时刻变化的接通时刻控制信号的第三控制电路，所述第二控制电路与所述第一控制电路的开关频率同步地进行动作，并且根据来自所述第三控制电路的接通时刻控制信号使所述第二开关元件接通/关断。
根据本发明的第四技术侧面，特征为，在第二技术侧面中，所述第三控制电路具有以预定的周期产生脉冲电压的振荡电路；与所述振荡电路的脉冲电压同步地产生第一触发的第一触产生成电路；以及在所述振荡电路的脉冲电压产生后经过了与所述第三整流滤波电路的第三输出电压相对应的期间后，产生第二触发的第二触发产生电路，作为所述接通时刻控制信号，向所述第一控制电路输出所述第一触发，向所述第二控制电路输出所述第二触发。
根据本发明第五技术侧面，特征在为，在第三技术侧面中，所述第三控制电路具有第二触发产生电路，其在所述第一开关元件接通或者关断后经过了与所述第三整流滤波电路的第三输出电压相对应的期间后，产生第二触发，作为所述接通时刻控制信号，向所述第二控制电路输出所述第二触发。
附图说明
图1是表示相关联的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图2是表示相关联的多输出开关电源装置的另一例的结构的电路图。
图3是表示本发明第一实施例的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图4是表示第一实施例的多输出开关电源装置的控制电路12-3的内部电路图。
图5是表示图4表示的控制电路12-3的动作的时序图。
图6是表示本发明第一实施例的多输出开关电源装置的重负荷时的动作的波形图。
图7是表示本发明第一实施例的多输出开关电源装置的轻负荷时的动作的波形图。
图8是表示本发明第二实施例的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图9是表示本发明第二实施例的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图10是表示本发明第三实施例的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图11是表示第三实施例多输出开关电源装置的控制电路13-3的内部电路图。
图12是表示图11表示的控制电路13-3的动作的时序图。
图13是表示本发明第三实施例的多输出开关电源装置的动作的波形图。
具体实施方式
下面参照附图详细说明本发明的多输出开关电源装置的实施例。
(第一实施例)
图3是表示本发明第一实施例的多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输出开关电源装置中，变压器T1a(第一变压器)具有一次线圈P1、第一二次线圈S1和第二二次线圈S31。变压器T2a(第二变压器)具有一次线圈P2、第一二次线圈S2和第二二次线圈S32。
输入电压Vin由将商用电源的交流电压整流滤波后的直流电压形成，在输入电压Vin之间，串联连接了变压器T1a的一次线圈P1和例如由MOSFET构成的开关元件Q1。控制电路12-1(第一控制电路)以预定的频率控制开关元件Q1的接通/关断，来将直流电压Vin转换为交流电压，将该交流电压施加到第一变压器T1a的一次线圈P1上。
在输入电压Vin之间，串联连接了变压器T2a的一次线圈P2和例如由MOSFET构成的开关元件Q2。控制电路12-2(第二控制电路)以所述预定的频率控制开关元件Q2的接通/关断，来把直流电压Vin转换为交流电压，把该交流电压施加到第二变压器T2a的一次线圈P2上。
在开关元件Q1、Q2的漏极-源极之间，分别连接二极管D4、D5。二极管D4、D5也可以是开关元件Q1、Q2的漏极-源极间的寄生电容。
在变压器T1a的二次侧，设置有与对于变压器T1a的一次线圈P1的电压产生反相电压那样缠绕的第一二次线圈S1连接的整流滤波电路(第一整流滤波电路)。整流滤波电路由二极管D1和滤波电容器C1构成，对在变压器T1a的第一二次线圈S1上感生出的电压进行整流以及滤波，从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。
在变压器T2a的二次侧，设置有与对于变压器T2a的一次线圈P2的电压产生反相电压那样缠绕的第一二次线圈S2连接的整流滤波电路(第二整流滤波电路)。整流滤波电路由二极管D2和滤波电容器C2构成，对在变压器T2a的第一二次线圈S2上感生出的电压进行整流以及滤波，从第二输出端子作为第二输出电压Vo2输出。
缠绕变压器T1a的第二二次线圈S31，以便对于变压器T1a的第一二次线圈S1的电压产生同相的电压，缠绕变压器T2a的第二二次线圈S32，以便对于变压器T2a的第一二次线圈S2的电压产生同相的电压。
串联连接变压器T1a的第二二次线圈S31和变压器T2a的第二二次线圈S32来构成串联线圈。在该串联线圈的两端之间，连接由二极管D3和滤波电容器C3构成的整流滤波电路(第三整流滤波电路)。整流滤波电路把滤波电容器C3的两端电压作为第三输出电压Vo3从第三输出端子输出。
反馈电路10-1把第一输出电压Vo1和基准电压的误差信号向一次侧的控制电路12-1反馈，控制电路12-1根据误差信号调整开关元件Q1的接通幅度，把第一输出电压Vo1控制为预定电压。反馈电路10-2把第二输出电压Vo2和基准电压的误差信号向一次侧的控制电路12-2反馈，控制电路12-2根据误差信号调整开关元件Q2的接通幅度，把第二输出电压Vo2控制为预定电压。
反馈电路10-3把第三输出电压Vo3和基准电压的误差信号向一次侧的控制电路12-3反馈。控制电路12-3(第三控制电路)根据误差信号，生成作为使接通开关元件Q1的时刻和接通开关元件Q2的时刻的时间变化的接通时刻控制信号的触发Trg1(第一触发)、Trg2(第二触发)，向控制电路12-1输出触发Trg1，向控制电路12-2输出触发Trg2。
图4是第一实施例的多输出开关电源装置的控制电路12-3的内部电路图。控制电路12-3具有振荡电路31、单触发脉冲产生电路33(第一触发产生电路)、比较器35(第二触发产生电路)、RS-触发电路RS-FF。在触发电路RS-FF的输出端子Q和比较器35的非反相输入端子之间连接电阻R31和二极管D31的并联电路。在比较器35的非反相输入端子和大地之间连接电容器31。在电源Vcc和大地之间连接光电耦合器PC31(光电晶体管部分)和电阻R32的串联电路。
该光电耦合器PC31是构成反馈电路10-3的光电耦合器，根据第三输出电压Vo3和基准电压的误差信号流过的电流变化。在光电耦合器PC31和电阻R32的连接点连接比较器35的反相输入端子。比较器35的输出端子输出触发Trg2，并且与触发电路RS-FF的复位端子R连接。
下面参照图5的时序图说明图4表示的控制电路12-3的动作。
首先，在时刻t1，当振荡电路31以一定的周期产生脉冲电压时，单触发脉冲产生电路33通过来自振荡电路31的脉冲电压的上升生成由单触发脉冲形成的触发Trg1后输出。另外，触发电路RS-FF在复位端子S输入来自振荡电路31的脉冲电压，与脉冲电压的上升同步地向输出端子Q输出H电平。
当输出端子Q成为H电平时，通过电阻R31缓缓向电容器C31充电。光电耦合器PC31对应第三输出电压Vo3和基准电压的误差信号流过的电流发生变化，伴随该变化在电阻R32上产生的电压变化。
在时刻t2，当电容器C31的电压达到电阻R32的电压时，比较器35的输出成为H电平，并作为触发Trg2被输出。
另外，当比较器35的输出成为H电平时，触发器RS-FF的输出成为L电平，电容器C31的电压经由二极管D31被进行放电，比较器35的输出成为L电平。
根据电容器C31的放电时间或者触发器RS-FF、比较器35的应答时间，作为脉冲电压生成触发Trg2。以上的动作与从振荡电路31输出的脉冲电压同步地重复。
如此，因为根据来自反馈电路10-3的反馈信号，在电阻R32上产生的电压变化，所以直到电容器31的电压达到电阻R32的时间变化。即，可以调整触发Trg1的时刻t1和触发Trg2的时刻t2的时间(t2-t1)。
图6是表示本发明的第一实施例的多输出开关电源装置的重负荷时的动作的波形图，表示在第三输出端子上连接的负荷是重负荷时的动作波形。
下面，参照图6，说明第一实施例的多输出开关电源装置的重负荷时的动作。
此外，在图6中，Trg1、Trg2是触发，Vds(Q1)是开关元件Q1的漏极-源极间电压，Id(Q1)是开关元件Q1的漏极电流，Vds(Q2)是开关元件Q2的漏极-源极间电压，Id(Q2)是开关元件Q2的漏极电流，S1是变压器T1a的第一二次线圈S1的两端电压，S2是变压器T2a的第一二次线圈S2的两端电压，S31、S32是第二二次线圈S31、S32的两端电压，I(D1)是二极管D1中流过的电流，I(D2)是二极管D2中流过的电流，I(D3)是二极管D3中流过的电流。
首先，在时刻t1，从控制电路12-3向控制电路12-1输出作为接通触发的触发Trg1。控制电路12-1当被输入了触发Trg1时，向开关元件Q1的栅极端子输出栅极信号。因此，开关元件Q1接通，作为漏极电流Id(Q1)流过变压器T1a的一次线圈P1的励磁电流。
然后，在时刻t2，从控制电路12-3向控制电路12-2输出作为接通触发的触发Trg2。控制电路12-2当被输入了触发Trg2时，向开关元件Q2的栅极端子输出栅极信号。因此，开关元件Q2接通，作为漏极电流Id(Q2)流过变压器T2a的一次线圈P2的励磁电流。
然后，在时刻t3，当开关元件Q1关断时，变压器T1a的第一二次线圈S1的电压反相，通过二极管D1对第一输出端子放出电力。此时，变压器T1a的第二二次线圈S31的电压也反相。但是，因为开关元件Q2是接通状态，所以在变压器T2a的第一二次线圈S2上产生负的电压，对于第三输出电压Vo3，二极管D3的阳极一侧的电压低，不向第三输出端子放出能量。
然后，在时刻t4，当开关元件Q2关断时，变压器T2a的第一二次线圈S2的电压反相。此时，因为变压器T2a的第二二次线圈S32的电压也反相，所以将变压器T1a的第二二次线圈S31和变压器T2a的第二二次线圈S32的电压相加。因此，对于第三输出电压Vo3，二极管D3的阳极一侧的电压升高，向第三输出端子放出能量。
在二极管D3中流动的电流I(D3)流过变压器T1a的剩余的能量。在二极管D2中，流过基于从变压器T2a的能量中减去通过二极管D3向第三输出端子放出的能量后得到的能量的电流I(D2)。变压器T2a的第二二次线圈S32的电压成为第一二次线圈S2的电压的匝数比倍的电压，即在第二输出电压Vo2上加上二极管D2的正向电压后的电压的匝数比倍的电压。
变压器T1a的第二二次线圈S31的电压成为从在第三输出电压Vo3上加上二极管D3的正向电压的电压中减去变压器T2a的第二二次线圈S32的电压后的电压。因此，因为通过第二二次线圈S31的电压的匝数比倍的电压对变压器T1a的第一二次线圈S1的电压进行箝位，所以第一二次线圈S1的电压变得低于第一输出电压Vo1，向第一输出端子的能量的放出结束。
接着，在时刻t5，当变压器T1a中积蓄的能量的放出结束时，在变压器T1a的第一二次线圈S1上感生出的电压慢慢降低。于是，二极管D3的阳极一侧的电压变得低于第三输出电压Vo3，二极管D3截止。于是，通过二极管D2仅对第二输出端子放出在变压器T2a中积蓄的能量。
接着，在时刻t6，当在变压器T2a中积蓄的能量的放出也结束时，通过二极管D2向第二输出端子的能量的放出结束。
图7是表示本发明第一实施例的多输出开关电源装置的轻负荷时的动作的波形图。在图7中，表示了在第三输出端子上连接的负荷是轻负荷时的动作波形。
图7表示的时刻t1～t6的动作波形与图6的重负荷时的动作波形的时刻t1～t6的状态变化为相同的状态变化，各期间的动作是与图6的重负荷时相同的动作。
在图7的轻负荷时的动作中，与图6的重负荷时的动作相比，从输入触发Trg1后到输入触发Trg2的期间t1～t2变长。因此，开关元件Q2关断，变压器T2a开始放出能量的时刻t4也延迟，变压器T1a和变压器T2a的能量放出的重叠的期间t4～t5缩短，向第三输出端子放出的能量减少。
如此，在变压器T1a和变压器T2a的能量放出期间的重叠的期间内，进行向第三输出端子的能量放出。因此，根据反馈电路10-3反馈的误差信号，控制电路12-3错开输出触发冲Trg1和触发Trg2的时刻，由此能够调整变压器T1a和变压器T2a的能量放出期间相重叠的期间，控制第三输出电压Vo3。
如此，根据第一实施例的多输出开关电源装置，因为能够从图2表示的相关联的3变换器方式的多输出开关电源装置中去掉一个变压器T3、一个开关元件Q3，所以能够构成通过廉价的电路结构可以实现使3个输出稳定的多输出开关电源装置。
(第二实施例)
图8是表示本发明第二实施例的多输出开关电源装置的结构的电路图。图8表示的第二实施例的多输出开关电源装置相对于图3表示的第一实施例的多输出开关电源装置的结构仅有以下的结构不同，所以仅说明不同的结构。
在变压器T1b的二次侧，设置有与对于变压器T1b的一次线圈P1的电压产生同相的电压那样缠绕的第一二次线圈S1连接的整流滤波电路。整流滤波电路由二极管D1、扼流圈L1、续流二极管D12和滤波电容器C1构成，把滤波电容器C1的两端电压作为第一输出电压Vo1从第一输出端子输出。
在变压器T2b的二次侧设置有与对于变压器T2b的一次线圈P2的电压产生同相的电压那样缠绕的第一二次线圈S2连接的整流滤波电路。整流滤波电路由二极管D2、扼流圈L2、续流二极管D22以及滤波电容器C2构成，把滤波电容器C2的两端电压作为第二输出电压Vo2从第二输出端子输出。
在变压器T1b的第二二次线圈S31和变压器T2b的第二二次线圈S32的串联线圈的两端之间，连接由二极管D3、扼流圈L3、续流二极管D32和滤波电容器C3构成的整流滤波电路，把滤波电容器C3的两端电压作为第三输出电压Vo3从第三输出端子输出。
在第二实施例的多输出开关电源装置中，第一变换器和第二变换器是正激变换器，第一输出电压Vo1至第三输出电压Vo3的控制与第一实施例的那些控制相同。
图9是表示本发明的第二实施例的多输出开关电源装置的动作的波形图。
下面参照图9说明第二实施例的多输出开关电源装置的重负荷时的动作。
首先，在时刻t1，从控制电路12-3向控制电路12-1输出作为接通触发信号的触发Trg1。控制电路12-1当被输入了触发Trg1时，向开关元件Q1的栅极端子输出栅极信号。因此，开关元件Q1接通，在变压器T1b的一次线圈P1上施加直流电压Vin，在第一二次线圈S1上产生直流电压Vin的匝数比倍的电压。
通过该电压通过扼流圈L1向第一输出端子供给能量，并且在扼流圈L1上积蓄能量。此时，在变压器T1b的第二二次线圈S31上也产生直流电压Vin的匝数比倍的电压。但是，因为开关元件Q2未接通，所以在变压器T2b的第二二次线圈S32上没有产生电压。或者，为了变压器T2b的复位产生负的电压，在扼流圈L3上施加的电压低，流过扼流圈L3的电流的变化小。
接着，在时刻t2，从控制电路12-3向控制电路12-2输出作为接通触发信号的触发Trg2。控制电路12-2当被输入了触发Trg2时，向开关元件Q2的栅极端子输出栅极信号。因此，开关元件Q2接通，在变压器T2b的一次线圈P2上施加直流电压Vin，在第一二次线圈S2上产生直流电压Vin的匝数比倍的电压。
通过该电压通过扼流圈L2向第二输出端子供给能量，并且在扼流圈L2上积蓄能量。此时，在变压器T2b的第二二次线圈S32上也产生直流电压Vin的匝数比倍的电压，在扼流圈L3上施加与变压器T1b的第二二次线圈S31上产生的电压相加后的电压，通过扼流圈L3向第三输出端子供给能量，并且在扼流圈L3上积蓄能量。
接着，在时刻t3，当开关元件Q1关断时，变压器T1b的第一二次线圈S1的电压反相，二极管D1截止，在扼流圈L1中积蓄的能量通过续流二极管D12对第一输出端子放出。此时，变压器T1b的第二二次线圈S31的电压也反相，产生负的电压。因此，对于第三输出电压Vo3，二极管D3的阳极一侧的电压降低，二极管D3截止，在扼流圈L3上积蓄的能量通过续流二极管D32被放出。
接着，在时刻t4，当开关元件Q2关断时，变压器T2b的第一二次线圈S2的电压反相，二极管D2截止，在扼流圈L2中积蓄的能量通过续流二极管D22向第二输出端子放出。其后，开关元件Q1、开关元件Q2持续关断状态，在扼流圈L1、L2、L3中积蓄的能量通过续流二极管向输出端子放出，再次返回时刻t1的开关元件Q1接通的状态。
如此，因为在开关元件Q1和开关元件Q2双方接通的期间，向第三输出端子放出能量，并且在扼流圈L3中积蓄能量，所以根据由反馈电路10-3反馈的误差信号，控制电路12-3错开输出触发Trg1和触发Trg2的时刻，由此能够调整开关元件Q1和开关元件Q2双方接通的期间，控制第三输出电压Vo3。因此，在第二实施例中也能得到和第一实施例的效果相同的效果。此外，在第二实施例中，控制电路12-3也可以通过图4所示的电路构成。
(第三实施例)
图10是表示本发明第三实施例的多输出开关电源装置的结构的电路图。图10表示的第三实施例的多输出开关电源装置相对于图3表示的第一实施例的多输出开关电源装置的结构，仅有以下的结构不同，所以仅说明不同的结构。
在输入电压Vin之间，连接例如由MOSFET构成的开关元件Q1和开关元件Q3的串联电路。与开关元件Q1并联连接由变压器T1c的一次线圈P1和电流谐振电容器Cri构成的串联谐振电路。控制电路13-1对开关元件Q1和开关元件Q3交互地进行接通/关断控制，把第一输出电压Vo1控制为预定电压。
在变压器T1c的二次侧，设置有对于变压器T1c的一次线圈P1的电压产生同相的电压那样缠绕的第一二次线圈S1、对于一次线圈P1的电压产生反相的电压那样缠绕的第二二次线圈S12、以及与第一二次线圈S1以及第二二次线圈S12连接的整流滤波电路。整流滤波电路由二极管D1和二极管D12和滤波电容器C1构成，对在变压器T1c的第一二次线圈S1和第二二次线圈S12上感生出的电压进行整流以及滤波，从第一输出端子作为第一输出电压Vo1输出。
在第三实施例的多输出开关电源装置中，输出第一输出电压Vo1的第一变换器是电流谐振变换器，开关元件Q1和开关元件Q3以50％的占空比交互地反复接通/关断。
反馈电路10-1向控制电路13-1反馈第一输出电压Vo1和基准电压的误差信号，控制电路13-1通过调整开关元件Q1和开关元件Q3的开关频率把第一输出电压Vo1控制为预定电压。
反馈电路10-2向控制电路13-2反馈误差信号，控制电路13-2对应误差信号调整开关元件Q2的接通幅度，来把第二输出电压Vo2控制为预定电压。
控制电路13-3从反馈电路10-3输入第三输出电压Vo3和基准电压的误差信号，对应误差信号，生成使接通开关元件Q2的时刻变化的触发Trg2(接通时刻控制信号)。
另外，控制电路13-3从控制电路13-1输入用于使开关元件Q1和开关元件Q3接通/关断的开关频率信号，向控制电路13-2输出该开关频率信号和触发Trg2。控制电路13-2与控制电路13-1的开关频率同步地动作，并且根据来自控制电路13-3的触发Trg2使开关元件Q2接通/关断。
图11是第三实施例的多输出开关电源装置的控制电路13-3的内部电路图。图12是表示图11表示的控制电路13-3的动作的时序图。在图11中，控制电路13-1具有振荡电路31，该振荡电路31产生用于接通/关断开关元件Q1、Q3的预定周期的脉冲电压。控制电路13-3具有触发电路RS-FF、电阻R31、二极管D31、电容器C31、光电耦合器PC31、电阻R32、比较器35。即，相对于图4表示的控制电路12-3，去掉了振荡电路31、单触发脉冲产生电路33。
根据这样的结构，在时刻t1，通过来自控制电路13-1的振荡电路31的脉冲电压的上升触发电路RS-FF成为H电平，开始电容器C31的充电，比较器35在电容器C31的电压成为电阻R32的电压的时刻t2，生成触发Trg2作为接通时刻控制信号，输出给控制电路13-2。其他的动作因为与第一实施例的控制电路12-3的动作相同，所以省略其说明。
图13是表示本发明的第三实施例的多输出开关电源装置的动作的波形图。另外，在图13中，I(Cri)表示流过电流谐振电容器Cri的电流，I(D1、D2)表示流过二极管D1、D12的电流。
然后参照图13说明第三实施例的多输出开关电源装置的重负荷时的动作。
首先，在时刻t1，从控制电路13-1向开关元件Q3的栅极端子输出的栅极信号变为低水平，开关元件Q3关断，其后向开关元件Q1的栅极端子输出栅极信号，开关元件Q1接通。于是，在变压器T1c的一次线圈P1上施加电流谐振电容器Cri的电压，在变压器T1c的第一二次线圈S12上产生电压，通过二极管D12向第一输出端子放出谐振电流。
然后，在时刻t2，从控制电路13-3向控制电路13-2输出作为接通触发信号的触发Trg2。控制电路13-2当被输入了触发Trg2时，向开关元件Q2的栅极端子输出栅极信号。于是，开关元件Q2接通，在变压器T2a的一次线圈P2上流过励磁电流。
接着，在时刻t3，当开关元件Q2关断时，变压器T2a的第一二次线圈S2的电压反相，通过二极管D2向第二输出端子放出电力。此时，变压器T2a的第二二次线圈S32的电压也反相，在变压器T1c的第二二次线圈S31上产生负的电压。因此，对于第三输出端子，二极管D3的阳极一侧的电压低，不向第三输出端子放出能量。
接着，在时刻t4，当开关元件Q1关断、开关元件Q3接通时，在变压器T1c的一次线圈P1上，施加直流电压Vin和电流谐振电容器Cri的电压的差电压。因此，在变压器T1c的第一二次线圈S1上产生电压，通过二极管D1向第一输出端子放出谐振电流。
此时，因为变压器T1c的第二二次线圈S31的电压也反相，所以将变压器T1c的第二二次线圈S31和变压器T2a的第二二次线圈S32的电压相加，对于第三输出电压Vo3，二极管D3的阳极一侧的电压升高，向第三输出端子放出能量。
然后，在时刻t5，当在变压器T2a中积蓄的能量的放出结束时，在变压器T2a的第一二次线圈S2上感生出的电压慢慢降低。于是，二极管D3的阳极侧的电压变得比第三输出电压Vo3低，二极管D3截止。于是，从变压器T1c放出的谐振电流通过二极管D1仅向第一输出端子放出。
其后，来自变压器T1c的第一二次线圈S1的谐振电流的放出也结束，在时刻t6，开关元件Q3关断，再次返回开关元件Q1接通的时刻t1的状态。
如此，因为在第三实施例的多输出开关电源装置中，也和第一实施例的多输出开关电源装置同样地，在变压器T1c的第二二次线圈S31和变压器T2a的第二二次线圈S32的电压都成为正的期间进行向第三输出端子的能量的放出，所以可以通过调整该期间控制第三输出电压Vo3。
具体地说，例如在时刻t1，控制电路13-3根据来自控制电路13-1的信号检测开关元件Q1的漏极-源极间电压的下降(与振荡电路的上升对应)。控制电路13-3把时刻t1作为基准，根据反馈电路10-3反馈的误差信号，使向控制电路13-2输出触发Trg2的时刻可变。由此，可以调整变压器T1c的第二二次线圈S31和变压器T2a的第二二次线圈S32的电压都成为正的期间，控制第三输出电压Vo3。
在第一实施例中以反激变换器为例进行了说明，但除了反激变换器以外还可以应用于通过PWM控制控制输出电压的全部的开关变换器。在第二实施例中以正激变换器为例进行了说明，但除了正激变换器以外还可以应用于通过PWM控制控制输出电压的全部的开关变换器。在第三实施例中说明了电流谐振型变换器的例子，但除了电流谐振变换器以外还可以向全部的开关变换器提供。
另外，在第一实施例、第二实施例中，控制开关元件Q1和开关元件Q2的接通时刻，但即使控制开关元件Q1和开关元件Q2的关断时刻，也可以得到同样的效果。
根据本发明的第一技术侧面，因为能够从相关联的3变换器方式的多输出开关电源装置中去掉一个变压器、一个开关元件，所以可以构成能够用廉价的电路结构实现各个输出稳定化的多输出开关电源装置。
根据本发明的第二技术侧面，根据第三控制电路对应误差信号生成的接通时刻控制信号错开接通第一开关元件的时刻和接通第二开关元件的时刻，由此可以调整第一变压器和第二变压器的能量的放出期间相重叠的期间，来控制第三输出电压。
根据本发明的第三技术侧面，根据第三控制电路对应误差信号生成的接通时刻控制信号使接通第二开关元件的时刻变化，由此可以调整第一变压器和第二变压器的能量的放出期间相重叠的期间，来控制第三输出电压。
根据本发明第四以及第五技术侧面，能够生成接通时刻控制信号。
本发明可以用于具有多个输出的多输出开关电源装置。
(指定美国)
本国际专利申请涉及指定美国，关于在2007年6月28日申请的日本国专利申请第2007-170906(2007年6月28日申请)，援引基于美国专利法第119条(a)的优先权的好处，引用其公开内容。

Claims (4)

1.一种多输出开关电源装置，其特征在于，具备：
至少具有一次线圈、第一二次线圈和第二二次线圈的第一变压器以及第二变压器；
调整在所述第一变压器的一次线圈上施加直流电压的时间的第一控制电路；
对在所述第一变压器的第一二次线圈上产生的电压进行整流滤波取出第一输出电压的第一整流滤波电路；
调整在所述第二变压器的一次线圈上施加直流电压的时间的第二控制电路；
对在所述第二变压器的第一二次线圈上产生的电压进行整流滤波取出第二输出电压的第二整流滤波电路；
对串联连接所述第一变压器的第二二次线圈和所述第二变压器的第二二次线圈的串联线圈的两端电压进行整流滤波取出第三输出电压的第三整流滤波电路；
通过所述第一控制电路接通/关断的第一开关元件；
通过所述第二控制电路接通/关断的第二开关元件；以及
根据所述第三整流滤波电路的第三输出电压，生成使接通所述第一开关元件的时刻和接通所述第二开关元件的时刻的时间进行变化的接通时刻控制信号的第三控制电路，
所述第一控制电路根据来自所述第三控制电路的接通时刻控制信号以及所述第一整流滤波电路的第一输出电压与基准电压的误差信号，以和所述第二开关元件相同的开关频率接通/关断所述第一开关元件，
所述第二控制电路根据来自所述第三控制电路的接通时刻控制信号以及所述第二整流滤波电路的第二输出电压与基准电压的误差信号，以和所述第一开关元件相同的开关频率接通/关断所述第二开关元件。
2.一种多输出开关电源装置，其特征在于，具备：
至少具有一次线圈、第一二次线圈和第二二次线圈的第一变压器以及第二变压器；
调整在所述第一变压器的一次线圈上施加直流电压的时间的第一控制电路；
对在所述第一变压器的第一二次线圈上产生的电压进行整流滤波取出第一输出电压的第一整流滤波电路；
调整在所述第二变压器的一次线圈上施加直流电压的时间的第二控制电路；
对在所述第二变压器的第一二次线圈上产生的电压进行整流滤波取出第二输出电压的第二整流滤波电路；
对串联连接所述第一变压器的第二二次线圈和所述第二变压器的第二二次线圈的串联线圈的两端电压进行整流滤波取出第三输出电压的第三整流滤波电路；
通过所述第一控制电路接通/关断的第一开关元件；
通过所述第二控制电路接通/关断的第二开关元件；以及
从所述第一控制电路输入所述第一开关元件的开关频率，并且根据所述第三整流滤波电路的第三输出电压，生成使接通所述第二开关元件的时刻变化的接通时刻控制信号的第三控制电路，
所述第一控制电路根据所述第一整流滤波电路的第一输出电压与基准电压的误差信号，使所述第一开关元件接通/关断，
所述第二控制电路与从所述第三控制电路输出的所述第一开关元件的开关频率同步地进行动作，并且根据来自所述第三控制电路的接通时刻控制信号以及所述第二整流滤波电路的第二输出电压与基准电压的误差信号使所述第二开关元件接通/关断。
3.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
所述第三控制电路具有以预定的周期产生脉冲电压的振荡电路；与所述振荡电路的脉冲电压同步地产生第一触发的第一触发产生电路；以及在所述振荡电路的脉冲电压产生后经过了与所述第三整流滤波电路的第三输出电压相对应的期间后，产生第二触发的第二触发产生电路，
向所述第一控制电路输出作为所述接通时刻控制信号的所述第一触发，向所述第二控制电路输出作为所述接通时刻控制信号的所述第二触发。
4.根据权利要求2所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
所述第三控制电路具有第二触发产生电路，其在所述第一开关元件接通或者关断后经过了与所述第三整流滤波电路的第三输出电压相对应的期间后，产生第二触发，
向所述第二控制电路输出作为所述接通时刻控制信号的所述第二触发。
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