CN111903047B - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明的一种电力转换装置包括：彼此并联连接的多个谐振转换器(10、20)；和用于控制多个所述谐振转换器(10、20)的控制部，所述谐振转换器(10、20)将输入的直流电压转换为不同电压的直流电压并将其输出，所述控制部(2)：使多个所述谐振转换器(10、20)的开关频率一致，控制多个所述谐振转换器(10、20)之间的相位差，将多个所述谐振转换器(10、20)输出的电流的大小均匀化。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及电力转换装置。

背景技术

近年来，因为地球环境保护的意识提高，开发了具备蓄电池和太阳电池、燃料电池等直流电源的系统。这些系统中，要求从直流电源对负载或其他直流电源以高转换效率供电的DC-DC转换器。作为效率高的绝缘型DC-DC转换器的电路方式，已知利用电容器和电感器的谐振现象的谐振转换器。

谐振转换器中，在开关元件中流动的电流因谐振而减小的时机使开关元件关断时，因为断路电流小所以开关损失小，能够得到高效率。但是，一般而言，谐振转换器中，利用其谐振特性，使开关频率变化而控制输出。因此，将多个谐振转换器并联连接的情况下，因为电路部件特性的不均，各个谐振转换器以不同的开关频率工作，存在不能发挥降低输出电容器的纹波电流等并联工作的优点的情况。

专利文献1中，公开了在存在电路部件的特性误差的情况下，也使从各DC-DC转换器对输出电容器供给的电流的峰值均匀化，降低输出电容器的纹波电流的DC-DC转换器的技术。

专利文献2中，公开了使谐振频率因电路部件的特性不均等而不同的多个谐振型DC-DC转换器以相位错开的大致同一频率工作，发挥谐振动作和并联动作的优点的DC-DC转换器装置的技术。

另外，专利文献3中，公开了进一步使并联连接的多个谐振转换器的输出电流均衡的技术。

另外，专利文献4中，公开了对并联连接的多个谐振型DC/DC转换器以大致同一频率使相位错开地进行驱动的技术。

另外，专利文献1和专利文献2中，公开了不改变开关频率地控制输出的DC-DC转换器的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开昭63-190556号公报

专利文献2：日本特开2010-11625号公报

专利文献3：日本特开2010-41855号公报

专利文献4：国际公开第2007/023603号

发明内容

发明要解决的课题

但是，专利文献1中记载的技术中，因为用一个谐振型DC-DC转换器构成，所以存在易于在输出电流中比较多地包括脉动(纹波)和因电路不均而在输出的稳定性上存在担忧这样的课题。

另外，专利文献2中，在电路结构上，是面向控制输出电压的，但存在不足以使输出电流稳定这样的课题。

另外，专利文献3中，为了使多个谐振转换器的输出电流均衡，而以旁通来避开对谐振电路施加电压的方式工作。但是，谐振转换器中，在得到比变压器的匝数比更高的输出电压等情况下，存在有不对谐振电路施加电压的期间时效率可能降低这样的课题。另外，电路方式也易于限定于全桥电路等，存在难以直接应用例如更廉价的半桥电路这样的课题。

另外，专利文献4中，存在多个谐振型DC/DC转换器的输出电流不均衡的情况，所以存在DC/DC转换器装置的小型化困难这样的课题。

本发明是鉴于上述课题而发明的，课题(目的)在于提供一种使并联连接的多个谐振转换器输出的电流均衡且效率高的电力转换装置。

用于解决课题的技术方案

为了解决上述课题，如下所述地构成本发明。

即，本发明的电力转换装置的特征在于，包括：彼此并联连接的多个谐振转换器；和用于控制多个所述谐振转换器的控制部，所述谐振转换器将输入的直流电压转换为不同电压的直流电压并将其输出，所述控制部，使多个所述谐振转换器的开关频率一致，控制多个所述谐振转换器之间的相位差，将多个所述谐振转换器输出的电流的大小均匀化。

另外，其他方案在具体实施方式中说明。

发明效果

根据本发明，能够提供一种使并联连接的多个谐振转换器输出的电流均衡且效率高的电力转换装置。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的电力转换装置的电路结构例的图。

图2是表示本发明的第一实施方式的谐振转换器的开关元件的控制信号的波形例的图。

图3表示模式(A1-2)下的谐振转换器的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路。

图4是表示模式(A2)下的谐振转换器的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

图5是表示模式(A3-0)下的谐振转换器的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

图6是表示模式(A3-1)下的谐振转换器的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

图7是表示模式(A3-2)下的谐振转换器的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

图8是表示本发明的第一实施方式的谐振转换器的动作和动作波形例的图。

图9是表示本发明的第一实施方式的使谐振转换器的输出电流均衡用的工作方法的一例的图。

图10是表示本发明的第二实施方式的电力转换装置的电路结构例的图。

具体实施方式

以下，对于用于实施本发明的方式(以下记作“实施方式”)，适当参考附图进行说明。

《第一实施方式》

图1是表示本发明的第一实施方式的电力转换装置1的电路结构例的图。

电力转换装置1从直流电源3输入直流电力(直流电压)，进行DC-DC转换，输出转换后的直流电力(直流电压)而对负载4供电。

＜电力转换装置1的概要结构＞

电力转换装置1包括谐振转换器10、20、平滑电容器C1、C2、C3、平滑电感器L1、电压传感器5和控制部2。

谐振转换器10和谐振转换器20中，各自的输入端子和输出端子相互并联连接。

对平滑电容器C1的两个端子间输入的直流电源3的电力(直流电力)，被供给至谐振转换器10和谐振转换器20各自的输入端子。

谐振转换器10和谐振转换器20各自的输出端子的输出电力，被供给至平滑电容器C2。

平滑电容器C2的电力(电压)被平滑电感器L1和平滑电容器C3进一步平滑化，从平滑电容器C3的两个端子间输出，对负载4供给电力(直流电力)。

电压传感器5检测平滑电容器C2的电压并对控制部2供给。

如后所述，谐振转换器10和谐振转换器20分别具备开关电路11、21和检测输出电流的电流传感器16、26。

控制部2输入电压传感器5的电压信号和电流传感器16、26的电流信号，参考这些信号，对谐振转换器10、20中配置的开关电路11、21进行控制。

关于谐振转换器10、20和电力转换装置1的详细结构和动作，在以下顺次进行说明。

＜谐振转换器10、20＞

对谐振转换器10、20进行说明。关于谐振转换器10、20，因为是相同的电路结构，所以主要以谐振转换器10为代表进行说明。

谐振转换器10具备开关电路11、整流电路12、平滑电容器C11、C12、谐振电容器Cr1、谐振电感器Lr1、变压器T1、电流传感器16。

平滑电容器C11对于电力转换装置1中的平滑电容器C1的输入电压，在谐振转换器10中，进一步使其稳定化、平滑化。

关于开关电路11的详细结构和动作，在后文中叙述。

谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1形成谐振电路。对该谐振电路导入开关电路11的输出电力(输出电压)，对变压器T1的一次侧输送。

变压器T1具有一次侧的绕组N11和与绕组N11磁耦合的二次侧的绕组N12，从一次侧向二次侧变压并传输电力(电压)。另外，将变压器T1的励磁电感记作励磁电感Lm1。

整流电路12由整流二极管D15～D18的电桥电路(全桥电路)构成。

平滑电容器C12与整流电路12的直流输出侧连接，使输出的电力(电压)平滑化。

电流传感器16检测在整流电路12的直流输出侧流动的电流。

＜开关电路11＞

对开关电路11详细进行说明。

开关电路11是将使上臂开关元件Q11与下臂开关元件Q12在节点Nd11串联连接而成的电路、以及使上臂开关元件Q13和下臂开关元件Q14在节点Nd12串联连接而成的电路并联连接而构成的。即，开关电路11由4个开关元件Q11、Q12、Q13、Q14构成为全桥电路。

该开关元件11中，将平滑电容器C11(平滑电容器C1)的两个端子间的电压(直流电压)转换为交流电压(方波)，并对节点Nd11、Nd12之间输出。

开关电路11的上臂开关元件Q11、下臂开关元件Q12、上臂开关元件Q13、下臂开关元件Q14的导通/关断(ON/OFF)被控制部2控制。

开关电路11中，上臂开关元件Q11和下臂开关元件Q14成组，同时导通/关断。另外，下臂开关元件Q12和上臂开关元件Q13成组，同时导通/关断。

另外，上臂开关元件Q11导通时，下臂开关元件Q12关断。另外，上臂开关元件Q13导通时，下臂开关元件Q14关断。

另外，关于开关元件Q11、Q12、Q13、Q14的控制波形，如后所述，参考图2，在《谐振转换器10的开关元件的控制信号波形》中说明详情。

通过这样的上臂开关元件Q11、下臂开关元件Q12、上臂开关元件Q13、下臂开关元件Q14的导通/关断动作，在节点Nd11、Nd12之间输出交流电压(方波)。

即，上臂开关元件Q11和下臂开关元件Q14同时导通时，在节点Nd11、Nd12之间输出正电压，下臂开关元件Q12和上臂开关元件Q13同时导通时，在节点Nd11、Nd12之间输出负电压(参考后述的图8的电压V1的波形)。另外，正电压、负电压是以节点Nd12的电位为基准的情况。

另外，对于“上臂开关元件”、“下臂开关元件”，适当简化地单纯记作“开关元件”。

另外，对于开关元件Q11、Q12、Q13、Q14，分别逆并联地连接了二极管D11、D12、D13、D14。

另外，用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)构成开关元件Q11、Q12、Q13、Q14的情况下，也可以将MOSFET中在结构上寄生形成的寄生二极管用作二极管D11、D12、D13、D14。

＜谐振转换器20＞

以上对谐振转换器10的结构进行了说明，接下来对谐振转换器20的结构进行说明。

图1中，谐振转换器20具备开关电路21、整流电路22、平滑电容器C21、C22、谐振电容器Cr2、谐振电感器Lr2、变压器T2、电流传感器26。

谐振转换器20是与谐振转换器10相同的电路结构，所以谐振转换器20的电路的各构成要素对应于谐振转换器10的电路的各构成要素。

即，谐振转换器20的平滑电容器C21、C22分别对应于谐振转换器10的平滑电容器C11、C12。

同样地，谐振电容器Cr2和谐振电感器Lr2分别对应于谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1。

变压器T2对应于变压器T1。另外，变压器T2中的绕组N21、绕组N22、励磁电感Lm2分别对应于变压器T1中的绕组N11、绕组N12、励磁电感Lm1。

整流电路22对应于整流电路12。另外，整流电路22中的整流二极管D25～D28分别对应于整流电路12中的整流二极管D15～D18。

电流传感器26对应于电流传感器16。

开关电路21对应于开关电路11。另外，开关电路21中的上臂开关元件Q21、下臂开关元件Q22、上臂开关元件Q23、下臂开关元件Q24分别对应于开关电路11中的上臂开关元件Q11、下臂开关元件Q12、上臂开关元件Q13、下臂开关元件Q14。

另外，开关电路21中的节点Nd21、Nd22分别对应于开关电路11中的节点Nd11、Nd12。

如上所述，谐振转换器20和构成它的各要素，对应于谐振转换器10和构成它的各要素，事实上是相同的结构，所以省略重复的说明。

另外，构成谐振转换器10和谐振转换器20的各要素如上所述地对应，所以谐振转换器10和谐振转换器20的输出能力在规格上具有相同的特性。

＜电力转换装置1的动作＞

关于电力转换装置1的动作，首先对谐振转换器10的动作详细进行说明。然后，之后对谐振转换器20的动作进行说明，然后对包括谐振转换器10和谐振转换器20的电力转换装置1整体的动作顺次进行说明。

＜谐振转换器10的动作的概要＞

对谐振转换器10中的开关电路11，如上所述经由平滑电容器C1和平滑电容器C11供给直流电源3的直流电力(直流电压)。

开关电路11中，用控制部2使上臂开关元件Q11与下臂开关元件Q14的组、以及下臂开关元件Q12与上臂开关元件Q13的组分别同时导通/关断，由此如上所述地在节点Nd11、Nd12之间输出交流(方波)电压(图8的电压V1的波形)。

在节点Nd11、Nd12之间输出的交流(方波)电压V1，对谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1与变压器T1的绕组N11的串联电路输入。

交流(方波)电压V1被施加至谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1与电感器T1的一次侧的绕组N11。

在变压器T1中与绕组N11磁耦合的绕组N12中，生成变压后的交流电压并输出。该对二次侧输出的交流电压(交流电力)被整流电路12整流而在平滑电容器C12的两端生成直流电压(直流电力)。该生成的直流电压(直流电力)被平滑电容器C12平滑化，作为谐振转换器10的输出电压输出。

另外，被整流电路12整流为直流电压(直流电力)的输出中流动的电流(I1，图8)，被电流传感器16检测。

＜谐振转换器10的动作的详情＞

对于谐振转换器10的动作的详情，参考图2～图7进行说明。

《谐振转换器10的开关元件的控制信号波形》

图2是表示本发明的第一实施方式的谐振转换器10的开关元件Q11、Q12、Q13、Q14的控制信号的波形例的图。

图2中，开关元件Q11与开关元件Q14成组地按对进行动作。另外，开关元件Q12与开关元件Q13成组地按对进行动作。对于开关元件Q11、Q14的组和开关元件Q12、Q13的组，原则上以正负相反的关系控制导通/关断。

例如，处于开关元件Q11、Q14的控制信号从正变化为负时、开关元件Q12、Q13的控制信号从负变化为正的关系。但是，以开关元件Q11、Q14的控制信号从正变化为负时、隔开规定时间Δt的延迟时间后开关元件Q12、Q13从负变化为正的方式进行控制。

另外，处于开关元件Q12、Q13的控制信号从正变化为负时、隔开规定时间Δt的延迟时间后、开关元件Q11、Q14的控制信号从负变化为正的关系。

即，避免开关元件Q12、Q14和开关元件Q12、Q13的控制信号同时成为正。这是因为即使例如开关元件Q11和开关元件Q12同时导通的时间瞬间存在，也存在平滑电容器C11的电压被短路、流过较大的短路电流的可能性。

《谐振转换器10的各模式下流动的电流》

图3至图7是表示本发明的第一实施方式的反映了谐振转换器10的动作的特征的各模式下的、谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和此时流动的电流的通路的图。

图3表示模式(A1-2)下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路。另外，图4对于模式(A2)、图5对于模式(A3-0)、图6对于模式(A3-1)、图7对于模式(A3-2)表示各个模式下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路。

另外，对图3至图7中的平滑电容器C11，经由平滑电容器C1(图1)从直流电源3(图1)供给了直流电力，但图3至图7中，省略了关于平滑电容器C1和直流电源3的记载。

另外，实际上，也存在如后所述的(A1-0)、(A1-1)、(A4)模式，但因为后述的理由而省略了图示。

另外，以下说明中，将与导通状态的开关元件的两端的电压、和二极管的正向电压降同等程度或其以下的电压称为零电压。另外，将在开关元件的两端的电压是零电压时使该开关元件导通称为零电压开关。另外，零电压开关具有抑制开关损失的效果。

《关于模式(A1-2)下的电流》

如上所述，图3是表示模式(A1-2)下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

在图3所示的模式(A1-2)下，开关元件Q11、Q14是导通状态，开关元件Q12、Q13是关断状态。

在该状态下，从开关电路11的节点Nd11(图1)与节点Nd12(图1)之间输出在输入侧配置的平滑电容器C11的电压。另外，节点Nd11的电位比节点Nd12的电位高。

然后，该输出电压V1(图1、图8)被施加至谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1与变压器T1的一次侧的绕组N11的串联电路。

因此，在由谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1和绕组N11构成的串联电路中流动电流。另外，因为在绕组N11中流动电流而在变压器T1的二次侧的绕组N12中感应产生的电流，通过整流二极管D15和整流二极管D18，流向配置在输出侧的平滑电容器C12的两端。

在该过程中，配置在输入侧的平滑电容器C11的电力(直流电力)被输送至配置在输出侧的平滑电容器C12。

另外，该模式(A1-2)下流动的电流，对应于后述的图8中的电压V1在正区间中的电流(电流波形)I1。

另外，后述的图8中电压V1在正区间中的电流I1是接近正弦波的波形，这是因为具备谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1的谐振电路。另外，谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1(和绕组N11)的谐振电路的谐振电压变化。

《关于模式(A2)下的电流》

图4是表示模式(A2)下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

在图4所示的模式(A2)下，开关元件Q11、Q14是导通状态，开关元件Q12、Q13是关断状态，开关元件的导通/关断状态与上述模式(A1-2)相同。

在模式(A1-2)的状态持续后，电荷在谐振电容器Cr1中蓄积，进入因谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1和励磁电感Lm1而产生的谐振电流的流动减少的区间时，成为模式(A2)的状态。

变压器T1中存在励磁电感，与绕组N11并联地记载的励磁电感Lm1引起的变压器T1的励磁电流，在谐振电容器Cr1、谐振电感器Lr1、绕组N11(励磁电感Lm1)中流动。

在该模式(A2)的状态下，变压器T1的二次侧的绕组N12中感应产生的电压比输出的平滑电容器C12的电压低，并且因为存在整流二极管D15、D18而在绕组N12中没有电流流动。

另外，该绕组N12中没有电流流动的状态，对应于后述的图8的电压V1是正的区间中的电流I1是0的区间。

《关于模式(A3-0)下的电流》

图5是表示模式(A3-0)下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

在模式(A3-0)下，开关元件Q11、Q14被关断。因此，如图5所示，开关元件Q11、Q12、Q13、Q14全部是关断状态。

该图5所示的开关元件Q11、Q12、Q13、Q14全部是关断状态的模式(A3-0)，表示图2中的开关元件Q11、Q14的控制信号从正变化为负、开关元件Q12、Q13的控制信号从负变化为正之前的开关元件Q11、Q12、Q13、Q14的控制信号是负的时间Δt(图2)的区间的状态。

在图5所示的模式(A3-0)下，开关元件Q11和开关元件Q14新成为关断状态。因此，在图4的模式(A2)下开关元件Q11和开关元件Q14中流动的电流不再流动。

但是，形成谐振电路的谐振电感器Lr1中流动电流，所以该电流经由二极管D12和二极管D13在平滑电容器C11中流动。

在该模式(A3-0)的状态下，由谐振电容器Cr1、谐振电感器Lr1构成的谐振电路产生的电压处于降低的区间。另外，在二极管D12、D13中流动电流的状态下，开关元件Q12之间和开关元件Q13之间的各自的电压都是非常小的电压(零电压)。

因此，在该二极管D12、D13中流动电流的状态下，只要使开关元件Q12和开关元件Q13导通，就能够分别进行零电压开关。即，处于能够在开关引起的损失少的状态下使开关元件Q12、Q13导通的状态。

《关于模式(A3-1)下的电流》

图6是表示模式(A3-1)下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

从图5所示的模式(A3-0)的状态起，使开关元件Q12、Q13导通时，成为图6所示的模式(A3-1)的状态。

另外，使开关元件Q12、Q13导通的时机，是能够进行上述零电压开关的时机。

在图6所示的模式(A3-1)下，与图5所示的模式(A3-0)同样地，谐振电感器Lr1的电流在平滑电容器C11中流动。

通过使开关元件Q12、Q13导通，在二极管D12、D13中流动的电流在开关元件Q12、Q13中流动。

平滑电容器C11的电压被施加至谐振电路，谐振电感器Lr1的电流逐渐减少。

《关于模式(A3-2)下的电流》

图7是表示模式(A3-2)下的谐振转换器10的开关元件的导通/关断的状态和流动的电流的通路的图。

图7中的模式(A3-2)的开关元件的导通/关断的状态，与图6所示的模式(A3-1)的开关元件的导通/关断的状态相同。

在模式(A3-2)下，谐振电感器Lr1的电流进一步减少而方向倒转的状态，是图7所示的模式(A3-2)。

即，在模式(A3-2)(图7)下，对一次侧的绕组N11施加的电压和流动的电流的方向与模式(A1-2)(图3)相反。

从而，二次侧的绕组N12中生成的电压和流动的电流的方向与图3所示的模式(A1-2)相反。

这样，因为绕组N12中生成的电压的高低相反，所以在整流二极管D16、D17中流动电流。

即，在模式(A3-2)下，从平滑电容器C11供给的电力，经过变压器T1，经由整流电路12的整流二极管D16、D17被供给至平滑电容器C12。

在该模式(A3-2)的状态下流动的输出电流，对应于后述的图8的电压V1是负的区间中的电流(电流波形)I1。

另外，模式(A3-2)的状态与上述模式(A1-2)的状态相比，开关电路11中的开关元件Q11、Q12、Q13、Q14的导通/关断状态、一次侧的绕组N11中流动的电流的方向、二次侧的绕组N12中流动的电流的方向、在整流电路12中进行整流动作的整流二极管D15、D16、D17、D18的关系相反。即，模式(A3-2)的状态是模式(A1-2)的对称动作。

此后，连续经过作为模式(A2)的对称动作的模式(A4)、作为模式(A3-0)的对称动作的模式(A1-0)、作为模式(A3-1)的对称动作的(A1-1)，之后返回模式(A1-2)。

如上所述，对于模式(A4)、模式(A1-0)、模式(A1-1)，因为是上述各模式的对称动作，所以省略了事实上重复的说明。

另外，在图3的模式(A1-2)之前，存在模式(A1-0)、模式(A1-1)，但认为从模式(A1-0)起的说明难以理解，所以在最初示出的图3中，采用了从模式(A1-2)起的说明。

＜谐振转换器20＞

图1所示的谐振转换器20中的开关电路21、平滑电容器C21、谐振电容器Cr2、谐振电感器Lr2、变压器T2(绕组N21、绕组N22)、整流电路22、平滑电容器C22，与上述谐振转换器10中的对应的各结构相同。

另外，谐振转换器20的动作与谐振转换器10的动作相同。

但是，谐振转换器10、20中的开关电路11、21都被控制部2控制，但基于控制信号的开关元件的时序不同。如后述的图8的电压V1和电压V2分别所示，开关电路11和开关电路21的输出中，各自的导通/关断动作的时机不同。

接着，对于谐振转换器10、20的动作，参考动作波形进行说明。

＜谐振转换器10、20的动作和动作波形＞

图8是表示本发明的第一实施方式的谐振转换器10、20的动作和动作波形例的图，示出了谐振转换器10、20具有的开关电路11、21各自的输出电压(输出电压波形)V1、V2和整流电路12、22各自的输出电流(输出电流波形)I1、I2。

图8中，在纵轴方向上从上部向下部顺次表示开关电路11的输出电压V1、开关电路21的输出电压V2、整流电路12的输出电流I1、整流电路22的输出电流I2，横轴表示输出电压波形(V1、V2)和输出电流波形(I1、I2)的电角。电角的单位是deg(度)。但是，横轴也对应于时间轴。

另外，图8所示的相位差θ表示谐振转换器10与谐振转换器20的相位差。

另外，开关电路11的输出电压V1和开关电路21的输出电压V2各自的动作波形中存在上述相位差θ，但输出电压V1和输出电压V2的动作波形的频率相同。即，开关电路11和开关电路21的开关频率是相同频率。另外，在使相位差θ变化的过程中，包括不同的频率成分，但图8所示的状态下的输出电压V1和输出电压V2的动作波形的频率(基本波成分)相同。

另外，开关电路11(图1)的输出电压V1，将从节点Nd12看来的节点Nd11的电压作为正。开关电路21的输出电压V2，将从节点Nd22看来的节点Nd21的电压作为正。

开关电路11使开关元件Q11与开关元件Q14的组和开关元件Q12与开关元件Q13的组交替地反复导通/关断，所以图8的输出电压V1和输出电压V2是方波状的交流电压。

另外，输出电流I1经过图1中的谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1的谐振电路和整流电路12，所以成为反复大致正弦波形的半波的波形。另外，输出电流I2经过谐振电容器Cr2与谐振电感器Lr2的谐振电路和整流电路22，所以同样地成为反复大致正弦波形的半波的波形。

另外，整流电路12的输出电流I1被电流传感器16检测，整流电路22的输出电流I2被电流传感器26检测。

另外，图8中，输出电压(输出电压波形)V1为正且流动输出电流I1的区间，对应于上述模式(A1-2)。

另外，输出电压(输出电压波形)V1为正且输出电流I1是0的区间，对应于上述模式(A2)。

另外，输出电压(输出电压波形)V1从正切换为负后、直到使开关元件Q12和开关元件Q13导通的区间，对应于模式(A3-0)。

另外，刚使开关元件Q12和开关元件Q13导通后的区间，对应于模式(A3-1)。

另外，输出电压(输出电压波形)V1是负、直到不再流动输出电流I1的区间，对应于上述模式(A3-2)。

另外，图8中，如上所述，相位差θ表示谐振转换器10与谐振转换器20的相位差，相对于谐振转换器10使谐振转换器20的相位延迟地工作。通过这样设置相位差地使其工作，而以使谐振转换器10的输出电流I1和谐振转换器20的输出电流I2的峰值电流错开、并且使输出电流I1和输出电流I2的电流值的大小大致相等的方式进行控制。

另外，输出电流I1被平滑电容器C12蓄积、平滑化，输出电流I2被平滑电容器C22蓄积、平滑化。然后，输出电流I1和输出电流I2在平滑电容器C2中被合成。

电力转换装置1(图1)输出将谐振转换器10的输出电流I1与谐振转换器20的输出电流I2合成并平滑化后的电力。

另外，图8中，输出电压(输出电压波形)V1、V2各自的一个周期是360deg。与此相对，输出电流(输出电流波形)I1、I2的一个周期是180deg。输出电流(输出电流波形)I1、I2的一个周期是180deg的理由，在于如上所述用由整流二极管D15～D18的全桥构成的整流电路12对输出电流进行整流，所以整流电路12的输入分别在正电压的周期和负电压的周期输出相同的电流值。

另外，输出电流I1和输出电流I2周期性地变化，包括脉动(纹波)成分，所以在使并联连接的谐振转换器10、20的输出电流均匀化(均衡)时，电路部件的特性中不存在误差的情况下的理想的相位差是90deg。

但是，因为后述的理由，可能对相位差θ进行调整。但是，将相位差θ限制在以90deg为中心的90deg的范围、即45deg～135deg的范围中进行动作。即，相位差θ是记作(45deg≤θ≤135deg)的范围。

＜多个谐振转换器的相互干扰＞

图1中，即使使用特性相同的规格的谐振转换器10、20，也因为谐振转换器10、20的电路部件的制造上的不均，谐振转换器10、20各自的输出电流可能不同。

进而，如图1所示，将2台(多个)谐振转换器10、20并联连接时，例如谐振转换器20不一定输出与谐振转换器20单独工作时相同的输出电流。

第一台谐振转换器(10)以某一输出电流对输出的平滑电容器C2充电的情况下，平滑电容器C2的电压变动。

从而，第二台谐振转换器(20)对平滑电容器C2充电的情况下，充电过程受到平滑电容器C2的电压的变动状况影响。

即，第二台谐振转换器(20)对平滑电容器C2充电时，谐振转换器(20)的输出电流因平滑电容器C2的电压而变化。

即，第二台谐振转换器(20)并不能以与单独充电的输出电流相同的输出电流对平滑电容器C2充电。

同样地，第一台谐振转换器(10)也受到第二台谐振转换器(20)的影响。即，第一台谐振转换器和第二台谐振转换器并不是相互独立地对平滑电容器C2充电。

例如，第一台谐振转换器10工作，用其输出电流对平滑电容器C2充电的电压的高低，可能对第二台谐振转换器20对平滑电容器C2的充电微小地造成影响。

例如，平滑电容器C2的电压因第一台谐振转换器10的充电而较高时，谐振转换器20对平滑电容器C2充电时的输出电流可能减少。这些现象的原因，在于谐振转换器20的整流电路22的整流时的过程中，谐振转换器20的工作点因平滑电容器C22的电压的大小而转换。

另外，例如从图3的模式(A1-2)向图4的模式(A2)的转移时期，受到平滑电容器C12的电压的影响。即，输出电流I1和输出电流I2受到平滑电容器C2的电压的影响。另外，也受到负载4的大小和变动等影响。

因为这些现象，第一台谐振转换器10的输出电流I1与第二台谐振转换器20的输出电流I2相互影响。

图8中，如上所述，优选使谐振转换器10的开关电路的输出电压V1与谐振转换器20的开关电路的输出电压V2错开90deg相位，避免谐振转换器10的输出电流I1与谐振转换器10的输出电流I2的峰值电流重叠，使电力转换装置1的输出电流均匀化(均衡)。

但是，如上所述，谐振转换器10与谐振转换器20相互影响，可能产生谐振转换器10的输出电流I1和谐振转换器20的输出电流I2各自的平均电流、或最大值的大小并不按照预定、或按照规格输出的状况。

图8中，第一台谐振转换器10对平滑电容器C2充电的输出电流I1较少的区域中，谐振转换器20的输出电流I2易于增大。即，本来第一台谐振转换器与第二台谐振转换器20之间因上述理由而优选θ＝90deg，但存在第一台谐振转换器10的输出电流I1对第二台谐振转换器20的输出电流I2因上述理由而造成影响的情况。

因此，例如，相对于第一台谐振转换器10，通过将第二台谐振转换器20的流动输出电流的区间设为θ＝超过90deg，而可能使第二台谐振转换器20的输出电流I2的大小恢复。

反之，在第二台谐振转换器20的输出电流I2比第一台谐振转换器10的输出电流I1大的情况下，如果将θ设为不足90deg，则存在第二台谐振转换器20的输出电流I2与第一台谐振转换器10的输出电流I1相比相对减小、即第一台谐振转换器10的输出电流I1恢复这样的现象。

＜使输出电流均衡用的动作方法＞

图9是表示本发明的第一实施方式的使谐振转换器10、20的输出电流均衡用的动作方法的一例的图。

图9中，横轴是输出电流代表值Io1，纵轴是输出电流代表值Io2。另外，被Io1＝Io2的直线和横轴的输出电流代表值Io1夹着的区域，是具有Io1>Io2的关系、优选使Δθ为正、即增大相位差θ的区域。

另外，被Io1＝Io2的直线和纵轴的输出电流代表值Io2夹着的区域，是具有Io1<Io2的关系、优选使Δθ为负、即减小相位差θ的区域。

另外，图9中，输出电流代表值Io1、Io2分别是代表谐振转换器10、20的输出电流的输出电流值。例如是输出电流I1、I2的平均值，能够使电流传感器16、26的检测值平滑而得到。另外，对于输出电流代表值Io1、Io2，也可以改为使用电流传感器16、26检测出的电流值(输出电流I1、I2)的峰值，或2台谐振转换器10、20在分别对应的规定时机检测出的值。

另外，在计算输出电流代表值Io1、Io2时，也可以用电流传感器16、26分别检测输出电流I1、I2(图8)，用控制部2运算、生成输出电流的平均值或峰值。

另外，图9中的Δθ表示图8所示的输出电流I1与输出电流I2之间的相位差θ的转换量。另外，输出电流I1与输出电流I2之间的相位差θ，也是输出电压V1与输出电压V2之间的相位差θ。

如图9所示，与谐振转换器10的输出电流代表值Io1相比，谐振转换器20的输出电流代表值Io2较小的情况下，使Δθ为正，使相位差θ增大。

反之，与谐振转换器10的输出电流代表值Io1相比，谐振转换器20的输出电流代表值Io2较大的情况下，使Δθ为负，使相位差θ减小。

通过该方法，谐振转换器10与谐振转换器20的输出电流的差减小，能够使输出电流代表值Io1和输出电流代表值Io2均衡(均匀化)。

另外，本(第一)实施方式中，谐振转换器10、20的并联台数是2台，电路部件的特性中不存在不均的情况下的理想的相位差θ如上所述是90deg。即，谐振转换器10、20的输出电流I1、I2各自的电流值均匀化、同时相位差θ是90deg时，输出电流I1、I2的合成波形中脉动(纹波)成分和合成电流的变动减至最小。

另外，谐振转换器10、20的特性并不精确一致的情况下，使相位差θ偏离90deg地进行调整。即，优先使输出电流代表值Io1和输出电流代表值Io2均衡(均匀化)。

但是，将相位差θ限制在以理想的相位差θ即90deg为中心的90deg的范围、即45deg～135deg的范围中。

通过该范围的调整，在电路部件的特性误差比预想更大的情况下，也能够使相位差θ稳定地进行动作。

另外，以上说明了相对于谐振转换器10使谐振转换器20的相位延迟的情况，但反之也存在相对于谐振转换器20使谐振转换器10的相位延迟地进行动作的情况。即，并联连接的谐振转换器中、使相位延迟的一方的输出电流较小的情况下，以使相位差增大的方式进行动作即可。

另外，实际上，也存在负载的变动，在输出电流I1与输出电流I2之间，理想的相位差θ并不稳定地持续。

谐振转换器10和谐振转换器20各自的输出电流代表值Io1和输出电流代表值Io2的电流值的均衡被打破的情况，即，输出电流I1与输出电流I2的均衡被打破的情况下，如上所述，使谐振转换器10与谐振转换器20的相位差θ变化。

例如，输出电流代表值Io2小于输出电流代表值Io1的情况下，增大相位差θ，输出电流代表值Io2接近输出电流代表值Io1。

反之，输出电流代表值Io2大于输出电流代表值Io1的情况下，使相位差θ向反方向变化，以实现输出电流代表值Io1(输出电流I1)与输出电流代表值Io2(输出电流I2)的电流值的均衡(均匀化)的方式进行控制。

但是，通过如上所述的控制，即使输出电流代表值Io1(输出电流I1)和输出电流代表值Io2(输出电流I2)成为接近的电流值，也不保证稳定。

因此，实际上，时常地或频繁地反复进行该输出电流代表值Io1、Io2的输出电流的比较和附加相位差(延迟)的动作。

＜电力转换装置1的输出级的结构和动作＞

图1中，电力转换装置1如上所述，以使谐振转换器10和谐振转换器20各自的输出电流I1、I2的输出电流均匀化的方式进行调整，同时将输出电流I1、I2合成(相加)并输出。

因为将输出电流I1、I2合成，所以使谐振转换器10和谐振转换器20各自的输出电压一同对平滑电容器C2施加。

对平滑电容器C2(第一平滑电容器)施加的电压，被平滑电感器L1与平滑电容器C3(第二平滑电容器)的串联电路进一步平滑化，从电力转换装置1输出，对负载4供给。

即，电力转换装置1输出的输出电压是大致稳定的规定电压，输出的电流中，图8所示的输出电流I1、I2这样的脉动(纹波)成分被减少。另外，电力转换装置1输出的电流实质上由负载4的状况、状态决定。

另外，如上所述，在电力转换装置1的输出级附近，存在检测反映电力转换装置1的输出电压的平滑电容器C2的电压的电压传感器5。

另外，控制部2输入检测平滑电容器C2的电压的电压传感器5的电压信号、和检测谐振转换器10、20各自的输出电流的电流传感器16、26的电流信号，如上所述地控制开关电路11、21。

本发明的电力转换装置1(图1)中，基于控制部2的控制，使图8所示的谐振转换器10与谐振转换器20之间的相位差θ变化，由此使谐振转换器10和谐振转换器20的输出电流均衡(均匀化)，输出稳定的较大的直流电力(直流电压和直流电流)。

＜第一实施方式的效果＞

根据本发明，能够提供一种使并联连接的多个谐振转换器输出的电流均衡且效率高的电力转换装置。

另外，在电路部件的特性不均比预想更大的情况下，也能够使相位差θ稳定地进行动作。

另外，本发明的第一实施方式的电力转换装置中，即使不设定并联连接的多个谐振转换器具备的开关电路的输出成为零电压的期间，也能够使各谐振转换器的输出电流均衡。因此，特别是在得到超过变压器的匝数比的较高的输出电压的动作(升压动作)的情况下，也能够得到比较高的效率。

《第二实施方式》

接着，对第二实施方式的电力转换器装置进行说明。

图10是表示本发明的第二实施方式的电力转换装置1a的电路结构例的图。图10中，电力转换装置1a从直流电源3a输入直流电力(直流电压)，进行DC-DC转换，输出转换后的直流电力而对负载4a供电。

＜电力转换装置1a的结构＞

图10中，电力转换装置1a具备谐振转换器30、40、50、平滑电容器C1a、C2a、C3a、平滑电感器L1a、电压传感器5a和控制部2a。

对于谐振转换器30和谐振转换器40和谐振转换器50，将输入端子和输出端子分别相互并联连接。

对平滑电容器C1a的两个端子间输入的直流电源3a的电力(直流电力)，被供给至谐振转换器30和谐振转换器40和谐振转换器50各自的输入端子间。

在谐振转换器30和谐振转换器40和谐振转换器50中，各自的输出端子的输出电力(输出电压)被供给至平滑电容器C2a。

平滑电容器C2a的电力(电压)被平滑电感器L1a和平滑电容器C3a平滑化，从平滑电容器C3a的两个端子间输出，对负载4a供给电力(直流电力)。

第二实施方式中的电力转换装置1a与第一实施方式中的电力转换装置1不同的主要方面，是以下3点。

第一不同点是开关电路31、41、51的电路方式从全桥电路变为单端推挽电路。

第二不同点是整流电路32、42、52的电路方式从全桥电路变为半桥电路(并且是倍压整流电路)。

第三不同点是并联连接的谐振转换器(30、40、50)的台数从2台变为3台。

以上第一不同点中，例如开关电路31由上臂开关元件Q31和下臂开关元件Q32构成。

该电路结构中，如果使上臂开关元件Q31导通、使下臂开关元件Q32关断，则对谐振电容器Cr3与谐振电感器Lr3与变压器T3的绕组N31的串联电路施加正电压。

另外，如果使上臂开关元件Q31关断、使下臂开关元件Q32导通，则对谐振电容器Cr3与谐振电感器Lr3与变压器T3的绕组N31的串联电路施加零电压。

即，通过开关电路31的控制，而对谐振电容器Cr3与谐振电感器Lr3与变压器T3的绕组N31的串联电路施加交流(方波)电压。

以上第二不同点中，例如整流电路32构成基于整流二极管D33与整流二极管D34、和平滑电容器C33与平滑电容器C34的结构的半桥电路(倍压整流电路)。

虽然是整流二极管D33、D34的半桥，但设置平滑电容器C33与平滑电容器C34的串联电路，对该平滑电容器C33、C34的连接点、与上述整流二极管D33、D34的连接点之间施加了变压器T3的绕组N32的输出电压，所以成为得到2倍电压的倍压整流电路的结构。

以上第三不同点中，如上所述，并联连接的谐振转换器(30、40、50)的台数从2台变为3台。

为了使该并联连接的谐振转换器30、40、50的输出电流均匀化，而以使3台中输出电流较小的谐振转换器的相位延迟的方式动作。

具体而言，作为第一方法，有使比谐振转换器30、40、50的输出电流(输出电流代表值)的平均值小的谐振转换器的相位延迟的方法。另外，此时，存在判断为比平均值更低的谐振转换器是1台的情况和是2台的情况。

另外，作为第二方法，有相对于谐振转换器30、40、50中的输出电流(输出电流代表值)最大的谐振转换器，使输出电流(输出电流代表值)较小的其他2台谐振转换器的相位延迟的方法。

另外，图10中的谐振转换器30、40、50共计3台并联连接，所以电路部件的特性中没有不均的情况下的理想的各谐振转换器之间的相位差θ是60deg。

将相位差限制在以该60deg为中心的60deg的范围、即30deg～90deg的范围中进行动作即可。

以上主要说明了图10与图1的不同点，除了这些点以外，事实上是相同的，所以省略重复的说明。

另外，图10中，关于分别构成谐振转换器30、40、50的平滑电容器C31、C32、C41、C42、C51、C52、开关元件Q31、Q32、Q41、Q42、Q51、Q52、逆并联的二极管D31、D32、D41、D42、D51、D52、谐振电容器Cr3、Cr4、Cr5、谐振电感器Lr3、Lr4、Lr5、励磁电感Lm3、Lm4、Lm5、变压器T3、T4、T5、一次侧的绕组N31、N41、N51、二次侧的绕组N32、N42、N52、整流二极管D33、D34、D43、D44、D53、D54、平滑电容器C33、C34、C43、C44、C53、C54、电流传感器36、46、56，在图10和图1中，与分别对应的元件具有大致相同的功能、作用，所以省略详细说明。

＜第二实施方式的效果＞

第二实施方式中，使用了3台并联连接的谐振转换器，所以具有减少作为电力转换装置1a的输出电流中的脉动(纹波)的效果。

另外，开关电路31构成为单端推挽电路，所以具有成本低的效果。

另外，整流电路32构成为半桥电路(倍压整流电路)，所以具有能够供给更高的输出电压的效果。

＜电力转换装置的应用例＞

本发明的第一实施方式、第二实施方式中说明的电力转换装置(1、1a)能够广泛应用于需要绝缘型的DC-DC转换功能的装置而得到效果。

例如，能够广泛应用于对太阳电池或燃料电池的电力进行转换的转换器、电动车的充电器或配件用DC-DC转换器、电池充放电用的转换器、固态变压器用的双向转换器等电力转换装置。

进而，能够广泛应用于面向服务器等信息设备的电源、X线管用电源和激光加工机用电源、或非接触供电装置等的电力转换装置。

《其他实施方式》

另外，本发明不限定于以上说明的实施方式，进而包括各种变形例。例如，上述实施方式是为了易于理解地说明本发明而详细说明的，并不限定于必须具备说明的全部结构。另外，能够将某个实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构的一部分，进而，也能够对于某个实施方式的结构追加、删除、置换其他实施方式的结构的一部分或全部。

以下，对于其他实施方式和变形例，进一步进行说明。

《N台谐振转换器》

关于第一实施方式和第二实施方式的电力转换装置中的谐振转换器的台数，分别示出了2台和3台的情况。但是，谐振转换器的台数不限定于上述台数。例如也可以由4台以上构成。

另外，如果将并联台数推广设为N台，则将相位差限制在以(180/N)deg为中心的(180/N)deg的范围、即(90/N)deg～(270/N)deg的范围中进行动作即可。

然后，以使输出电流(输出电流代表值)例如比平均小的谐振转换器的相位延迟的方式进行动作即可。或者，相对于输出电流(输出电流代表值)最大的谐振转换器，以使输出电流(输出电流代表值)更低的其他谐振转换器的相位延迟的方式进行动作即可。

《第一实施方式与第二实施方式的组合》

第一实施方式与第二实施方式的不同不只谐振转换器的台数。

例如，第一实施方式中的开关电路11是由4个开关元件Q11、Q12、Q13、Q14构成的全桥电路，与此相对，第二实施方式中的开关电路31是由2个开关元件Q31、Q32构成的单端推挽电路。

另外，第一实施方式中的整流电路12是整流二极管D15、D16、D17、D18的全桥电路，与此相对，第二实施方式中的整流电路32是半桥电路。进而，整流电路32中串联地使用2个平滑电容器C33、C34构成了倍压整流电路。

可以将该第一实施方式和第二实施方式各自的开关电路和整流电路相互交换使用。

《开关电路》

第一实施方式和第二实施方式中，作为开关电路使用全桥电路和单端推挽电路进行了说明，但也可以变更为半桥电路或推挽电路等其他电路方式。

《整流电路》

第一实施方式和第二实施方式中，作为整流电路，使用全桥电路和半桥电路(倍压整流电路)进行了说明，但也可以变更为中心抽头整流电路(推挽整流电路)等其他电路方式。

《平滑电容器》

第一实施方式中，作为实现平滑化的电容器使用了平滑电容器C1、C11、C21。但是，因为平滑电容器C1、C11、C12并联连接，所以也可以由这些平滑电容器中的一个兼用作其用途。

另外，平滑电容器C1、C11、C21中，例如也可以对于平滑电容器C11、C21使用在除去高频的脉动(纹波)的特性上具有特征的，对于平滑电容器C1使用在静电电容大上具有特征的，这样分别使用电容器的特性。

另外，对于平滑电容器C2、C12、C22，也因为同样的理由，而可以由一个平滑电容器兼用作其用途。

另外，对于第二实施方式中的平滑电容器C1a、C31、C41、C51，也因为同样的理由，而可以由一个平滑电容器兼用作其用途。另外，对于平滑电容器C2a、C32、C42、C52，也因为同样的理由，而可以由一个平滑电容器兼用作其用途。

《平滑电感器》

第一实施方式中，作为电力转换装置1的输出电压容许脉动(纹波)的情况下，也可以省略平滑电感器L1和平滑电容器C3，从平滑电容器C2的两个端子间对负载4供电。

另外，第二实施方式中，作为电力转换装置1a的输出电压容许脉动(纹波)的情况下，也可以省略平滑电感器L1a和平滑电容器C3a，从平滑电容器C2a的两个端子间对负载4a供电。

《谐振电容器和谐振电感器的谐振电路结构》

第一实施方式中，谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1与变压器T1的一次侧的绕组N11串联连接。但是，为了构成谐振电路，不限定于上述连接方法。

谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1只要存在于开关电路11的输出与平滑电容器C12之间即可。因此，例如也可以与变压器T1的二次侧的绕组N12串联地插入谐振电感器Lr1。

另外，作为谐振电感器Lr1，也可以利用变压器T1的漏电感。

另外，对于第一实施方式中的谐振电容器Cr2和谐振电感器Lr2，也可以同样地使用关于上述谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1叙述的连接方法。

另外，对于第二实施方式中的谐振电容器Cr3和谐振电感器Lr3，也可以同样地使用关于上述第一实施方式中的谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1叙述的连接方法。

另外，第二实施方式中，作为谐振电感器Lr3，也可以利用变压器T3的漏电感。

另外，对于第二实施方式中的谐振电容器Cr4、Cr5和谐振电感器Lr4、Lr5，也可以同样地使用关于上述谐振电容器Cr3和谐振电感器Lr3叙述的连接方法。

另外，第二实施方式中，作为谐振电感器Lr4、Lr5，也可以利用变压器T4、T5各自的漏电感。

《电流传感器的连接位置》

第一实施方式中的电流传感器16连接在整流电路12的直流侧的一个端子与平滑电容器C12的一个端子之间，但电流传感器16的连接位置不限定于该结构。

例如，也可以将电流传感器16连接在平滑电容器C12的一个端子与平滑电容器C2的一个端子之间。

同样地，也可以将第一实施方式中的电流传感器26连接在平滑电容器C22的一个端子与平滑电容器C2的一个端子之间。

另外，对于第二实施方式的电流传感器36、46、56，也可以与第一实施方式同样地变更连接位置。

《电压传感器的连接位置》

第一实施方式中的电压传感器5与平滑电容器C2的端子连接。但是，电压传感器5的连接位置不限定于该连接位置。

例如，也可以与平滑电容器C3的端子连接。

另外，对于第二实施方式中的电压传感器5a，也同样地不限定连接位置。

附图标记说明

1，1a 电力转换装置

2，2a 控制部

3，3a 直流电源

4，4a 负载

5，5a 电压传感器

10，20，30，40，50 谐振转换器

11，21，31，41，51 开关电路

12，22，32，42，52 整流电路

16，26，36，46，56 电流传感器

C1，C2，C3，C1a，C2a，C3a，C11，C12，C21，C22，C31，C32，C33，C34，C41，C42，C43，C44，C51，C52，C53，C54 平滑电容器

Cr1～Cr5 谐振电容器

D11～D14，D21～D24，D31～D32，D41～D42，D51～D52二极管，逆并联二极管

D15～D18，D25～D28，D33～D34，D43～D44，D53～D54二极管，整流二极管

L1，L1a 平滑电感器

Lm1～Lm5 励磁电感

Lr1～Lr5 谐振电感器

N11，N12，N21，N22，N31，N32，N41，N42，N51，N52绕组

Nd11，Nd12，Nd21，Nd22 节点

Q11，Q13，Q21，Q23，Q31，Q41，Q51 上臂开关元件，开关元件

Q12，Q14，Q22，Q24，Q32，Q42，Q52 下臂开关元件，开关元件

T1～T5 变压器。

Claims (13)

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

彼此并联连接的多个谐振转换器；和

用于控制多个所述谐振转换器的控制部，

所述谐振转换器将输入的直流电压转换为不同电压的直流电压并将其输出，

2台所述谐振转换器并联连接，

所述控制部，

使多个所述谐振转换器的开关频率一致，

控制多个所述谐振转换器之间的相位差，

将多个所述谐振转换器输出的电流的大小均匀化，

所述控制部，在存在相位差的2台所述谐振转换器中的相位延迟的所述谐振转换器的输出电流较小的情况下，进行使2台所述谐振转换器的相位差变大的控制。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述谐振转换器包括：

变压器，其具有一次绕组和二次绕组并且所述一次绕组与所述二次绕组磁耦合；

开关电路，其被输入直流电压而经由谐振电容器对所述一次绕组施加交流电压；和

对所述二次绕组中流动的电流进行整流并将其输出至平滑电容器的两个端子之间的整流电路。

3.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

在所述谐振电容器与所述一次绕组之间具有谐振电感器。

4.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述开关电路由具有4个开关元件的全桥电路构成。

5.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：

所述开关元件由MOSFET构成。

6.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述整流电路由具有4个二极管的全桥电路构成。

7.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述整流电路由具有2个二极管和2个电容器的半桥的倍压整流电路构成。

8.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部在45deg以上、135deg以下的范围内控制2台所述谐振转换器之间的相位差。

9.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

在对负载输出电力的输出侧具有用于使输出电压平滑的第一平滑电容器、第二平滑电容器和平滑电感器，

所述平滑电感器配置在所述第一平滑电容器与所述第二平滑电容器之间。

10.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

彼此并联连接的多个谐振转换器；和

用于控制多个所述谐振转换器的控制部，

所述谐振转换器将输入的直流电压转换为不同电压的直流电压并将其输出，

所述控制部，

使多个所述谐振转换器的开关频率一致，

控制多个所述谐振转换器之间的相位差，

将多个所述谐振转换器输出的电流的大小均匀化，

所述控制部在一个所述谐振转换器的输出电流小于多个所述谐振转换器的输出电流的平均的情况下，进行使一个所述谐振转换器的相位延迟的控制。

11.如权利要求10所述的电力转换装置，其特征在于：

N台所述谐振转换器并联连接，

所述控制部在(90/N)deg以上、(270/N)deg以下的范围内控制N台所述谐振转换器之间的相位差，

其中，N≥2。

12.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

彼此并联连接的多个谐振转换器；和

用于控制多个所述谐振转换器的控制部，

所述谐振转换器将输入的直流电压转换为不同电压的直流电压并将其输出，

所述控制部，

使多个所述谐振转换器的开关频率一致，

控制多个所述谐振转换器之间的相位差，

将多个所述谐振转换器输出的电流的大小均匀化，

所述控制部进行使多个所述谐振转换器中的除输出电流最大的所述谐振转换器之外的其他所述谐振转换器的相位延迟的控制。

13.如权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于：

N台所述谐振转换器并联连接，

所述控制部在(90/N)deg以上、(270/N)deg以下的范围内控制N台所述谐振转换器之间的相位差，

其中，N≥2。