WO2019198361A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2019198361A1
WO2019198361A1 PCT/JP2019/007436 JP2019007436W WO2019198361A1 WO 2019198361 A1 WO2019198361 A1 WO 2019198361A1 JP 2019007436 W JP2019007436 W JP 2019007436W WO 2019198361 A1 WO2019198361 A1 WO 2019198361A1
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resonant
voltage
output
current
circuit
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PCT/JP2019/007436
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English (en)
French (fr)
Inventor
尊衛 嶋田
Original Assignee
株式会社日立製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • a resonant converter uses its resonance characteristics to control the output by changing the switching frequency. For this reason, when a plurality of resonant converters are connected in parallel, due to variations in circuit component characteristics, each resonant converter operates at a different switching frequency, thereby reducing the ripple current of the output capacitor, etc. In some cases, the benefits of parallel operation cannot be utilized.
  • Patent Document 1 discloses a DC-DC converter that equalizes the peak value of the current supplied from each DC-DC converter to the output capacitor and reduces the ripple current of the output capacitor even when the characteristics of circuit components vary.
  • Technology is disclosed.
  • Patent Document 2 a plurality of resonance type DC-DC converters having different resonance frequencies due to variations in characteristics of circuit components are operated at substantially the same frequency with a phase shift, and DC-DC which takes advantage of resonance operation and parallel operation is utilized.
  • the technology of the converter device is disclosed.
  • Patent Document 3 discloses a technique for balancing the output currents of a plurality of resonant converters connected in parallel.
  • Patent Document 4 discloses a technique for driving a plurality of resonant DC / DC converters connected in parallel with phases shifted at substantially the same frequency.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose DC-DC converter techniques for controlling the output without changing the switching frequency.
  • Patent Document 1 since the technique described in Patent Document 1 is configured with a single resonance type DC-DC converter, the output current is likely to include a relatively large amount of pulsation (ripple), and output stability due to circuit variations. There is a problem that there is a concern about sex. Moreover, although patent document 2 is suitable for controlling an output voltage on a circuit structure, there exists a subject that stabilizing an output current is inadequate. Moreover, in patent document 3, in order to balance the output current of a some resonance type converter, it operate
  • the resonant converter has a problem that the efficiency may decrease if there is a period in which no voltage is applied to the resonant circuit, such as when an output voltage higher than the turns ratio of the transformer is obtained.
  • the circuit system is also easily limited to a full bridge circuit and the like, for example, there is a problem that it is difficult to apply a cheaper half bridge circuit as it is.
  • patent document 4 since the output current of a some resonance type DC / DC converter may not be balanced, there exists a subject that size reduction of a DC / DC converter apparatus is difficult.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and has an object to provide a power conversion device with high efficiency while balancing currents output from a plurality of resonant converters connected in parallel. ).
  • the present invention is configured as follows. That is, the power conversion device of the present invention includes a plurality of resonant converters connected in parallel to each other, and a control unit that controls the plurality of resonant converters, and the resonant converter converts an input DC voltage, The controller converts the DC voltages into different voltages and outputs the same, and the control unit matches the switching frequency of the plurality of resonant converters, controls the phase difference between the plurality of resonant converters, and a plurality of the resonant converters. Is characterized by equalizing the magnitude of the current output from. Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the power conversion device 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the power converter 1 receives DC power (DC voltage) from the DC power supply 3, performs DC-DC conversion, outputs the converted DC power (DC voltage), and feeds power to the load 4.
  • the power conversion device 1 includes resonant converters 10 and 20, smoothing capacitors C 1, C 2 and C 3, a smoothing inductor L 1, a voltage sensor 5, and a control unit 2.
  • the resonant converter 10 and the resonant converter 20 have their input terminals and output terminals connected in parallel to each other.
  • the power (DC power) of the DC power supply 3 input between both terminals of the smoothing capacitor C ⁇ b> 1 is supplied to the input terminals of the resonant converter 10 and the resonant converter 20.
  • the output power of each output terminal of the resonant converter 10 and the resonant converter 20 is supplied to the smoothing capacitor C2.
  • the power (voltage) of the smoothing capacitor C2 is further smoothed by the smoothing inductor L1 and the smoothing capacitor C3, and is output from both terminals of the smoothing capacitor C3 to supply power (DC power) to the load 4.
  • the voltage sensor 5 detects the voltage of the smoothing capacitor C2 and supplies it to the control unit 2.
  • the resonant converter 10 and the resonant converter 20 include switching circuits 11 and 21 and current sensors 16 and 26 that detect output currents, respectively.
  • the control unit 2 inputs the voltage signal of the voltage sensor 5 and the current signals of the current sensors 16 and 26, and controls the switching circuits 11 and 21 arranged in the resonant converters 10 and 20 with reference to those signals. To do.
  • the detailed configurations and operations of the resonant converters 10 and 20 and the power converter 1 will be described in order next.
  • the resonant converters 10 and 20 will be described. Since the resonant converters 10 and 20 have the same circuit configuration, the resonant converter 10 will be mainly described as a representative.
  • the resonant converter 10 includes a switching circuit 11, a rectifier circuit 12, smoothing capacitors C11 and C12, a resonant capacitor Cr1, a resonant inductor Lr1, a transformer T1, and a current sensor 16.
  • Smoothing capacitor C ⁇ b> 11 further stabilizes and smoothes the input voltage of smoothing capacitor C ⁇ b> 1 in power converter 1 in resonant converter 10.
  • the detailed configuration and operation of the switching circuit 11 will be described later.
  • the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 form a resonance circuit.
  • the resonant circuit takes in the output power (output voltage) of the switching circuit 11 and sends it to the primary side of the transformer T1.
  • the transformer T1 has a primary side winding N11 and a secondary side winding N12 magnetically coupled to the winding N11.
  • the transformer T1 transforms power from the primary side to the secondary side (voltage). To transmit.
  • the exciting inductance of the transformer T1 is expressed as an exciting inductance Lm1.
  • the rectifier circuit 12 is configured by a bridge circuit (full bridge circuit) of rectifier diodes D15 to D18.
  • the smoothing capacitor C12 is connected to the DC output side of the rectifier circuit 12, and smoothes the output power (voltage).
  • the current sensor 16 detects a current flowing on the DC output side of the rectifier circuit 12.
  • the switching circuit 11 will be described in detail.
  • an upper arm switching element Q11 and a lower arm switching element Q12 connected in series at a node Nd11 and an upper arm switching element Q13 and a lower arm switching element Q14 connected in series at a node Nd12 are connected in parallel.
  • the switching circuit 11 is configured as a full bridge circuit by four switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14.
  • the switching circuit 11 converts a voltage (DC voltage) between both terminals of the smoothing capacitor C11 (smoothing capacitor C1) into an AC voltage (rectangular wave) and outputs the voltage between the nodes Nd11 and Nd12.
  • the control unit 2 On / off of the upper arm switching element Q11, the lower arm switching element Q12, the upper arm switching element Q13, and the lower arm switching element Q14 of the switching circuit 11 is controlled by the control unit 2.
  • the upper arm switching element Q11 and the lower arm switching element Q14 are paired and turned on / off simultaneously. Further, the lower arm switching element Q12 and the upper arm switching element Q13 are paired and turned on / off simultaneously.
  • the upper arm switching element Q11 is turned on, the lower arm switching element Q12 is turned off.
  • the upper arm switching element Q13 is turned on, the lower arm switching element Q14 is turned off.
  • the control waveforms of switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 will be described in detail in ⁇ Control Signal Waveforms of Switching Element of Resonant Type Converter 10 >> with reference to FIG.
  • an AC voltage (rectangular wave) is output between the nodes Nd11 and Nd12. Is done. That is, when both the upper arm switching element Q11 and the lower arm switching element Q14 are on, a positive voltage is output between the nodes Nd11 and Nd12, and when both the lower arm switching element Q12 and the upper arm switching element Q13 are on. A negative voltage is output between the nodes Nd11 and Nd12 (see the waveform of the voltage V1 in FIG. 8 described later). Note that the positive voltage and the negative voltage are based on the potential of the node Nd12.
  • upper arm switching element and “lower arm switching element” are simply abbreviated as “switching element” as appropriate.
  • diodes D11, D12, D13, and D14 are connected in antiparallel to the switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14, respectively.
  • MOSFETs Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors
  • parasitic diodes that are parasitically formed on the MOSFETs are diodes D11 and D12. , D13, D14 may be used.
  • the resonant converter 20 includes a switching circuit 21, a rectifier circuit 22, smoothing capacitors C21 and C22, a resonant capacitor Cr2, a resonant inductor Lr2, a transformer T2, and a current sensor 26. Since the resonant converter 20 has the same circuit configuration as that of the resonant converter 10, each component of the circuit of the resonant converter 20 corresponds to each component of the circuit of the resonant converter 10.
  • the smoothing capacitors C21 and C22 of the resonant converter 20 correspond to the smoothing capacitors C11 and C12 of the resonant converter 10, respectively.
  • the resonance capacitor Cr2 and the resonance inductor Lr2 correspond to the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1, respectively.
  • the transformer T2 corresponds to the transformer T1.
  • the winding N21, winding N22, and excitation inductance Lm2 in the transformer T2 correspond to the winding N11, winding N12, and excitation inductance Lm1 in the transformer T1, respectively.
  • the rectifier circuit 22 corresponds to the rectifier circuit 12.
  • the rectifier diodes D25 to D28 in the rectifier circuit 22 correspond to the rectifier diodes D15 to D18 in the rectifier circuit 12, respectively.
  • the current sensor 26 corresponds to the current sensor 16.
  • the switching circuit 21 corresponds to the switching circuit 11.
  • the upper arm switching element Q21, the lower arm switching element Q22, the upper arm switching element Q23, and the lower arm switching element Q24 in the switching circuit 21 are the upper arm switching element Q11, the lower arm switching element Q12, and the upper arm switching in the switching circuit 11, respectively. This corresponds to the element Q13 and the lower arm switching element Q14.
  • the nodes Nd21 and Nd22 in the switching circuit 21 correspond to the nodes Nd11 and Nd12 in the switching circuit 11, respectively.
  • the resonant converter 20 and each of the elements constituting it are substantially the same in configuration corresponding to the resonant converter 10 and each of the elements constituting the same, and therefore, a duplicate description is omitted. Further, since the elements constituting the resonant converter 10 and the resonant converter 20 correspond as described above, the output capacities of the resonant converter 10 and the resonant converter 20 are the same in terms of specifications. It has characteristics.
  • the DC power (DC voltage) of the DC power supply 3 is supplied to the switching circuit 11 in the resonant converter 10 via the smoothing capacitor C1 and the smoothing capacitor C11.
  • the control unit 2 turns on and off the pair of the upper arm switching element Q11 and the lower arm switching element Q14 and the pair of the lower arm switching element Q12 and the upper arm switching element Q13 simultaneously.
  • an alternating current (rectangular wave) voltage is output between the nodes Nd11 and Nd12 (the waveform of the voltage V1 in FIG. 8).
  • the alternating current (rectangular wave) voltage V1 output between the nodes Nd11 and Nd12 is input to a series circuit of the resonance capacitor Cr1, the resonance inductor Lr1, and the winding N11 of the transformer T1.
  • An alternating current (rectangular wave) voltage V1 is applied to the resonant capacitor Cr1, the resonant inductor Lr1, and the primary winding N11 of the transformer T1.
  • a transformed AC voltage is generated and output to the winding N12 magnetically coupled by the winding N11 and the transformer T1.
  • the AC voltage (AC power) output to the secondary side is rectified by the rectifier circuit 12, and DC voltage (DC power) is generated at both ends of the smoothing capacitor C12.
  • the generated DC voltage (DC power) is smoothed by the smoothing capacitor C12 and output as the output voltage of the resonant converter 10.
  • the current (I1, FIG. 8) flowing in the output rectified to a DC voltage (DC power) by the rectifier circuit 12 is detected by the current sensor 16.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a waveform example of control signals of the switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 of the resonant converter 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the switching element Q11 and the switching element Q14 form a pair and operate as a pair.
  • the switching element Q12 and the switching element Q13 form a pair and operate as a pair.
  • the group of switching elements Q11 and Q14 and the group of switching elements Q12 and Q13 are controlled to be turned on / off in principle with the opposite sign.
  • the control signals for the switching elements Q11 and Q14 change from positive to negative
  • the control signals for the switching elements Q12 and Q13 change from negative to positive.
  • the switching elements Q12 and Q13 are controlled to change from negative to positive after a delay time of a predetermined time ⁇ t.
  • the control signals of the switching elements Q12 and Q13 change from positive to negative
  • the control signals of the switching elements Q11 and Q14 change from negative to positive after a delay time of a predetermined time ⁇ t. That is, the control signals of switching elements Q12 and Q14 and switching elements Q12 and Q13 are both prevented from becoming positive. For example, if the switching element Q11 and the switching element Q12 are both turned on even if they are instantaneous, the voltage of the smoothing capacitor C11 is short-circuited and a large short-circuit current may flow.
  • FIG. 3 shows the ON / off state of the switching element of the resonant converter 10 and the path of the flowing current in the mode (A1-2). 4 shows the mode (A2), FIG. 5 shows the mode (A3-0), FIG. 6 shows the mode (A3-1), and FIG. 7 shows the mode (A3-2). It shows the on / off state of the switching element and the path of the flowing current.
  • 3 to 7 is supplied with DC power from the DC power supply 3 (FIG. 1) via the smoothing capacitor C1 (FIG. 1), the smoothing capacitor C11 in FIG. 3 to FIG. Description of the capacitor C1 and the DC power supply 3 is omitted.
  • FIG. 3 is a diagram showing the on / off state of the switching element of the resonant converter 10 and the path of the flowing current in the mode (A1-2).
  • the switching elements Q11 and Q14 are in the on state, and the switching elements Q12 and Q13 are in the off state.
  • the voltage of the smoothing capacitor C11 arranged on the input side is output from between the node Nd11 (FIG. 1) and the node Nd12 (FIG. 1) of the switching circuit 11.
  • the potential of the node Nd11 is higher than the potential of the node Nd12.
  • the output voltage V1 (FIGS. 1 and 8) is applied to a series circuit of the resonant capacitor Cr1, the resonant inductor Lr1, and the primary winding N11 of the transformer T1.
  • a current flows through a series circuit constituted by the resonance capacitor Cr1, the resonance inductor Lr1, and the winding N11. Further, when a current flows through the winding N11, the current induced in the secondary winding N12 of the transformer T1 passes through the rectifier diode D15 and the rectifier diode D18, and the smoothing capacitor C12 disposed on the output side. It flows to both ends. In this process, the power (DC power) of the smoothing capacitor C11 arranged on the input side is sent to the smoothing capacitor C12 arranged on the output side. Note that the current flowing in this mode (A1-2) corresponds to the current (current waveform) I1 in the interval where the voltage V1 in FIG.
  • the reason why the current I1 in the section where the voltage V1 is positive in FIG. 8 to be described later has a waveform close to a sine wave is that the resonance circuit of the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 is provided. Further, the resonance voltage of the resonance circuit of the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 (and the winding N11) changes.
  • FIG. 4 is a diagram showing the on / off state of the switching element of the resonant converter 10 and the path of the flowing current in the mode (A2).
  • the switching elements Q11 and Q14 are on, the switching elements Q12 and Q13 are off, and the on / off state of the switching elements is the same as the mode (A1-2). It is.
  • the mode (A1-2) continues, when charge enters the resonant capacitor Cr1 and enters a section in which the flow of resonant current by the resonant capacitor Cr1, resonant inductor Lr1, and exciting inductance Lm1 decreases, the mode (A2 ) State.
  • the transformer T1 has an exciting inductance, and the exciting current of the transformer T1 caused by the exciting inductance Lm1 written in parallel with the winding N11 flows to the resonant capacitor Cr1, the resonant inductor Lr1, and the winding N11 (exciting inductance Lm1). Yes.
  • this mode (A2) the voltage induced in the secondary winding N12 of the transformer T1 is lower than the voltage of the output smoothing capacitor C12, and the presence of the rectifier diodes D15 and D18 results in the winding N12. There is no current flowing through.
  • the state in which no current flows through the winding N12 corresponds to a section where the current I1 is zero in a section where the voltage V1 in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing the on / off state of the switching element of the resonant converter 10 and the path of the flowing current in the mode (A3-0).
  • switching elements Q11 and Q14 are turned off. Therefore, as shown in FIG. 5, switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 are all in the off state.
  • the control signals of the switching elements Q11 and Q14 in FIG. 5 In the mode (A3-0) in which all of the switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 shown in FIG. 5 are in the OFF state, the control signals of the switching elements Q11 and Q14 in FIG.
  • the state of the section of time ⁇ t (FIG. 2) in which the control signals of the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14 are negative before the control signals of Q12, Q13 change from negative to positive is shown.
  • switching element Q11 and switching element Q14 are newly turned off. Therefore, the current that has flowed through switching element Q11 and switching element Q14 in the mode (A2) of FIG. 4 does not flow. However, since a current flows through the resonant inductor Lr1 forming the resonant circuit, this current flows to the smoothing capacitor C11 via the diode D12 and the diode D13.
  • the voltage generated by the resonance circuit due to the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 is in a decreasing interval. Further, in the state where current flows through the diodes D12 and D13, the voltages between the switching elements Q12 and between the switching elements Q13 are both very small voltages (zero voltage). Therefore, if the switching element Q12 and the switching element Q13 are turned on in a state where current flows through the diodes D12 and D13, zero voltage switching can be performed. That is, the switching elements Q12 and Q13 can be turned on with little loss due to switching.
  • FIG. 6 is a diagram showing the on / off state of the switching element of the resonant converter 10 and the path of the flowing current in the mode (A3-1).
  • the switching elements Q12 and Q13 are turned on from the mode (A3-0) shown in FIG. 5, the mode (A3-1) shown in FIG. 6 is obtained.
  • the timing for turning on the switching elements Q12 and Q13 is the timing at which the zero voltage switching described above can be performed.
  • the current of the resonant inductor Lr1 flows through the smoothing capacitor C11. Since the switching elements Q12 and Q13 are turned on, the current flowing through the diodes D12 and D13 flows through the switching elements Q12 and Q13. The voltage of the smoothing capacitor C11 is applied to the resonance circuit, and the current of the resonance inductor Lr1 decreases.
  • FIG. 7 is a diagram showing the on / off state of the switching element of the resonant converter 10 and the path of the flowing current in the mode (A3-2).
  • the on / off state of the switching element in mode (A3-2) in FIG. 7 is the same as the on / off state of the switching element in mode (A3-1) shown in FIG.
  • mode (A3-2) the state in which the current of resonant inductor Lr1 further decreases and the direction is reversed is mode (A3-2) shown in FIG.
  • the mode (A3-2) is different from the mode (A1-2) in the on / off state of the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14 in the switching circuit 11, and the primary winding.
  • the relationship between the direction of the current flowing through N11, the direction of the current flowing through the secondary winding N12, and the rectifying diodes D15, D16, D17, and D18 rectifying by the rectifying circuit 12 is reversed. That is, the mode (A3-2) state is a symmetrical operation of the mode (A1-2).
  • mode (A4) which is a symmetric operation of mode (A2)
  • mode (A1-0) which is a symmetric operation of mode (A3-0)
  • mode (A1-1) which is a symmetric operation of mode (A3-1)
  • mode (A1-2) which is a symmetric operation of mode (A3-1)
  • mode (A1-0) and mode (A1-1) are symmetrical operations of the above-described modes, and therefore, the overlapping description is virtually omitted.
  • mode (A1-0) and mode (A1-1) are present before mode (A1-2) in FIG. 3, but the explanation from mode (A1-0) is considered difficult to understand. In FIG. 3 shown in FIG. 3, the description starts from the mode (A1-2).
  • ⁇ Resonant type converter 20> The switching circuit 21, smoothing capacitor C21, resonant capacitor Cr2, resonant inductor Lr2, transformer T2 (winding N21, winding N22), rectifier circuit 22, and smoothing capacitor C22 in the resonant converter 20 shown in FIG. Corresponding components in the converter 10 are the same.
  • the operation of the resonant converter 20 is the same as that of the resonant converter 10.
  • the switching circuits 11 and 21 in the resonant converters 10 and 20 are both controlled by the control unit 2, the timing of the switching elements by the control signal is different. As shown by voltage V1 and voltage V2 in FIG. 8 to be described later, the outputs of the switching circuit 11 and the switching circuit 21 have different timings of on / off operations. Next, operations of the resonant converters 10 and 20 will be described with reference to operation waveforms.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an operation and an example of operation waveforms of the resonant converters 10 and 20 according to the first embodiment of the present invention, and the respective output voltages of the switching circuits 11 and 21 of the resonant converters 10 and 20 ( Output voltage waveforms) V1 and V2 and output currents (output current waveforms) I1 and I2 of the rectifier circuits 12 and 22, respectively.
  • Output voltage waveforms V1 and V2
  • output currents output current waveforms
  • the output voltage V1 of the switching circuit 11, the output voltage V2 of the switching circuit 21, the output current I1 of the rectifier circuit 12, and the output current I2 of the rectifier circuit 22 are shown in order from the upper stage to the lower stage in the vertical axis direction.
  • the horizontal axis represents the electrical angle of the output voltage waveform (V1, V2) and the output current waveform (I1, I2).
  • the unit of electrical angle is deg (degrees). However, the horizontal axis also corresponds to the time axis.
  • the phase difference ⁇ shown in FIG. 8 represents the phase difference between the resonant converter 10 and the resonant converter 20.
  • the operation waveforms of the output voltage V1 of the switching circuit 11 and the output voltage V2 of the switching circuit 21 have the phase difference ⁇ described above, but the operation waveforms of the output voltage V1 and the output voltage V2 have the same frequency. . That is, the switching frequency of the switching circuit 11 and the switching circuit 21 is the same frequency.
  • the frequency (fundamental wave component) of the operation waveforms of the output voltage V1 and the output voltage V2 in the state shown in FIG. 8 is the same.
  • the output voltage V1 of the switching circuit 11 (FIG. 1) is positive from the node Nd11 as viewed from the node Nd12.
  • the output voltage V2 of the switching circuit 21 is positive from the node Nd21 as viewed from the node Nd22. Since the switching circuit 11 alternately turns on and off the group of the switching element Q11 and the switching element Q14 and the group of the switching element Q12 and the switching element Q13, the output voltage V1 and the output voltage V2 in FIG. AC voltage. Since the output current I1 passes through the resonance circuit of the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 and the rectifier circuit 12 in FIG.
  • the output current I2 passes through the resonance circuit of the resonance capacitor Cr2 and the resonance inductor Lr2 and the rectifier circuit 22, the output current I2 has a waveform that repeats a substantially sinusoidal half wave. Further, the output current I1 of the rectifier circuit 12 is detected by the current sensor 16, and the output current I2 of the rectifier circuit 22 is detected by the current sensor 26.
  • the section in which the output voltage (output voltage waveform) V1 is positive and the output current I1 flows corresponds to the mode (A1-2) described above.
  • the section where the output voltage (output voltage waveform) V1 is positive and the output current I1 is 0 corresponds to the mode (A2).
  • the section from when the output voltage (output voltage waveform) V1 is switched from positive to negative until the switching element Q12 and the switching element Q13 are turned on corresponds to the mode (A3-0).
  • the section immediately after turning on the switching elements Q12 and Q13 corresponds to the mode (A3-1).
  • the period until the output voltage (output voltage waveform) V1 is negative and the output current I1 finishes corresponds to the mode (A3-2) described above.
  • the phase difference ⁇ represents the phase difference between the resonant converter 10 and the resonant converter 20, and the phase of the resonant converter 20 is delayed with respect to the resonant converter 10. I am letting.
  • the peak currents of the output current I1 of the resonant converter 10 and the output current I2 of the resonant converter 20 are shifted, and the current values of the output current I1 and the output current I2 are large.
  • the output current I1 is accumulated and smoothed by the smoothing capacitor C12
  • the output current I2 is accumulated and smoothed by the smoothing capacitor C22.
  • the output current I1 and the output current I2 are combined in the smoothing capacitor C2.
  • the power converter 1 (FIG. 1) outputs a smoothed electric power obtained by synthesizing the output current I1 of the resonant converter 10 and the output current I2 of the resonant converter 20.
  • one period of each of the output voltages (output voltage waveforms) V1 and V2 is 360 deg.
  • one cycle of the output currents (output current waveforms) I1 and I2 is 180 deg.
  • the reason why one cycle of the output currents (output current waveforms) I1 and I2 is 180 deg is that, as described above, the output current is rectified in the rectifier circuit 12 constituted by the full bridge of the rectifier diodes D15 to D18. This is because the same current value is output in the cycle of the positive voltage and the cycle of the negative voltage at the input of the rectifier circuit 12.
  • the output current I1 and the output current I2 change periodically and include pulsation (ripple) components, the output currents of the resonant converters 10 and 20 connected in parallel are equalized (balanced).
  • the ideal phase difference when there is no variation in the characteristics of the circuit components is 90 deg.
  • the phase difference ⁇ may be adjusted for reasons described later.
  • the operation is performed by limiting the phase difference ⁇ to the range of 90 deg centering on 90 deg, that is, the range of 45 deg to 135 deg. That is, the phase difference ⁇ is a range expressed as (45 deg ⁇ ⁇ ⁇ 135 deg).
  • the second resonant converter (20) charges the smoothing capacitor C2
  • the output current of the resonant converter (20) changes depending on the voltage of the smoothing capacitor C2. That is, the second resonant converter (20) cannot charge the smoothing capacitor C2 with the same output current as the output current charged alone.
  • the first resonant converter (10) is also affected by the second resonant converter (20). That is, the first resonant converter and the second resonant converter do not charge the smoothing capacitor C2 independently of each other.
  • the second resonance type converter 20 is delicately charged to the smoothing capacitor C2. May have an effect. For example, if the voltage of the smoothing capacitor C2 is high due to the charging of the first resonant converter 10, the output current at the time of charging the smoothing capacitor C2 of the resonant converter 20 may decrease. The cause of these phenomena is that the operating point of the resonant converter 20 changes depending on the magnitude of the voltage of the smoothing capacitor C22 during the rectification of the rectifier circuit 22 of the resonant converter 20.
  • the transition time from the mode (A1-2) in FIG. 3 to the mode (A2) in FIG. 4 is affected by the voltage of the smoothing capacitor C12. That is, the output current I1 and the output current I2 are affected by the voltage of the smoothing capacitor C2.
  • the load 4 is affected by the magnitude and fluctuation of the load 4. Due to these phenomena, the output current I1 of the first resonant converter 10 and the output current I2 of the second resonant converter 20 influence each other.
  • the output voltage V1 of the switching circuit of the resonant converter 10 and the output voltage V2 of the switching circuit of the resonant converter 20 are shifted by 90 degrees, and the output current I1 of the resonant converter 10 is shifted. It is desirable to make the output current of the power converter 1 uniform (balance) by avoiding the overlap of the peak current of the output current I2 of the resonant converter 10 and the output current I2.
  • the resonant converter 10 and the resonant converter 20 influence each other, and the average current or the maximum value of the output current I1 of the resonant converter 10 and the output current I2 of the resonant converter 20 respectively. There may be a situation where the size of is not output as planned or as specified.
  • the second resonant converter 20 The magnitude of the output current I2 may recover. Conversely, when the output current I2 of the second resonant converter 20 is larger than the output current I1 of the first resonant converter 10, if the ⁇ is less than 90 deg, the second resonant converter 20 The output current I2 is relatively smaller than the output current I1 of the first resonance converter 10, that is, the output current I1 of the first resonance converter 10 is recovered.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of an operation method for balancing output currents of the resonant converters 10 and 20 according to the first embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents the output current representative value Io1
  • the vertical axis represents the output current representative value Io2.
  • output current representative values Io1 and Io2 are output current values representing the output currents of the resonant converters 10 and 20, respectively.
  • the average value of the output currents I1 and I2 can be obtained by smoothing the detection values of the current sensors 16 and 26.
  • the output current representative values Io1 and Io2 are detected at the peak values of the current values (output currents I1 and I2) detected by the current sensors 16 and 26, and at predetermined timings corresponding to the two resonant converters 10 and 20, respectively. You may substitute it with the value.
  • the output currents I1 and I2 (FIG.
  • ⁇ in FIG. 9 represents the amount of change in the phase difference ⁇ between the output current I1 and the output current I2 shown in FIG. Note that the phase difference ⁇ between the output current I1 and the output current I2 is also the phase difference ⁇ between the output voltage V1 and the output voltage V2.
  • the number of resonant converters 10 and 20 in parallel is two, and the ideal phase difference ⁇ when there is no variation in the characteristics of the circuit components is as described above. 90 deg. That is, the current values of the output currents I1 and I2 of the resonant converters 10 and 20 are equalized, and when the phase difference ⁇ is 90 degrees, the pulsation (ripple) component or the like in the combined waveform of the output currents I1 and I2 The fluctuation of the combined current is the smallest.
  • the phase difference ⁇ is adjusted by shifting from 90 deg. That is, priority is given to balancing (homogenizing) the output current representative value Io1 and the output current representative value Io2.
  • the phase difference ⁇ is limited to a range of 90 deg centering on 90 deg which is an ideal phase difference ⁇ , that is, a range of 45 deg to 135 deg. By adjusting the range, even when the characteristic variation of circuit components is larger than expected, the phase difference ⁇ can be stabilized and operated. In the above description, the case where the phase of the resonant converter 20 is delayed with respect to the resonant converter 10 has been described.
  • the resonant converter 20 may be operated with the phase of the resonant converter 10 delayed. is there. That is, among the resonant converters connected in parallel, when the output current whose phase is delayed is small, the operation may be performed so that the phase difference becomes large.
  • the ideal phase difference ⁇ does not continue stably between the output current I1 and the output current I2 due to load fluctuations.
  • the balance between the output current representative value Io1 and the output current representative value Io2 of the resonant converter 10 and the resonant converter 20 is out of balance, that is, when the balance between the output current I1 and the output current I2 is out of balance.
  • the phase difference ⁇ between the resonant converter 10 and the resonant converter 20 is changed. For example, when the output current representative value Io2 is smaller than the output current representative value Io1, the phase difference ⁇ is increased so that the output current representative value Io2 approaches the output current representative value Io1.
  • the power conversion device 1 adjusts the output currents I1, I2 while adjusting the output currents I1, I2 of the resonant converter 10 and the resonant converter 20 to be uniform.
  • I2 is synthesized (added) and output.
  • the output voltages of the resonant converter 10 and the resonant converter 20 are both applied to the smoothing capacitor C2.
  • the voltage applied to the smoothing capacitor C2 (first smoothing capacitor) is further smoothed by the series circuit of the smoothing inductor L1 and the smoothing capacitor C3 (second smoothing capacitor), and is output from the power converter 1. It is supplied to the load 4.
  • the output voltage output by the power conversion device 1 is a predetermined voltage that is substantially stable, and the output current has reduced pulsation (ripple) components such as the output currents I1 and I2 shown in FIG. . Further, the current output from the power converter 1 is substantially determined by the state and state of the load 4. As described above, the voltage sensor 5 that detects the voltage of the smoothing capacitor C2 that reflects the output voltage of the power conversion device 1 is provided in the vicinity of the output stage of the power conversion device 1.
  • control unit 2 inputs the voltage signal of the voltage sensor 5 that detects the voltage of the smoothing capacitor C2 and the current signals of the current sensors 16 and 26 that detect the output currents of the resonant converters 10 and 20, respectively. As described above, the switching circuits 11 and 21 are controlled.
  • the control unit 2 controls the resonance by changing the phase difference ⁇ between the resonant converter 10 and the resonant converter 20 shown in FIG.
  • the output currents of the converter 10 and the resonant converter 20 are balanced (equalized), and stable large DC power (DC voltage and DC current) is output.
  • a highly efficient power converter device can be provided, balancing the electric current which the some resonant converter connected in parallel outputs. Further, even when the characteristic variation of the circuit components is larger than expected, the operation can be performed with the phase difference ⁇ stabilized. Further, in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention, the output of each resonance converter can be provided without providing a period in which the outputs of the switching circuits provided in the plurality of resonance converters connected in parallel have zero voltage. The current can be balanced. For this reason, it is possible to obtain a relatively high efficiency even in the case of an operation for obtaining a high output voltage exceeding the turns ratio of the transformer (step-up operation).
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the power conversion device 1a according to the second embodiment of the present invention.
  • the power converter 1a receives DC power (DC voltage) from the DC power supply 3a, performs DC-DC conversion, outputs the converted DC power, and feeds the load 4a.
  • the power conversion device 1a includes resonant converters 30, 40, 50, smoothing capacitors C1a, C2a, C3a, a smoothing inductor L1a, a voltage sensor 5a, and a control unit 2a.
  • the resonant converter 30, the resonant converter 40, and the resonant converter 50 have their input terminals and output terminals connected in parallel to each other.
  • the power (DC power) of the DC power supply 3a input between both terminals of the smoothing capacitor C1a is supplied between the input terminals of the resonant converter 30, the resonant converter 40, and the resonant converter 50.
  • the resonant converter 30 In the resonant converter 30, the resonant converter 40, and the resonant converter 50, output power (output voltage) at each output terminal is supplied to the smoothing capacitor C2a.
  • the power (voltage) of the smoothing capacitor C2a is smoothed by the smoothing inductor L1a and the smoothing capacitor C3a, is output from both terminals of the smoothing capacitor C3a, and supplies power (DC power) to the load 4a.
  • the main differences between the power conversion device 1a in the second embodiment and the power conversion device 1 in the first embodiment are the following three points.
  • the first difference is that the circuit system of the switching circuits 31, 41, 51 is changed from a full bridge circuit to a single end push-pull circuit.
  • the second difference is that the circuit system of the rectifier circuits 32, 42 and 52 is changed from a full bridge circuit to a half bridge circuit (and a voltage doubler rectifier circuit).
  • the third difference is that the number of resonant converters (30, 40, 50) connected in parallel is changed from two to three.
  • the switching circuit 31 includes an upper arm switching element Q31 and a lower arm switching element Q32.
  • a positive voltage is applied to the series circuit of the resonance capacitor Cr3, the resonance inductor Lr3, and the winding N31 of the transformer T3.
  • a zero voltage is applied to the series circuit of the resonance capacitor Cr3, the resonance inductor Lr3, and the winding N31 of the transformer T3. That is, under the control of the switching circuit 31, an alternating current (rectangular wave) voltage is applied to the series circuit of the resonant capacitor Cr3, the resonant inductor Lr3, and the winding N31 of the transformer T3.
  • the rectifier circuit 32 forms a half bridge circuit (double voltage rectifier circuit) having a configuration of a rectifier diode D33 and a rectifier diode D34, and a smoothing capacitor C33 and a smoothing capacitor C34.
  • a half bridge of rectifier diodes D33 and D34 a series circuit of a smoothing capacitor C33 and a smoothing capacitor C34 is provided, and between the connection point of the smoothing capacitors C33 and C34 and the connection point of the rectifier diodes D33 and D34. Since the output voltage of the winding N32 of the transformer T3 is added, the voltage doubler rectifier circuit has a double voltage.
  • the number of resonant converters (30, 40, 50) connected in parallel is changed from two to three as described above.
  • the operation is performed so as to delay the phase of the three resonant converters with the small output current.
  • a first method there is a method of delaying the phase of the resonant converter that is smaller than the average value of the output currents (representative output current values) of the resonant converters 30, 40, and 50. At this time, there may be one resonant converter or two resonant converters determined to be lower than the average value.
  • the other two units having a small output current (representative output current value) with respect to the resonant converter having the largest output current (representative output current value) in the resonant converters 30, 40, 50 are used.
  • the operation may be performed with the phase difference limited to a range of 60 deg centered on 60 deg, that is, a range of 30 deg to 90 deg.
  • FIG. 10 smoothing capacitors C31, C32, C41, C42, C51, C52, switching elements Q31, Q32, Q41, Q42, Q51, Q52, and antiparallel diodes constituting the resonant converters 30, 40, 50, respectively.
  • the power conversion device (1, 1a) described in the first and second embodiments of the present invention can be widely applied to devices that require an insulation type DC-DC conversion function to obtain an effect. is there. Widely used in power converters such as converters that convert the power of solar cells and fuel cells, DC-DC converters for chargers and auxiliary equipment for electric vehicles, converters for charging and discharging batteries, and bidirectional converters for solid-state transformers Applicable. Furthermore, it can be widely applied to power supplies for information devices such as servers, power supplies for X-ray tubes, laser processing machines, or non-contact power supply devices.
  • ⁇ N resonance converters The number of resonant converters in the power converters of the first and second embodiments is shown for two and three, respectively. However, the number of resonant converters is not limited to the above number. For example, you may comprise by 4 units or more. If the number of parallel units is generalized to N units, the range is (180 / N) deg centered on (180 / N) deg, that is, in the range of (90 / N) deg to (270 / N) deg. What is necessary is just to operate by limiting the phase difference. Then, the output current (output current representative value) may be operated so as to delay the phase of the resonant converter, for example, smaller than the average. Alternatively, the resonance type converter having the largest output current (representative output current value) may be operated so as to delay the phase of another resonance type converter having a low output current (representative output current value).
  • the switching circuit 11 in the first embodiment is a full bridge circuit composed of four switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14, whereas the switching circuit 31 in the second embodiment has two switching circuits 31.
  • This is a single-end push-pull circuit composed of switching elements Q31 and Q32.
  • the rectifier circuit 12 in the first embodiment is a full bridge circuit of rectifier diodes D15, D16, D17, and D18, whereas the rectifier circuit 32 in the second embodiment is a half bridge circuit.
  • a double voltage rectifier circuit is configured by using two smoothing capacitors C33 and C34 in series.
  • ⁇ Switching circuit> In the first embodiment and the second embodiment, a full bridge circuit and a single-end push-pull circuit have been described as switching circuits. However, other circuit methods such as a half-bridge circuit and a push-pull circuit may be used. .
  • ⁇ Rectifier circuit> In the first embodiment and the second embodiment, a full bridge circuit and a half bridge circuit (double voltage rectifier circuit) have been described as rectifier circuits, but other rectifier circuits such as a center tap rectifier circuit (push-pull rectifier circuit) are used. You may change into a circuit system.
  • smoothing capacitors C1, C11, and C21 are used as capacitors for smoothing. However, since the smoothing capacitors C1, C11, and C21 are connected in parallel, one of these smoothing capacitors may be used. Further, in the smoothing capacitors C1, C11, C21, for example, the smoothing capacitors C11, C21 are characterized by the characteristic of removing high-frequency pulsation (ripple), and the smoothing capacitor C1 has a large capacitance. You may use the characteristic of a capacitor properly, such as using what has a characteristic. Further, the smoothing capacitors C2, C12, and C22 may be shared by a single smoothing capacitor for the same reason.
  • smoothing capacitors C1a, C31, C41, and C51 in the second embodiment may be shared by one smoothing capacitor for the same reason.
  • smoothing capacitors C2a, C32, C42, and C52 may be shared by a single smoothing capacitor for the same reason.
  • ⁇ Smoothing inductor> when pulsation (ripple) is allowed as the output voltage of the power converter 1, the smoothing inductor L1 and the smoothing capacitor C3 are omitted, and power is supplied to the load 4 from between both terminals of the smoothing capacitor C2. You may do it.
  • the smoothing inductor L1a and the smoothing capacitor C3a when pulsation (ripple) is allowed as the output voltage of the power conversion device 1a, the smoothing inductor L1a and the smoothing capacitor C3a are omitted, and the load 4a is connected between both terminals of the smoothing capacitor C2a. Power may be supplied.
  • the resonant capacitor Cr1 and the resonant inductor Lr1 are connected in series with the primary winding N11 of the transformer T1.
  • the configuration of the resonant circuit is not limited to the above connection method.
  • the resonant capacitor Cr1 and the resonant inductor Lr1 need only exist between the output of the switching circuit 11 and the smoothing capacitor C12. Therefore, for example, the resonant inductor Lr1 may be inserted in series with the secondary winding N12 of the transformer T1. Further, the leakage inductance of the transformer T1 may be used as the resonant inductor Lr1. Note that the connection method described above for the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 may be similarly used for the resonance capacitor Cr2 and the resonance inductor Lr2 in the first embodiment.
  • connection method described for the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 in the first embodiment may be similarly used for the resonance capacitor Cr3 and the resonance inductor Lr3 in the second embodiment.
  • the leakage inductance of the transformer T3 may be used as the resonant inductor Lr3.
  • the connection methods described for the resonance capacitor Cr3 and the resonance inductor Lr3 may be used in the same manner for the resonance capacitors Cr4 and Cr5 and the resonance inductors Lr4 and Lr5 in the second embodiment.
  • the leakage inductances of the transformers T4 and T5 may be used as the resonant inductors Lr4 and Lr5.
  • the current sensor 16 in the first embodiment is connected between one terminal on the DC side of the rectifier circuit 12 and one terminal of the smoothing capacitor C12, but the connection position of the current sensor 16 is limited to this configuration. Not.
  • the current sensor 16 may be connected between one terminal of the smoothing capacitor C12 and one terminal of the smoothing capacitor C2.
  • the current sensor 26 in the first embodiment may be connected between one terminal of the smoothing capacitor C22 and one terminal of the smoothing capacitor C2.
  • the connection positions of the current sensors 36, 46, and 56 of the second embodiment may be changed as in the first embodiment.
  • the voltage sensor 5 in the first embodiment is connected to the terminal of the smoothing capacitor C2.
  • the connection position of the voltage sensor 5 is not limited to this connection position.
  • it may be connected to the terminal of the smoothing capacitor C3.
  • the connection position of the voltage sensor 5a in the second embodiment is not limited.

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Abstract

互いに並列接続された複数の共振形コンバータ（１０，２０）と、複数の前記共振形コンバータ（１０，２０）を制御する制御部と、を備え、前記共振形コンバータ（１０，２０）は、入力した直流電圧を、異なる電圧の直流電圧に変換して出力し、前記制御部（２）は、複数の前記共振形コンバータ（１０，２０）のスイッチング周波数を一致させ、複数の前記共振形コンバータ（１０，２０）間の位相差を制御し、複数の前記共振形コンバータ（１０，２０）が出力する電流の大きさを均一化する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　近年、地球環境保全への意識の高まりから、蓄電池や太陽電池、燃料電池などの直流電源を備えたシステムが開発されている。これらのシステムにおいては、直流電源から負荷や他の直流電源に高い変換効率で給電するＤＣ－ＤＣコンバータが求められている。効率が高い絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路方式としては、キャパシタンスとインダクタンスの共振現象を利用した共振形コンバータが知られている。
　共振形コンバータでは、スイッチング素子に流れる電流が共振により小さくなったタイミングでスイッチング素子をターンオフすると、遮断電流が小さいためスイッチング損失が小さくなり、高い効率を得ることができる。しかし、一般的に共振形コンバータでは、その共振特性を利用し、スイッチング周波数を変化させて出力を制御している。このため、複数の共振形コンバータを並列接続した場合には、回路部品特性のばらつきにより、それぞれの共振形コンバータが異なったスイッチング周波数で動作することになって、出力コンデンサのリプル電流を低減するなどの並列動作のメリットが活かせない場合がある。
　特許文献１には、回路部品の特性ばらつきがある場合にも、各ＤＣ－ＤＣコンバータから出力コンデンサに供給される電流のピーク値を均一化し、出力コンデンサのリプル電流を低減するＤＣ－ＤＣコンバータの技術が開示されている。
　特許文献２には、回路部品の特性ばらつき等により共振周波数が異なる複数の共振形ＤＣ－ＤＣコンバータを、位相のずれた略同一周波数で動作させ、共振動作と並列動作の利点を活かすＤＣ－ＤＣコンバータ装置の技術が開示されている。
　また、特許文献３には、さらに並列接続された複数の共振形コンバータの出力電流をバランスさせる技術が開示されている。
　また、特許文献４には、並列に接続された複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを略同一周波数で位相をずらして駆動する技術が開示されている。
　なお、特許文献１や特許文献２には、スイッチング周波数を変えずに出力を制御するＤＣ－ＤＣコンバータの技術が開示されている。
特開昭６３－１９０５５６号公報 特開２０１０－１１６２５号公報 特開２０１０－４１８５５号公報 国際公開第２００７／０２３６０３号
　しかしながら、特許文献１に記載の技術では、一つの共振型ＤＣ－ＤＣコンバータで構成しているため、出力電流に脈動（リプル）が比較的に多く含まれやすいことや、回路ばらつきによる出力の安定性に懸念があるという課題がある。
　また、特許文献２では、回路構成上、出力電圧を制御するには向いているが、出力電流を安定させることは不十分であるという課題がある。
　また、特許文献３では、複数の共振形コンバータの出力電流をバランスさせるために、共振回路に電圧が印加されるのをバイパスさせるように動作する。しかし共振形コンバータは、トランスの巻数比より高い出力電圧を得る場合など、共振回路に電圧が印加されない期間があると効率が低下することがあるという課題がある。また、回路方式もフルブリッジ回路などに限定されやすく、例えばより安価なハーフブリッジ回路をそのまま適用することは困難であるという課題がある。
　また、特許文献４では、複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がバランスしない場合があるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の小型化が難しいという課題がある。
　本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであって、並列接続された複数の共振形コンバータの出力する電流をバランスさせつつ、効率の高い電力変換装置を提供することを課題（目的）とする。
　前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
　すなわち、本発明の電力変換装置は、互いに並列接続された複数の共振形コンバータと、複数の前記共振形コンバータを制御する制御部と、を備え、前記共振形コンバータは、入力した直流電圧を、異なる電圧の直流電圧に変換して出力し、前記制御部は、複数の前記共振形コンバータのスイッチング周波数を一致させ、複数の前記共振形コンバータ間の位相差を制御し、複数の前記共振形コンバータが出力する電流の大きさを均一化する、ことを特徴とする。
　また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　本発明によれば、並列接続された複数の共振形コンバータの出力する電流をバランスさせつつ、効率の高い電力変換装置を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータのスイッチング素子の制御信号の波形例を示す図である。 モード（Ａ１－２）における共振形コンバータのスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示している。 モード（Ａ２）における共振形コンバータのスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。 モード（Ａ３－０）における共振形コンバータのスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。 モード（Ａ３－１）における共振形コンバータのスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。 モード（Ａ３－２）における共振形コンバータのスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータの動作と動作波形例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータの出力電流をバランスさせるための動作方法の一例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。
　以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。
≪第１実施形態≫
　図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の回路構成例を示す図である。
　電力変換装置１は、直流電源３から直流電力（直流電圧）を入力し、ＤＣ－ＤＣ変換して、変換した直流電力（直流電圧）を出力して負荷４に給電する。
＜電力変換装置１の概要の構成＞
　電力変換装置１は、共振形コンバータ１０，２０と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３と、平滑インダクタＬ１と、電圧センサ５と、制御部２とを備えている。
　共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０は、それぞれの入力端子および出力端子が、互いに並列接続されている。
　平滑コンデンサＣ１の両端子間に入力された直流電源３の電力（直流電力）は、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０のそれぞれの入力端子に供給される。
　共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０のそれぞれの出力端子の出力電力は、平滑コンデンサＣ２に供給される。
　平滑コンデンサＣ２の電力（電圧）は、平滑インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ３によって、さらに平滑化され、平滑コンデンサＣ３の両端子間から出力して、負荷４に電力（直流電力）を供給する。
　電圧センサ５は、平滑コンデンサＣ２の電圧を検出して制御部２に供給する。
　後記するように、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０は、それぞれスイッチング回路１１，２１および出力電流を検出する電流センサ１６，２６を備えている。
　制御部２は、電圧センサ５の電圧信号と電流センサ１６，２６の電流信号を入力し、それらの信号を参照して、共振形コンバータ１０，２０に配置されているスイッチング回路１１，２１を制御する。
　共振形コンバータ１０，２０および電力変換装置１の詳細な構成および動作については、次に順に説明する。
＜共振形コンバータ１０，２０＞
　共振形コンバータ１０，２０について説明する。共振形コンバータ１０，２０については、同一の回路構成であるので、共振形コンバータ１０を代表として主に説明する。
　共振形コンバータ１０は、スイッチング回路１１、整流回路１２、平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１、電流センサ１６を備えている。
　平滑コンデンサＣ１１は、電力変換装置１における平滑コンデンサＣ１の入力電圧を、共振形コンバータ１０において、さらに安定化、平滑化する。
　スイッチング回路１１の詳細な構成と動作については、後記する。
　共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１は、共振回路を形成している。この共振回路に、スイッチング回路１１の出力電力（出力電圧）を取り込み、トランスＴ１の１次側に送る。
　トランスＴ１は、１次側の巻線Ｎ１１と、巻線Ｎ１１と磁気結合した２次側の巻線Ｎ１２とを有しており、１次側から２次側へ変圧して電力（電圧）を伝送する。なお、トランスＴ１の励磁インダクタンスを励磁インダクタンスＬｍ１として表記している。
　整流回路１２は、整流ダイオードＤ１５～Ｄ１８のブリッジ回路（フルブリッジ回路）で構成されている。
　平滑コンデンサＣ１２は、整流回路１２の直流出力側に接続され、出力された電力（電圧）を平滑化する。
　電流センサ１６は、整流回路１２の直流出力側に流れる電流を検出する。
＜スイッチング回路１１＞
　スイッチング回路１１について詳しく説明する。
　スイッチング回路１１は、上アームスイッチング素子Ｑ１１と下アームスイッチング素子Ｑ１２をノードＮｄ１１で直列接続したものと、上アームスイッチング素子Ｑ１３と下アームスイッチング素子Ｑ１４をノードＮｄ１２で直列接続したものと、を並列接続して構成されている。つまり、スイッチング回路１１は、４個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４によってフルブリッジ回路で構成されている。
　このスイッチング回路１１は、平滑コンデンサＣ１１（平滑コンデンサＣ１）の両端子間の電圧（直流電圧）を交流電圧（矩形波）に変換して、ノードＮｄ１１，Ｎｄ１２間に出力する。
　スイッチング回路１１の上アームスイッチング素子Ｑ１１、下アームスイッチング素子Ｑ１２、上アームスイッチング素子Ｑ１３、下アームスイッチング素子Ｑ１４のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）は、制御部２によって制御される。
　スイッチング回路１１においては、上アームスイッチング素子Ｑ１１と下アームスイッチング素子Ｑ１４が組となって、同時にオン・オフする。また、下アームスイッチング素子Ｑ１２と上アームスイッチング素子Ｑ１３が組となって、同時にオン・オフする。
　また、上アームスイッチング素子Ｑ１１がオンするときは、下アームスイッチング素子Ｑ１２はオフする。また、上アームスイッチング素子Ｑ１３がオンするときは、下アームスイッチング素子Ｑ１４はオフする。
　なお、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の制御波形については、後記するように、図２を参照し、《共振形コンバータ１０のスイッチング素子の制御信号波形》において、詳細を説明する。
　このような、上アームスイッチング素子Ｑ１１、下アームスイッチング素子Ｑ１２、上アームスイッチング素子Ｑ１３、下アームスイッチング素子Ｑ１４のオン・オフ動作によって、ノードＮｄ１１，Ｎｄ１２間には、交流電圧（矩形波）が出力される。
　すなわち、上アームスイッチング素子Ｑ１１と下アームスイッチング素子Ｑ１４が共にオンのとき、ノードＮｄ１１，Ｎｄ１２間には、正の電圧が出力され、下アームスイッチング素子Ｑ１２と上アームスイッチング素子Ｑ１３が共にオンのとき、ノードＮｄ１１，Ｎｄ１２間には、負の電圧が出力される（後記する図８の電圧Ｖ１の波形を参照）。なお、正の電圧、負の電圧は、ノードＮｄ１２の電位を基準とした場合である。
　また、「上アームスイッチング素子」、「下アームスイッチング素子」を、単に「スイッチング素子」と、適宜、簡略化して表記する。
　また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４には、逆並列にダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４がそれぞれ接続されている。
　なお、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４をＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）で構成する場合には、ＭＯＳＦＥＴに構造上、寄生して形成される寄生ダイオードを、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４として利用してもよい。
＜共振形コンバータ２０＞
　以上において、共振形コンバータ１０の構成について説明したが、次に、共振形コンバータ２０の構成について説明する。
　図１において、共振形コンバータ２０は、スイッチング回路２１、整流回路２２、平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２、共振コンデンサＣｒ２、共振インダクタＬｒ２、トランスＴ２、電流センサ２６を備えている。
　共振形コンバータ２０は、共振形コンバータ１０と同じ回路構成であるので、共振形コンバータ２０の回路の各構成要素は、共振形コンバータ１０の回路の各構成要素に対応している。
　すなわち、共振形コンバータ２０の平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、共振形コンバータ１０の平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２にそれぞれ対応している。
　同様に、共振コンデンサＣｒ２と共振インダクタＬｒ２は、それぞれ共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１に対応している。
　トランスＴ２は、トランスＴ１に対応している。なお、トランスＴ２における巻線Ｎ２１、巻線Ｎ２２、励磁インダクタンスＬｍ２は、トランスＴ１における巻線Ｎ１１、巻線Ｎ１２、励磁インダクタンスＬｍ１にそれぞれ対応している。
　整流回路２２は、整流回路１２に対応している。なお、整流回路２２における整流ダイオードＤ２５～Ｄ２８は、整流回路１２における整流ダイオードＤ１５～Ｄ１８に、それぞれ対応している。
　電流センサ２６は、電流センサ１６に対応している。
　スイッチング回路２１は、スイッチング回路１１に対応している。なお、スイッチング回路２１における上アームスイッチング素子Ｑ２１、下アームスイッチング素子Ｑ２２、上アームスイッチング素子Ｑ２３、下アームスイッチング素子Ｑ２４は、スイッチング回路１１における上アームスイッチング素子Ｑ１１、下アームスイッチング素子Ｑ１２、上アームスイッチング素子Ｑ１３、下アームスイッチング素子Ｑ１４に、それぞれ対応している。
　また、スイッチング回路２１におけるノードＮｄ２１，Ｎｄ２２は、スイッチング回路１１におけるノードＮｄ１１，Ｎｄ１２にそれぞれ対応している。
　以上のように、共振形コンバータ２０およびそれを構成する各要素は、共振形コンバータ１０およびそれを構成する各要素に対応して、事実上、同じ構成であるので、重複する説明は省略する。
　また、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０とを構成する各要素は、前記のように対応しているので、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０の出力能力は、仕様上においては、同一の特性を有している。
＜電力変換装置１の動作＞
　電力変換装置１の動作について、まず共振形コンバータ１０の動作について詳しく説明する。そして、その後で共振形コンバータ２０の動作について説明し、そして共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０とを含む電力変換装置１の全体の動作について、順に説明する。
＜共振形コンバータ１０の動作の概要＞
　共振形コンバータ１０におけるスイッチング回路１１には、前記のように直流電源３の直流電力（直流電圧）が平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ１１とを介して、供給されている。
　スイッチング回路１１は、制御部２によって、上アームスイッチング素子Ｑ１１と下アームスイッチング素子Ｑ１４との組が、また下アームスイッチング素子Ｑ１２と上アームスイッチング素子Ｑ１３との組が、それぞれ同時にオン・オフすることによって、前記したように、交流（矩形波）電圧をノードＮｄ１１，Ｎｄ１２間に出力する（図８の電圧Ｖ１の波形）。
　ノードＮｄ１１，Ｎｄ１２間に出力した交流（矩形波）電圧Ｖ１は、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１とトランスＴ１の巻線Ｎ１１との直列回路に入力する。
　交流（矩形波）電圧Ｖ１が共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１とトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ１１に印加される。
　巻線Ｎ１１とトランスＴ１で磁気結合した巻線Ｎ１２には、変圧された交流電圧が生成されて出力する。この２次側に出力された交流電圧（交流電力）が整流回路１２で整流され直流電圧（直流電力）が平滑コンデンサＣ１２の両端に生成される。この生成された直流電圧（直流電力）は、平滑コンデンサＣ１２で平滑化され、共振形コンバータ１０の出力電圧として出力する。
　なお、整流回路１２で直流電圧（直流電力）に整流された出力に流れる電流（Ｉ１、図８）は、電流センサ１６で検出される。
＜共振形コンバータ１０の動作の詳細＞
　共振形コンバータ１０の動作の詳細について、図２～図７を参照して、説明する。
《共振形コンバータ１０のスイッチング素子の制御信号波形》
　図２は、本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の制御信号の波形例を示す図である。
　図２において、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１４が組をなして一対で動作する。また、スイッチング素子Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ１３が組をなして一対で動作する。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組と、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組は、原則的に正負が逆の関係でオン・オフを制御される。
　例えば、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の制御信号が正から負に変化すると、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の制御信号は負から正に変化する関係にある。ただし、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の制御信号が正から負に変化する際に、所定の時間Δｔの遅れ時間があってからスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が負から正に変化するように制御されている。
　また、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の制御信号が正から負に変化すると、所定の時間Δｔの遅れ時間があってから、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の制御信号は負から正に変化する関係にある。
　すなわち、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の制御信号が共に正になることを避けている。例えばスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２が共にオンする時間が瞬間であっても存在すると、平滑コンデンサＣ１１の電圧が短絡され、大きな短絡電流が流れる可能性があるからである。
《共振形コンバータ１０の各モードに流れる電流》
　図３から図７は、本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータ１０の動作の特徴を反映した各モードにおける、共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、その際に流れる電流の経路を示す図である。
　図３は、モード（Ａ１－２）における共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示している。また、図４はモード（Ａ２）、図５はモード（Ａ３－０）、図６はモード（Ａ３－１）、図７はモード（Ａ３－２）について、それぞれのモードにおける共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と流れる電流の経路を示している。
　なお、図３から図７における平滑コンデンサＣ１１には、平滑コンデンサＣ１（図１）を介して直流電源３（図１）から直流電力が供給されているが、図３から図７においては、平滑コンデンサＣ１と直流電源３についての記載を省略している。
　また、実際には、後記するような（Ａ１－０）、（Ａ１－１）、（Ａ４）のモードもあるが、後記する理由から、図示することを省略している。
　また、以下の説明においては、オン状態のスイッチング素子の両端の電圧や、ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼称する。また、スイッチング素子の両端の電圧がゼロ電圧のときに、このスイッチング素子をターンオンすることをゼロ電圧スイッチングと呼称する。なお、ゼロ電圧スイッチングには、スイッチング損失を抑える効果がある。
《モード（Ａ１－２）における電流について》
　前記したように、図３は、モード（Ａ１－２）における共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。
　図３に示すモード（Ａ１－２）では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオン状態，スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオフ状態である。
　この状態において、入力側に配置された平滑コンデンサＣ１１の電圧がスイッチング回路１１のノードＮｄ１１（図１）とノードＮｄ１２（図１）との間から出力される。なお、ノードＮｄ１１の電位の方がノードＮｄ１２の電位より高い。
　そして、その出力電圧Ｖ１（図１、図８）が、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１とトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ１１との直列回路に印加されている。
　そのため、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１１とで構成される直列回路に電流が流れる。また、巻線Ｎ１１に電流が流れることによって、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ１２に誘導された電流が、整流ダイオードＤ１５と整流ダイオードＤ１８とを通り、出力側に配置された平滑コンデンサＣ１２の両端へ流れている。
　この過程において、入力側に配置された平滑コンデンサＣ１１の電力（直流電力）が出力側に配置された平滑コンデンサＣ１２へ送られる。
　なお、このモード（Ａ１－２）において流れる電流は、後記する図８における電圧Ｖ１が正の区間における電流（電流波形）Ｉ１に対応している。
　また、後記する図８で電圧Ｖ１が正の区間における電流Ｉ１が正弦波に近い波形であるのは、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１の共振回路が備えられているためである。また、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１（および巻線Ｎ１１）の共振回路の共振電圧は変化する。
《モード（Ａ２）における電流について》
　図４は、モード（Ａ２）における共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。
　図４に示すモード（Ａ２）では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオン状態，スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオフ状態であって、スイッチング素子のオン・オフ状態は、前記のモード（Ａ１－２）と同じである。
　モード（Ａ１－２）の状態が続いた後に、共振コンデンサＣｒ１に電荷が蓄積し、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と励磁インダクタンスＬｍ１とによる共振電流の流れが低減する区間に入ると、モード（Ａ２）の状態になる。
　トランスＴ１には励磁インダクタンスがあり、巻線Ｎ１１に並列に表記された励磁インダクタンスＬｍ１に起因するトランスＴ１の励磁電流が、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１、巻線Ｎ１１（励磁インダクタンスＬｍ１）に流れている。
　このモード（Ａ２）の状態において、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ１２に誘起される電圧は、出力の平滑コンデンサＣ１２の電圧より低く、かつ整流ダイオードＤ１５，Ｄ１８があることによって、巻線Ｎ１２には電流が流れていない。
　なお、この巻線Ｎ１２に電流が流れていない状態は、後記する図８の電圧Ｖ１が正の区間における電流Ｉ１が０である区間に対応している。
《モード（Ａ３－０）における電流について》
　図５は、モード（Ａ３－０）における共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。
　モード（Ａ３－０）においては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオフされる。そのため、図５に示すようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４は、すべてオフ状態である。
　この図５に示すスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４がすべてオフ状態であるモード（Ａ３－０）は、図２におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の制御信号が正から負に変化して、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の制御信号が負から正へ変化する前のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の制御信号が負である時間Δｔ（図２）の区間の状態を示している。
　図５に示すモード（Ａ３－０）においては、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１４が新たにオフとなる。そのため、図４のモード（Ａ２）でスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１４に流れていた電流が流れなくなる。
　しかしながら、共振回路を形成している共振インダクタＬｒ１には電流が流れているため、この電流はダイオードＤ１２とダイオードＤ１３を介して、平滑コンデンサＣ１１に流れる。
　このモード（Ａ３－０）の状態で、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１による共振回路の発生する電圧は、低減する区間となる。また、ダイオードＤ１２，Ｄ１３に電流が流れている状態で、スイッチング素子Ｑ１２の間、およびスイッチング素子Ｑ１３の間の、それぞれの電圧は、共に非常に小さい電圧（ゼロ電圧）となっている。
　そのため、このダイオードＤ１２，Ｄ１３に電流が流れている状態で、スイッチング素子Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３をオンすれば、それぞれゼロ電圧スイッチングが可能となる。すなわち、スイッチングによる損失が少ない状態でスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンすることが可能な状況になる。
《モード（Ａ３－１）における電流について》
　図６は、モード（Ａ３－１）における共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。
　図５に示したモード（Ａ３－０）の状態から、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をターンオンすると、図６に示すモード（Ａ３－１）の状態になる。
　なお、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をターンオンするタイミングは、前記したゼロ電圧スイッチングができるタイミングである。
　図６に示すモード（Ａ３－１）においては、図５に示したモード（Ａ３－０）と同様に、共振インダクタＬｒ１の電流が平滑コンデンサＣ１１に流れている。
　スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンしたことによって、ダイオードＤ１２，Ｄ１３に流れていた電流がスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３に流れる。
　平滑コンデンサＣ１１の電圧が共振回路に印加され、共振インダクタＬｒ１の電流は減少していく。
《モード（Ａ３－２）における電流について》
　図７は、モード（Ａ３－２）における共振形コンバータ１０のスイッチング素子のオン・オフの状態と、流れる電流の経路を示す図である。
　図７におけるモード（Ａ３－２）のスイッチング素子のオン・オフの状態は、図６に示したモード（Ａ３－１）のスイッチング素子のオン・オフの状態と同じである。
　モード（Ａ３－２）において、共振インダクタＬｒ１の電流がさらに減少して向きが反転した状態が、図７に示すモード（Ａ３－２）である。
　つまり、モード（Ａ３－２）（図７）では、１次側の巻線Ｎ１１に印加される電圧と流れる電流の方向がモード（Ａ１－２）（図３）と逆になる。
　したがって、２次側の巻線Ｎ１２に生成される電圧と、流れる電流の方向は、図３に示したモード（Ａ１－２）と逆になる。
　このように、巻線Ｎ１２に生成する電圧の高低が逆になるので整流ダイオードＤ１６，Ｄ１７に電流が流れるようになる。
　すなわち、モード（Ａ３－２）においては、平滑コンデンサＣ１１から供給された電力が、トランスＴ１を経て、整流回路１２の整流ダイオードＤ１６，Ｄ１７を介して平滑コンデンサＣ１２に供給される。
　このモード（Ａ３－２）の状態で流れる出力電流は、後記する図８の電圧Ｖ１が負の区間における電流（電流波形）Ｉ１に対応している。
　なお、モード（Ａ３－２）の状態は、前記したモード（Ａ１－２）の状態とは、スイッチング回路１１におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のオン・オフ状態、１次側の巻線Ｎ１１に流れる電流の方向、２次側の巻線Ｎ１２に流れる電流の方向、整流回路１２で整流動作する整流ダイオードＤ１５，Ｄ１６，Ｄ１７，Ｄ１８の関係が、反対になっている。すなわち、モード（Ａ３－２）の状態は、モード（Ａ１－２）の対称動作である。
　以降、モード（Ａ２）の対称動作であるモード（Ａ４）、モード（Ａ３－０）の対称動作であるモード（Ａ１－０）、モード（Ａ３－１）の対称動作であるモード（Ａ１－１）と続き、その後にモード（Ａ１－２）へ戻る。
　以上のように、モード（Ａ４）、モード（Ａ１－０）、モード（Ａ１－１）については、前記した各モードの対称動作であるので、事実上、重複する説明を省略した。
　また、図３のモード（Ａ１－２）の前に、モード（Ａ１－０）、モード（Ａ１－１）があるが、モード（Ａ１－０）からの説明は分かり難いと考えられるので、最初に示した図３においては、モード（Ａ１－２）からの説明とした。
＜共振形コンバータ２０＞
　図１に示す共振形コンバータ２０におけるスイッチング回路２１、平滑コンデンサＣ２１、共振コンデンサＣｒ２、共振インダクタＬｒ２、トランスＴ２（巻線Ｎ２１、巻線Ｎ２２）、整流回路２２、平滑コンデンサＣ２２については、前記した共振形コンバータ１０における対応する各構成は同一である。
　また、共振形コンバータ２０の動作は、共振形コンバータ１０の動作と同様である。
　ただし、共振形コンバータ１０，２０におけるスイッチング回路１１，２１は、共に制御部２によって制御されるが、制御信号によるスイッチング素子のタイミングが異なる。後記する図８のそれぞれ電圧Ｖ１と電圧Ｖ２で示すように、スイッチング回路１１とスイッチング回路２１の出力は、それぞれのオン・オフ動作のタイミングが異なる。
　次に、共振形コンバータ１０，２０の動作を、動作波形を参照して説明する。
＜共振形コンバータ１０，２０の動作と動作波形＞
　図８は、本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータ１０，２０の動作と動作波形例を示す図であり、共振形コンバータ１０，２０の有するスイッチング回路１１，２１のそれぞれの出力電圧（出力電圧波形）Ｖ１，Ｖ２と、整流回路１２，２２のそれぞれの出力電流（出力電流波形）Ｉ１，Ｉ２を示している。
　図８において、縦軸方向に上段から下段に向って順に、スイッチング回路１１の出力電圧Ｖ１、スイッチング回路２１の出力電圧Ｖ２、整流回路１２の出力電流Ｉ１、整流回路２２の出力電流Ｉ２を表し、横軸は、出力電圧波形（Ｖ１，Ｖ２）および出力電流波形（Ｉ１，Ｉ２）の電気角を表している。電気角の単位はｄｅｇ（度）である。ただし、横軸は時間軸にも対応している。
　また、図８に示した位相差θは、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０との位相差を表している。
　なお、スイッチング回路１１の出力電圧Ｖ１とスイッチング回路２１の出力電圧Ｖ２のそれぞれの動作波形には、前記した位相差θがあるが、出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の動作波形の周波数は同じである。すなわち、スイッチング回路１１とスイッチング回路２１のスイッチング周波数は、同じ周波数である。なお、位相差θを変化させる過程においては、異なる周波数成分が含まれるが、図８に示した状態における出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の動作波形の周波数（基本波成分）は同じである。
　また、スイッチング回路１１（図１）の出力電圧Ｖ１は、ノードＮｄ１２から見たノードＮｄ１１の電圧を正とする。スイッチング回路２１の出力電圧Ｖ２は、ノードＮｄ２２から見たノードＮｄ２１の電圧を正とする。
　スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１４の組、およびスイッチング素子Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ１３の組を交互にオン・オフを繰り返すので、図８の出力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２は、矩形波状の交流電圧となっている。
　また、出力電流Ｉ１は、図１における共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１との共振回路、および整流回路１２を経ているので、略正弦波形の半波を繰り返す波形となっている。また、出力電流Ｉ２は、共振コンデンサＣｒ２と共振インダクタＬｒ２との共振回路、および整流回路２２を経ているので、同様に略正弦波形の半波を繰り返す波形となっている。
　また、整流回路１２の出力電流Ｉ１は、電流センサ１６で検出され、整流回路２２の出力電流Ｉ２は、電流センサ２６で検出される。
　なお、図８において、出力電圧（出力電圧波形）Ｖ１が正で、出力電流Ｉ１が流れている区間は、前記したモード（Ａ１－２）に対応している。
　また、出力電圧（出力電圧波形）Ｖ１が正で、出力電流Ｉ１が０の区間は、前記したモード（Ａ２）に対応している。
　また、出力電圧（出力電圧波形）Ｖ１が正から負に切り換わってから、スイッチング素子Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ１３をオンにするまでの区間は、モード（Ａ３－０）に対応している。
　また、スイッチング素子Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ１３をオンした直後の区間は、モード（Ａ３－１）に対応している。
　また、出力電圧（出力電圧波形）Ｖ１が負で、出力電流Ｉ１が流れ終わるまでの区間は、前記したモード（Ａ３－２）に対応している。
　また、図８において、前記したように、位相差θは共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０との位相差を表しており、共振形コンバータ１０に対して共振形コンバータ２０の位相を遅らせて動作させている。このように位相差を設けて動作させることにより、共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１と共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２のピーク電流をずらすと共に、出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２の電流値の大きさを概ね等しくなるように制御する。
　なお、出力電流Ｉ１は、平滑コンデンサＣ１２で蓄積・平滑化され、出力電流Ｉ２は、平滑コンデンサＣ２２で蓄積・平滑化される。そして、出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２は、平滑コンデンサＣ２において合成される。
　電力変換装置１（図１）は、共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１と共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２が合成され平滑化された電力を出力する。
　また、図８において、出力電圧（出力電圧波形）Ｖ１，Ｖ２のそれぞれの一周期は、３６０ｄｅｇである。それに対して、出力電流（出力電流波形）Ｉ１，Ｉ２の一周期は、１８０ｄｅｇである。出力電流（出力電流波形）Ｉ１，Ｉ２の一周期が１８０ｄｅｇである理由は、前記したように、整流ダイオードＤ１５～Ｄ１８のフルブリッジで構成される整流回路１２で、出力電流が整流されるため、整流回路１２の入力がそれぞれ正電圧の周期と負電圧の周期で同じ電流値が出力されるからである。
　また、出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２は周期的に変化しており、脈動（リプル）成分を含んでいるため、並列接続された共振形コンバータ１０，２０の出力電流を均一化（バランス）させる際に、回路部品の特性にばらつきがない場合の理想的な位相差は、９０ｄｅｇとなる。
　ただし、後記する理由から、位相差θを調整することがある。ただし、９０ｄｅｇを中心として９０ｄｅｇの範囲、つまり４５ｄｅｇ～１３５ｄｅｇの範囲に位相差θを制限して動作をさせる。すなわち、位相差θは、（４５ｄｅｇ≦θ≦１３５ｄｅｇ）と表記される範囲である。
＜複数の共振形コンバータの相互干渉＞
　図１において、特性が同じ仕様の共振形コンバータ１０，２０を用いても、共振形コンバータ１０，２０の回路部品の製造上におけるばらつきによって、共振形コンバータ１０，２０のそれぞれの出力電流が異なることがある。
　さらに、図１に示したように、２台（複数）の共振形コンバータ１０，２０を並列に接続したときには、例えば共振形コンバータ２０は、共振形コンバータ２０が単独で動作していたときと同じ出力電流を出力するとは限らない。
　１台目の共振形コンバータ（１０）が、ある出力電流で出力の平滑コンデンサＣ２を充電する場合に、平滑コンデンサＣ２の電圧は変動する。
　したがって、２台目の共振形コンバータ（２０）が平滑コンデンサＣ２を充電する場合に、平滑コンデンサＣ２の電圧の変動の状況によって、充電過程が影響される。
　つまり、２台目の共振形コンバータ（２０）が平滑コンデンサＣ２を充電する際には、平滑コンデンサＣ２の電圧によって、共振形コンバータ（２０）の出力電流が変化する。
　すなわち、２台目の共振形コンバータ（２０）は、単独で充電する出力電流と同じ出力電流で平滑コンデンサＣ２を充電できる訳ではない。
　同様に、１台目の共振形コンバータ（１０）も２台目の共振形コンバータ（２０）の影響を受ける。つまり、１台目の共振形コンバータと２台目の共振形コンバータとは互いに独立して平滑コンデンサＣ２を充電する訳ではない。
　例えば１台目の共振形コンバータ１０が動作していて、その出力電流によって、平滑コンデンサＣ２に充電された電圧の高低によって、２台目の共振形コンバータ２０の平滑コンデンサＣ２への充電に微妙に影響を与えることがある。
　例えば、１台目の共振形コンバータ１０の充電によって、平滑コンデンサＣ２の電圧が高いと、共振形コンバータ２０の平滑コンデンサＣ２への充電の際の出力電流が減少することがある。これらの現象の原因は、共振形コンバータ２０の整流回路２２の整流における過程で平滑コンデンサＣ２２の電圧の大小によって、共振形コンバータ２０の動作点が変化するためである。
　また、例えば、図３のモード（Ａ１－２）から図４のモード（Ａ２）への移行時期は、平滑コンデンサＣ１２の電圧の影響を受ける。すなわち、出力電流Ｉ１や出力電流Ｉ２は、平滑コンデンサＣ２の電圧の影響を受ける。また、負荷４の大小や、変動などによっても影響を受ける。
　これらの現象によって、１台目の共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１と２台目の共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２とは、互いに影響し合う。
　図８においては、前記したように、共振形コンバータ１０のスイッチング回路の出力電圧Ｖ１と、共振形コンバータ２０のスイッチング回路の出力電圧Ｖ２とを９０ｄｅｇ位相をずらして、共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１と共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ２のピーク電流の重なりを避けて、電力変換装置１の出力電流を均一化（バランス）することが望ましい。
　しかし、前記したように、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０は、相互に影響して、共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１と共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２のそれぞれの平均電流、もしくは最大値の大きさが予定とおり、あるいは仕様とおりに出力されない状況が起こりうる。
　図８において、１台目の共振形コンバータ１０の平滑コンデンサＣ２への充電による出力電流Ｉ１が少ない領域の方が、共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２は大きくなりやすい。つまり、本来は、１台目の共振形コンバータ１０と２台目の共振形コンバータ２０との間は、前記した理由でθ＝９０ｄｅｇが望ましいが、１台目の共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１が２台目の共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２に前記の理由で影響を与える場合がある。
　このため、例えば、１台目の共振形コンバータ１０に対して、２台目の共振形コンバータ２０の出力電流を流す区間をθ＝９０ｄｅｇ超とすることにより、２台目の共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２の大きさが回復することがある。
　逆に、２台目の共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２が１台目の共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１より大きい場合には、θを９０ｄｅｇ未満とすれば、２台目の共振形コンバータ２０の出力電流Ｉ２が１台目の共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１より相対的に小さくなる、すなわち、１台目の共振形コンバータ１０の出力電流Ｉ１が回復するというような現象がある。
＜出力電流をバランスさせるための動作方法＞
　図９は、本発明の第１実施形態に係る共振形コンバータ１０，２０の出力電流をバランスさせるための動作方法の一例を示す図である。
　図９において、横軸は出力電流代表値Ｉｏ１であり、縦軸は出力電流代表値Ｉｏ２である。また、Ｉｏ１＝Ｉｏ２の直線と横軸の出力電流代表値Ｉｏ１とに挟まれた領域は、Ｉｏ１＞Ｉｏ２の関係があって、Δθを正、すなわち位相差θを大きくすることが望ましい領域である。
　また、Ｉｏ１＝Ｉｏ２の直線と縦軸の出力電流代表値Ｉｏ２とに挟まれた領域は、Ｉｏ１＜Ｉｏ２の関係があって、Δθを負、すなわち位相差θを小さくすることが望ましい領域である。
　なお、図９において、出力電流代表値Ｉｏ１，Ｉｏ２は、それぞれ共振形コンバータ１０，２０の出力電流を代表する出力電流値である。例えば出力電流Ｉ１，Ｉ２の平均値であって、電流センサ１６，２６の検出値を平滑して得ることができる。また、出力電流代表値Ｉｏ１，Ｉｏ２を電流センサ１６，２６の検出した電流値（出力電流Ｉ１，Ｉ２）のピーク値や、２台の共振形コンバータ１０，２０がそれぞれ対応する所定のタイミングで検出した値で代用してもよい。
　また、出力電流代表値Ｉｏ１，Ｉｏ２の算出にあたっては、電流センサ１６，２６で出力電流Ｉ１，Ｉ２（図８）をそれぞれ検出し、制御部２で出力電流の平均値やピーク値を演算、生成してもよい。
　また、図９におけるΔθは、図８に示した出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との間の位相差θの変化量を表している。なお、出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との間の位相差θは、出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２との間の位相差θでもある。
　図９に示すように、共振形コンバータ１０の出力電流代表値Ｉｏ１よりも、共振形コンバータ２０の出力電流代表値Ｉｏ２の方が小さい場合には、Δθを正として、位相差θが大きくなるようにする。
　逆に、共振形コンバータ１０の出力電流代表値Ｉｏ１よりも、共振形コンバータ２０の出力電流代表値Ｉｏ２の方が大きい場合には、Δθを負として、位相差θが小さくなるようにする。
　この方法によって、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０の出力電流の差が小さくなり、出力電流代表値Ｉｏ１と出力電流代表値Ｉｏ２とをバランス（均一化）させることが可能となる。
　なお、本（第１）実施形態では、共振形コンバータ１０，２０の並列台数は２台であって、回路部品の特性にばらつきがない場合の理想的な位相差θは、前記したように、９０ｄｅｇとなる。すなわち、共振形コンバータ１０，２０の出力電流Ｉ１，Ｉ２のそれぞれの電流値が均一化すると共に、位相差θが９０ｄｅｇのときに、出力電流Ｉ１，Ｉ２の合成波形においても脈動（リプル）成分や合成電流の変動が最も低減する。
　また、共振形コンバータ１０，２０の特性が正確に一致していない場合には、位相差θを９０ｄｅｇからずらして調整する。すなわち、出力電流代表値Ｉｏ１と出力電流代表値Ｉｏ２とをバランス（均一化）させることを優先する。
　ただし、理想としての位相差θである９０ｄｅｇを中心として９０ｄｅｇの範囲、つまり４５ｄｅｇ～１３５ｄｅｇの範囲に、位相差θを制限している。
　この範囲の調整により、回路部品の特性ばらつきが想定より大きい場合でも、位相差θを安定させて動作させることができる。
　また、以上においては、共振形コンバータ１０に対して共振形コンバータ２０の位相を遅らせた場合について説明したが、逆に共振形コンバータ２０に対して共振形コンバータ１０の位相を遅らせて動作させる場合もある。つまり、並列接続した共振形コンバータのうち、位相を遅らせた方の出力電流が小さい場合に、位相差が大きくなるように動作させればよい。
　なお、実際には、負荷の変動もあって、出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との間に、理想的な位相差θが安定して継続する訳ではない。
　共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０のそれぞれの出力電流代表値Ｉｏ１と出力電流代表値Ｉｏ２の電流値のバランスが崩れている場合、すなわち、出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２のバランスが崩れている場合、前記したように、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０との位相差θを変化させる。
　例えば、出力電流代表値Ｉｏ２が出力電流代表値Ｉｏ１より小さい場合には、位相差θを大きくして、出力電流代表値Ｉｏ２が出力電流代表値Ｉｏ１に近づける。
　逆に、出力電流代表値Ｉｏ２が出力電流代表値Ｉｏ１より大きくなってしまった場合には、位相差θを逆方向に変化させて、出力電流代表値Ｉｏ１（出力電流Ｉ１）と出力電流代表値Ｉｏ２（出力電流Ｉ２）の電流値のバランス（均一化）がとれるように制御する。
　ただし、前記したような制御によって、出力電流代表値Ｉｏ１（出力電流Ｉ１）と出力電流代表値Ｉｏ２（出力電流Ｉ２）とが近い電流値になったとしても、安定している保証はない。
　そのため、実際には、この出力電流代表値Ｉｏ１，Ｉｏ２の出力電流の比較と、位相差をつける（遅らせる）動作を定常的、あるいは頻繁に繰り返す。
＜電力変換装置１の出力段の構成と動作＞
　図１において、電力変換装置１は、以上に記したように、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０のそれぞれの出力電流Ｉ１，Ｉ２の出力電流を均一化するように調整しながら出力電流Ｉ１，Ｉ２を合成（加算）して出力する。
　出力電流Ｉ１，Ｉ２を合成するため、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０のそれぞれの出力電圧を共に平滑コンデンサＣ２に加える。
　平滑コンデンサＣ２（第１の平滑コンデンサ）に印加された電圧は、平滑インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ３（第２の平滑コンデンサ）の直列回路で、さらに平滑化されて、電力変換装置１から出力され、負荷４に供給される。
　すなわち、電力変換装置１が出力する出力電圧は、概ね安定した所定の電圧であり、出力する電流は、図８に示した出力電流Ｉ１，Ｉ２のような脈動（リプル）成分は低減されている。また、電力変換装置１が出力する電流は、実質的には、負荷４の状況、状態によって定まる。
　なお、前記したように、電力変換装置１の出力段の近傍に、電力変換装置１の出力電圧を反映する平滑コンデンサＣ２の電圧を検出する電圧センサ５がある。
　また、制御部２は、平滑コンデンサＣ２の電圧を検出する電圧センサ５の電圧信号と、共振形コンバータ１０，２０のそれぞれの出力電流を検出する電流センサ１６，２６の電流信号を入力して、前記したようにスイッチング回路１１，２１を制御する。
　本発明の電力変換装置１（図１）では、制御部２に制御の基に、図８で示した共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０との間の位相差θを変化させることで、共振形コンバータ１０と共振形コンバータ２０の出力電流をバランス（均一化）させて、安定した大きな直流電力（直流電圧および直流電流）を出力する。
＜第１実施形態の効果＞
　本発明によれば、並列接続された複数の共振形コンバータの出力する電流をバランスさせつつ、効率の高い電力変換装置を提供することができる。
　また、回路部品の特性ばらつきが想定より大きい場合でも、位相差θを安定させて動作させることができる。
　また、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置では、並列接続された複数の共振形コンバータが備えたスイッチング回路の出力がゼロ電圧となる期間を設けなくても、各共振形コンバータの出力電流をバランスさせることができる。そのため、特にトランスの巻数比を超える高い出力電圧を得る動作（昇圧動作）の場合にも、比較的高い効率を得ることができる。
≪第２実施形態≫
　次に、第２実施形態の電力変換器装置について説明する。
　図１０は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１ａの回路構成例を示す図である。図１０において、電力変換装置１ａは、直流電源３ａから直流電力（直流電圧）を入力し、ＤＣ－ＤＣ変換して、変換した直流電力を出力して負荷４ａに給電する。
＜電力変換装置１ａの構成＞
　図１０において、電力変換装置１ａは、共振形コンバータ３０，４０，５０と、平滑コンデンサＣ１ａ，Ｃ２ａ，Ｃ３ａと、平滑インダクタＬ１ａと、電圧センサ５ａと、制御部２ａとを備えている。
　共振形コンバータ３０と共振形コンバータ４０と共振形コンバータ５０は、入力端子および出力端子を、それぞれ互いに並列接続されている。
　平滑コンデンサＣ１ａの両端子間に入力された直流電源３ａの電力（直流電力）は、共振形コンバータ３０と共振形コンバータ４０と共振形コンバータ５０のそれぞれの入力端子間に供給される。
　共振形コンバータ３０と共振形コンバータ４０と共振形コンバータ５０において、それぞれの出力端子の出力電力（出力電圧）は、平滑コンデンサＣ２ａに供給される。
　平滑コンデンサＣ２ａの電力（電圧）は、平滑インダクタＬ１ａと平滑コンデンサＣ３ａによって平滑化され、平滑コンデンサＣ３ａの両端子間から出力して、負荷４ａに電力（直流電力）を供給する。
　第２実施形態における電力変換装置１ａが第１実施形態における電力変換装置１と異なる主な点は、次の３点である。
　第１の異なる点は、スイッチング回路３１，４１，５１の回路方式として，フルブリッジ回路からシングルエンドプッシュプル回路になっている。
　第２の異なる点は、整流回路３２，４２，５２の回路方式として、フルブリッジ回路からハーフブリッジ回路（かつ倍電圧整流回路）になっている。
　第３の異なる点は、並列接続された共振形コンバータ（３０，４０，５０）の台数が２台から３台になっている。
　以上の第１の異なる点において、例えば、スイッチング回路３１は、上アームスイッチング素子Ｑ３１と下アームスイッチング素子Ｑ３２で構成されている。
　この回路構成において、上アームスイッチング素子Ｑ３１をオン、下アームスイッチング素子Ｑ３２をオフにすれば、共振コンデンサＣｒ３と共振インダクタＬｒ３とトランスＴ３の巻線Ｎ３１との直列回路に、正の電圧が加わる。
　また、上アームスイッチング素子Ｑ３１をオフ、下アームスイッチング素子Ｑ３２をオンにすれば、共振コンデンサＣｒ３と共振インダクタＬｒ３とトランスＴ３の巻線Ｎ３１との直列回路に、ゼロの電圧が加わる。
　すなわち、スイッチング回路３１の制御によって、共振コンデンサＣｒ３と共振インダクタＬｒ３とトランスＴ３の巻線Ｎ３１との直列回路には、交流（矩形波）電圧が印加される。
　以上の第２の異なる点においては、例えば整流回路３２は、整流ダイオードＤ３３と整流ダイオードＤ３４、および平滑コンデンサＣ３３と平滑コンデンサＣ３４との構成によるハーフブリッジ回路（倍電圧整流回路）を構成している。
　整流ダイオードＤ３３，Ｄ３４のハーフブリッジではあるが、平滑コンデンサＣ３３と平滑コンデンサＣ３４の直列回路を設け、それら平滑コンデンサＣ３３，Ｃ３４の接続点と、前記の整流ダイオードＤ３３，Ｄ３４の接続点との間に、トランスＴ３の巻線Ｎ３２の出力電圧を加えているため２倍の電圧となる倍電圧整流回路の構成となっている。
　以上の第３の異なる点においては、前記したように、並列接続された共振形コンバータ（３０，４０，５０）の台数が２台から３台になっている。
　これらの並列接続された共振形コンバータ３０，４０，５０の出力電流を均一化するために、３台のうちの出力電流が小さい共振形コンバータの位相を遅らせるように動作させる。
　具体的には、第１の方法としては、共振形コンバータ３０，４０，５０の出力電流（出力電流代表値）の平均値よりも小さい共振形コンバータの位相を遅らせる方法がある。なお、このとき、平均値よりも低いと判定される共振形コンバータが１台である場合も２台である場合もある。
　また、第２の方法としては、共振形コンバータ３０，４０，５０における出力電流（出力電流代表値）が最も大きい共振形コンバータに対して、出力電流（出力電流代表値）が小さい他の２台の共振形コンバータの位相を遅らせる方法がある。
　なお、図１０における共振形コンバータ３０，４０，５０は、計３台が並列に接続されているので、回路部品の特性にばらつきがない場合の理想的な各共振形コンバータ間の位相差θは、６０ｄｅｇとなる。
　この６０ｄｅｇを中心として６０ｄｅｇの範囲、つまり３０ｄｅｇ～９０ｄｅｇの範囲に位相差を制限して動作させればよい。
　以上において、図１０が図１と異なる点について、主として説明したが、それらの点を除いて、事実上、同一であるので、重複する説明は省略する。
　また、図１０において、共振形コンバータ３０，４０，５０をそれぞれ構成する平滑コンデンサＣ３１，Ｃ３２，Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ５１，Ｃ５２、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ４１，Ｑ４２，Ｑ５１，Ｑ５２、逆並列のダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ４１，Ｄ４２，Ｄ５１，Ｄ５２、共振コンデンサＣｒ３，Ｃｒ４，Ｃｒ５、共振インダクタＬｒ３，Ｌｒ４，Ｌｒ５、励磁インダクタンスＬｍ３，Ｌｍ４，Ｌｍ５、トランスＴ３，Ｔ４，Ｔ５、１次側の巻線Ｎ３１，Ｎ４１，Ｎ５１、２次側の巻線Ｎ３２，Ｎ４２，Ｎ５２、整流ダイオードＤ３３，Ｄ３４，Ｄ４３，Ｄ４４，Ｄ５３，Ｄ５４、平滑コンデンサＣ３３，Ｃ３４，Ｃ４３，Ｃ４４，Ｃ５３，Ｃ５４、電流センサ３６，４６，５６については、図１０および図１において、それぞれ対応する素子と概ね同一の機能、作用を有しているものであるので、詳細な説明は省略する。
＜第２実施形態の効果＞
　第２実施形態においては、３台の並列接続された共振形コンバータを用いているので、電力変換装置１ａとしての出力電流における脈動（リブル）が低減される効果がある。
　また、スイッチング回路３１が、シングルエンドプッシュプル回路で構成されているので、低コストとなる効果がある。
　また、整流回路３２がハーフブリッジ回路（倍電圧整流回路）で構成されているので、より高い出力電圧が供給できるという効果がある。
＜電力変換装置の適用例＞
　本発明の第１実施形態、第２実施形態で説明した電力変換装置（１，１ａ）は、絶縁型のＤＣ－ＤＣ変換機能を必要とした装置に広く適用して効果を得ることが可能である。
　例えば、太陽電池や燃料電池の電力を変換するコンバータ、電気自動車の充電器や補機用ＤＣ－ＤＣコンバータ、バッテリー充放電用のコンバータ、ソリッドステートトランス用の双方向コンバータなどの電力変換装置に広く適用できる。
　さらに、サーバー等の情報機器向け電源、Ｘ線管用電源やレーザー加工機用電源、あるいは非接触給電装置などの電力変換装置に広く適用できる。
≪その他の実施形態≫
　なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
　以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
《Ｎ台の共振形コンバータ》
　第１実施形態と第２実施形態の電力変換装置における共振形コンバータの台数は、それぞれ２台と３台の場合について示した。しかし、共振形コンバータの台数は、前記の台数に限定されない。例えば４台以上で構成してもよい。
　なお、並列台数を一般化してＮ台とすれば、（１８０／Ｎ）ｄｅｇを中心として（１８０／Ｎ）ｄｅｇの範囲、つまり（９０／Ｎ）ｄｅｇ～（２７０／Ｎ）ｄｅｇの範囲に位相差を制限して動作させればよい。
　そして、出力電流（出力電流代表値）が、例えば平均よりも小さい共振形コンバータの位相を遅らせるように動作させればよい。あるいは、出力電流（出力電流代表値）が最も大きい共振形コンバータに対して、出力電流（出力電流代表値）が低い他の共振形コンバータの位相を遅らせるように動作させればよい。
《第１実施形態と第２実施形態の組み合わせ》
　第１実施形態と第２実施形態の相違は、共振形コンバータの台数のみではない。
　例えば、第１実施形態におけるスイッチング回路１１は、４個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４で構成されたフルブリッジ回路であるのに対し、第２実施形態におけるスイッチング回路３１は、２個のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２で構成されたシングルエンドプッシュプル回路である。
　また、第１実施形態における整流回路１２は、整流ダイオードＤ１５，Ｄ１６，Ｄ１７，Ｄ１８のフルブリッジ回路であるのに対し、第２実施形態における整流回路３２は、ハーフブリッジ回路である。さらに整流回路３２においては２個の平滑コンデンサＣ３３，Ｃ３４を直列に用いて倍電圧整流回路を構成している。
　これらの第１実施形態と第２実施形態のそれぞれのスイッチング回路や整流回路を相互に入れ替えて用いてもよい。
《スイッチング回路》
　第１実施形態および第２実施形態においては、スイッチング回路としてフルブリッジ回路とシングルエンドプッシュプル回路を用いて説明したが、ハーフブリッジ回路やプッシュプル回路などの他の回路方式に変更してもよい。
《整流回路》
　第１実施形態および第２実施形態においては、整流回路として、フルブリッジ回路とハーフブリッジ回路（倍電圧整流回路）を用いて説明したが、センタタップ整流回路（プッシュプル整流回路）などの他の回路方式に変更してもよい。
《平滑コンデンサ》
　第１実施形態において、平滑化を図るコンデンサとして、平滑コンデンサＣ１，Ｃ１１，Ｃ２１が用いられている。しかし、平滑コンデンサＣ１，Ｃ１１，Ｃ２１は並列接続されているため、これらの平滑コンデンサのうちの一つで兼用してもよい。
　また、平滑コンデンサＣ１，Ｃ１１，Ｃ２１において、例えば、平滑コンデンサＣ１１，Ｃ２１は、高周波の脈動（リプル）を除去する特性に特徴があり、平滑コンデンサＣ１は、静電容量が大容量であることに特徴があるものを用いるというように、コンデンサの特性を使い分けてもよい。
　また、平滑コンデンサＣ２，Ｃ１２，Ｃ２２についても同様の理由により、一つの平滑コンデンサで兼用してもよい。
　また、第２実施形態における平滑コンデンサＣ１ａ，Ｃ３１，Ｃ４１，Ｃ５１についても同様の理由により、一つの平滑コンデンサで兼用してもよい。また、平滑コンデンサＣ２ａ，Ｃ３２，Ｃ４２，Ｃ５２についても同様の理由により、一つの平滑コンデンサで兼用してもよい。
《平滑インダクタ》
　第１実施形態において、電力変換装置１の出力電圧として脈動（リプル）が許容される場合には、平滑インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ３を省略し、平滑コンデンサＣ２の両端子間から負荷４に給電するようにしてもよい。
　また、第２実施形態において、電力変換装置１ａの出力電圧として脈動（リプル）が許容される場合には、平滑インダクタＬ１ａと平滑コンデンサＣ３ａを省略し、平滑コンデンサＣ２ａの両端子間から負荷４ａに給電するようにしてもよい。
《共振コンデンサと共振インダクタの共振回路構成》
　第１実施形態において、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１は、トランスＴ１の１次側の巻線Ｎ１１と直列に接続されている。しかし、共振回路を構成するためには、前記の接続方法に限定されない。
　共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１は、スイッチング回路１１の出力と平滑コンデンサＣ１２との間に存在すればよい。そのため、例えば、共振インダクタＬｒ１をトランスＴ１の２次側の巻線Ｎ１２と直列に挿入してもよい。
　また、共振インダクタＬｒ１として、トランスＴ１の漏れインダクタンスを利用してもよい。
　なお、第１実施形態における共振コンデンサＣｒ２と共振インダクタＬｒ２についても、前記した共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１について述べた接続方法を同様に用いてもよい。
　また、第２実施形態における共振コンデンサＣｒ３と共振インダクタＬｒ３についても、前記した第１実施形態における共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１について述べた接続方法を同様に用いてもよい。
　また、第２実施形態において共振インダクタＬｒ３として、トランスＴ３の漏れインダクタンスを利用してもよい。
　なお、第２実施形態における共振コンデンサＣｒ４，Ｃｒ５と共振インダクタＬｒ４，Ｌｒ５についても、前記した共振コンデンサＣｒ３と共振インダクタＬｒ３について述べた接続方法を同様に用いてもよい。
　また、第２実施形態において共振インダクタＬｒ４，Ｌｒ５として、トランスＴ４，Ｔ５のそれぞれの漏れインダクタンスを利用してもよい。
《電流センサの接続位置》
　第１実施形態における電流センサ１６は、整流回路１２の直流側の一方の端子と平滑コンデンサＣ１２の一方の端子との間に接続されているが、電流センサ１６の接続位置は、この構成に限定されない。
　例えば、電流センサ１６を平滑コンデンサＣ１２の一方の端子と平滑コンデンサＣ２の一方の端子との間に接続してもよい。
　同様に、第１実施形態における電流センサ２６を平滑コンデンサＣ２２の一方の端子と平滑コンデンサＣ２の一方の端子との間に接続してもよい。
　また、第２実施形態の電流センサ３６，４６，５６についても、第１実施形態と同様に接続位置を変更してもよい。
《電圧センサの接続位置》
　第１実施形態における電圧センサ５は、平滑コンデンサＣ２の端子に接続されている。しかし、電圧センサ５の接続位置は、この接続位置に限定されない。
　例えば、平滑コンデンサＣ３の端子に接続してもよい。
　また、第２実施形態における電圧センサ５ａについても、同様に接続位置は限定されない。
　１，１ａ　　電力変換装置
　２，２ａ　　制御部
　３，３ａ　　直流電源
　４，４ａ　　負荷
　５，５ａ　　電圧センサ
　１０，２０，３０，４０，５０　　共振形コンバータ
　１１，２１，３１，４１，５１　　スイッチング回路
　１２，２２，３２，４２，５２　　整流回路
　１６，２６，３６，４６，５６　　電流センサ
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１ａ，Ｃ２ａ，Ｃ３ａ，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４，Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４，Ｃ５１，Ｃ５２，Ｃ５３，Ｃ５４　　平滑コンデンサ
　Ｃｒ１～Ｃｒ５　　共振コンデンサ
　Ｄ１１～Ｄ１４，Ｄ２１～Ｄ２４，Ｄ３１～Ｄ３２，Ｄ４１～Ｄ４２，Ｄ５１～Ｄ５２　　ダイオード、逆並列ダイオード
　Ｄ１５～Ｄ１８，Ｄ２５～Ｄ２８，Ｄ３３～Ｄ３４，Ｄ４３～Ｄ４４，Ｄ５３～Ｄ５４　　ダイオード、整流ダイオード
　Ｌ１，Ｌ１ａ　　平滑インダクタ
　Ｌｍ１～Ｌｍ５　　励磁インダクタンス
　Ｌｒ１～Ｌｒ５　　共振インダクタ
　Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ２１，Ｎ２２，Ｎ３１，Ｎ３２，Ｎ４１，Ｎ４２，Ｎ５１，Ｎ５２　　巻線
　Ｎｄ１１，Ｎｄ１２，Ｎｄ２１，Ｎｄ２２　　ノード
　Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ２１，Ｑ２３，Ｑ３１，Ｑ４１，Ｑ５１　　上アームスイッチング素子、スイッチング素子
　Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ２２，Ｑ２４，Ｑ３２，Ｑ４２，Ｑ５２　　下アームスイッチング素子、スイッチング素子
　Ｔ１～Ｔ５　　トランス

Claims (13)

  1. 　互いに並列接続された複数の共振形コンバータと、
    　複数の前記共振形コンバータを制御する制御部と、
    を備え、
    　前記共振形コンバータは、入力した直流電圧を、異なる電圧の直流電圧に変換して出力し、
    　前記制御部は、
    　複数の前記共振形コンバータのスイッチング周波数を一致させ、
    　複数の前記共振形コンバータ間の位相差を制御し、
    　複数の前記共振形コンバータが出力する電流の大きさを均一化する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１において、
    　前記共振形コンバータは、
    　１次巻線と２次巻線とを有して前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、
    　直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して前記１次巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
    　前記２次巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端子間に出力する整流回路と、
    を備える、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２において、
    　前記共振コンデンサと前記１次巻線との間に共振インダクタを備える、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２において、
    　前記スイッチング回路は、４個のスイッチング素子を有するフルブリッジ回路で構成されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項４において、
    　前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項２において、
    　前記整流回路は、４個のダイオードを有するフルブリッジ回路で構成されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項２において、
    　前記整流回路は、２個のダイオードと２個のコンデンサを有するハーフブリッジの倍電圧整流回路で構成されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１において、
    　前記共振形コンバータは、２台が並列接続されて構成され、
    　前記制御部は、位相差のある２台の前記共振形コンバータにおいて、位相を遅らせた方の前記共振形コンバータの出力電流が小さい場合に、２台の前記共振形コンバータの位相差を大きくする制御をする、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項８において、
    　前記制御部は、２台の前記共振形コンバータ間の位相差を４５ｄｅｇ以上、１３５ｄｅｇ以下の範囲で制御をする、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１において、
    　前記制御部は、一つの前記共振形コンバータの出力電流が複数の前記共振形コンバータの出力電流の平均より小さい場合に、一つの前記共振形コンバータの位相を遅らせる制御をする、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１において、
    　前記制御部は、複数の前記共振形コンバータの中で出力電流が最も大きい前記共振形コンバータを除く、他の前記共振形コンバータの位相を遅らせる制御をする、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１０または請求項１１において、
    　前記共振形コンバータがＮ台（Ｎ≧２）並列接続され、
    　前記制御部は、Ｎ台の前記共振形コンバータ間の位相差を（９０／Ｎ）ｄｅｇ以上、（２７０／Ｎ）ｄｅｇ以下の範囲で制御する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１において、 
    　負荷へ電力を出力する出力側に、出力電圧を平滑する第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサと平滑インダクタとを備え、
    　前記平滑インダクタは、前記第１の平滑コンデンサと前記第２の平滑コンデンサとの間に配置される、
    ことを特徴とする電力変換装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7138610B2 (ja) 2019-10-10 2022-09-16 株式会社ニフコ 燃料タンク用弁装置
JP2024101814A (ja) * 2023-01-18 2024-07-30 株式会社日立産機システム 電力変換装置の並列制御システム

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001204170A (ja) * 2000-01-17 2001-07-27 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
JP2011072076A (ja) * 2009-09-24 2011-04-07 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置
JP2011082548A (ja) * 2010-11-30 2011-04-21 Panasonic Corp 高耐圧半導体スイッチング素子及びそれを用いたスイッチング電源装置
JP2017208991A (ja) * 2016-05-20 2017-11-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電気回路ユニット、回路付電源ユニットおよび燃料電池システム

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009261126A (ja) * 2008-04-16 2009-11-05 Nissin Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5280766B2 (ja) * 2008-08-06 2013-09-04 Ｔｄｋラムダ株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ、スイッチング電源および無停電電源装置
JP2013005547A (ja) * 2011-06-15 2013-01-07 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP6685015B2 (ja) * 2016-05-30 2020-04-22 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電装置、非接触電力伝送システム、プログラムおよび非接触給電装置の制御方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001204170A (ja) * 2000-01-17 2001-07-27 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
JP2011072076A (ja) * 2009-09-24 2011-04-07 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置
JP2011082548A (ja) * 2010-11-30 2011-04-21 Panasonic Corp 高耐圧半導体スイッチング素子及びそれを用いたスイッチング電源装置
JP2017208991A (ja) * 2016-05-20 2017-11-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電気回路ユニット、回路付電源ユニットおよび燃料電池システム

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