JP2001204170A - コンデンサの充電装置 - Google Patents
コンデンサの充電装置Info
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Abstract
ータによって電力用コンデンサを目標電圧まで充電する
のでは、充電速度や充電精度に問題があるし、装置の大
型化やコストアップになる。 【解決手段】 インバータ2の半サイクル期間での整流
回路11の整流出力から、チョッパ回路13のスイッチ
9のオンでリアクトルLに電流エネルギーとして蓄積
し、スイッチのオフでリアクトルの電流エネルギーでコ
ンデンサC0を充電し、コンデンサの電圧が目標電圧に
達したときにスイッチをオンおよびインバータを停止さ
せる。コンデンサの充電電圧を微調整するインバータと
共振回路と整流回路をもつ微調整充電回路を設けるこ
と、このインバータをインバータ2と兼用にすることな
ど、共振回路やチョッパ回路をインバータ2や整流回路
に設けることも含む。
Description
備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電す
るコンデンサの充電装置に関する。
生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッ
チと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアク
トルを組み合わせたものがある。
成にされる。高圧充電装置HDCによってコンデンサC
0を初期充電しておき、半導体スイッチSWのオンによ
ってコンデンサC0から可飽和トランスSTの一次側に
放電電流を供給し、この可飽和トランスSTによって昇
圧さらに磁気スイッチ動作でパルス圧縮し、LC反転に
よる倍電圧発生回路LCによって昇圧し、さらに可飽和
リアクトルSI1のパルス圧縮によってピーキング・コ
ンデンサCPとレーザ発振器LHへ超短パルスを発生さ
せる。
の高圧充電装置HDCは、レーザ発振器LHへの高い繰
り返し(例えば600パルス/秒)のパルス電流供給に
合わせて高い繰り返しでコンデンサC0を充電する必要
がある。また、コンデンサC0の電圧が出力に直接影響
することから、充電電圧に高い精度のものが要求され
る。
に示す主回路構成のものがある。交流電源を電源とする
整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により直流電源
1が構成され、電圧形にされるインバータ2、3の直流
電源にされる。
やIGBT、GTOなどの半導体素子とダイオードの組
みをスイッチS1〜S4、S5〜S8としてブリッジ接
続した主回路構成にされ、パルス幅制御(又はパルス幅
変調)した交流電力を共振用コンデンサ5、6と共振用
リアクトル7、8の直列接続になるLC共振回路で決ま
る共振周波数を持って出力する共振形インバータにされ
る。
ータ2、3からの交流出力を一定の昇圧比で取り出す。
整流回路11、12は、ダイオードブリッジ接続で構成
され、トランス9、10の出力をそれぞれ交流入力と
し、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコン
デンサC0の充電出力を得る。
用であり、インバータ3は充電電圧微調整用である。こ
れらインバータ2、3は、図9に示すように、コンデン
サC0の初期充電にはインバータ2が運転されてコンデ
ンサC0を設定電圧近くまで充電し、この後は微調整用
インバータ3の運転により設定電圧まで徐々に精度良く
充電して行く。
用インバータ2に比べ、スイッチング周波数を高くし、
1サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計さ
れる。
期充電用インバータ2の1サイクル動作で上昇するコン
デンサC0の電圧変化量ΔVC0は、共振用コンデンサ5
の容量Crで決まる。この容量Crを大きくすれば、Δ
VC0も大きくなるが、インバータの出力電流の共振周期
2π(LC)1/2が長くなるため、コンデンサC0を目
標電圧まで充電するまでのインバータ2のスイッチング
回数(サイクル数)が少なくなり、充電速度を高めるこ
とができない。
変化量ΔVC0の整数倍になるため、容量Crを大きくす
るとコンデンサC0を大きな電圧差を有してステップ的
に目標充電電圧近くまで充電することになる。
めるには、初期充電後の微調整用インバータ3による充
電時間が長くなってしまい、結果的にコンデンサC0を
高い繰り返しで充放電させるための高速充電ができなく
なる。
インバータ2を複数台設けてその整流回路11やトラン
ス9位置で並列接続し、それらの並列運転でコンデンサ
C0を高速初期充電することが考えられる。
流・電圧責務を持つことから、大型の回路素子及び部品
で構成されるし、さらにスナバ回路などの付属部品も必
要とし、装置全体としては大型で高価なものになる。例
えば、トランス9はそのコアの存在により大型で重量物
になる。
充電精度を高めることができ、しかも装置の小型化及び
コストダウンを図ることができるコンデンサの充電装置
を提供することにある。
決するため、インバータの出力でコンデンサC0を充電
するのに、充電電圧を連続的に制御できるチョッパ回路
を介挿させたもので、以下の構成を特徴とする。
ータと、前記インバータの出力、または該インバータの
出力を昇圧するトランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿さ
れ、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少な
くとも1回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によ
って前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギー
として蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデ
ンサを目標電圧まで充電するチョッパ回路とを備えたこ
とを特徴とする。
の電流が零になったときにオフ制御する手段を備えたこ
とを特徴とする。
用インバータの直流側にリアクトルを介挿し、該インバ
ータの上下アームの短絡で該リアクトルに電流エネルギ
ーを蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデン
サを目標電圧まで充電する構成にしたことを特徴とす
る。
と整流回路との間にリアクトルを介挿し、前記整流回路
の一方のダイオードの短絡で該該リアクトルに電流エネ
ルギーを蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コン
デンサを目標電圧まで充電する構成にしたことを特徴と
する。
電用インバータと、前記インバータの出力、または該イ
ンバータの出力を昇圧するトランスの出力を整流する整
流回路と、前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの
間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力
期間に少なくとも1回のチョッパ動作をし、このチョッ
パ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流
エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電
力用コンデンサを目標電圧近くまで充電するチョッパ回
路と、LC共振回路と出力トランスおよび整流回路を有
し、前記電力用コンデンサが目標電圧近くまで充電され
た後に該コンデンサを目標電圧まで充電する微調整充電
回路とを備えたことを特徴とする。
バータの交流出力から共振出力を得ることを特徴とす
る。
バータの交流出力から共振出力を得、前記初期充電用イ
ンバータは前記コンデンサの初期充電時の動作周波数か
ら、微調整充電時の共振周波数に切替えることを特徴と
する。
ンバータとトランスとの間に設けた共振用コンデンサ
と、このコンデンサ両端に並列に設けられて該コンデン
サ両端を短絡または開放に切替えるスイッチとを有し、
前記コンデンサを初期充電するときは前記スイッチを閉
じ、微調整充電するときに該スイッチを開放する構成に
したことを特徴とする。
明の実施形態を示す主回路構成図であり、1台のインバ
ータによってコンデンサC0を目標電圧まで高速充電す
るものである。
充電回路と異なる部分は、インバータ2の交流電流出力
から出力トランス9を通して整流回路11に整流出力を
得、この整流出力をチョッパ回路13を通してコンデン
サC0に充電電流を供給する点にある。
端にリアクトルLと半導体スイッチS9の直列回路を設
け、このリアクトルLとスイッチS9の接続点に逆流防
止用ダイオードDを設け、このダイオードDからコンデ
ンサC0に充電電流を供給する。つまり、スイッチS9
のオン期間にリアクトルLに電流エネルギーを蓄積し、
その後のスイッチS9のオフ期間でリアクトルLの蓄積
エネルギーをダイオードDからコンデンサC0に供給す
る。
ンバータ2のスイッチS1,S4をオンさせるとともに
スイッチS9をオンさせたとき、整流回路11に発生す
る整流電流がリアクトルLとスイッチ9を通した矢印A
で示すループ電流が流れる。この電流Iは、スイッチS
9のオン時間をΔT、トランス9の変成比をn1/n
2、直流電源1の電圧をEとすると、
ギーが蓄えられる。
Bで示すループ電流が流れ、コンデンサC0を充電す
る。この充電でコンデンサC0が目標電圧に達したこと
を検出したときにスイッチS9をオン制御し、スイッチ
S1,S4をオフ制御して充電を終了する。このとき、
リアクトルLの余剰エネルギーはスイッチS9と整流回
路11の循環電流として消費され、この電流が零になっ
たときにスイッチS1,S4をオフ制御すれば、スイッ
チS1,S4には零電流遮断動作を得ることができる。
サイクルでは、インバータ2のスイッチS2,S3をオ
ンさせ、このオン期間にスイッチS9をオン・オフ動作
(チョッパ動作)させることでコンデンサC0を目標電
圧まで充電し、スイッチS2,S3をオフさせて1サイ
クルの充電を完了する。
間にチョッパ回路13を1回チョッパ動作させることで
コンデンサC0を目標電圧まで充電させることができ
る。この充電動作によれば、コンデンサC0の1サイク
ル充電時間は、インバータ2の半サイクルになり、高速
充電を得ることができる。また、インバータ2は、コン
デンサC0の充電サイクルの半分の周期で動作するもの
であればよく、その動作周波数の低い安価なスイッチ素
子を使用できる。
動作によりコンデンサC0を目標電圧まで連続的に充電
していくことになり、従来の微調整用インバータ3から
整流回路12までの回路と同等の微調整充電機能をもた
すができ、微調整充電回路を不要にするなど、従来構成
に比べて、装置構成を大幅に小型化およびコストダウン
を図ることができる。
り返し充電でインバータ2から交流電流が流れるため、
その偏磁が発生することはない。
を昇圧することでリアクトルLにエネルギーを蓄積する
速度を速めることができるが、これを省き、インバータ
2の出力を直接に整流回路11に供給する構成でもよ
い。
実施形態を示す主回路構成図である。同図が図1と異な
る部分は、微調整充電回路を設けた点にある。
調整用インバータ3と、共振用コンデンサ6とリアクト
ル8と、トランス10および整流回路12で構成され、
コンデンサC0に微調整用充電電流を供給する。
よるコンデンサC0の充電には目標電圧の数%低い電圧
で停止し、その後は微調整充電回路の動作により目標電
圧まで微調整充電する。
による充電動作には第1の実施形態の場合に比べてチョ
ッパ動作による充電電圧制御をラフにすることができ、
チョッパ回路13の制御が簡単にしながら、コンデンサ
C0の充電精度を一層高めることができる。
実施形態を示す主回路構成図である。同図が図2と異な
る部分は、微調整充電回路のインバータ3を省き、イン
バータ2からの交流出力で代用した点にある。
ョッパ回路13を通してコンデンサC0の充電を終了し
たとき、チョッパ回路13のスイッチS9をオンさせる
と共にインバータ2の運転を停止するが、本実施形態で
は、スイッチS9をオフさせたままインバータ2の動作
を継続させ、矢印Cで示すリアクトルLからコンデンサ
C0に充電電流が流れるのを阻止しておき、微調整充電
動作のための交流電源を確保する。
ータ2のスイッチング周波数(動作周波数)をコンデン
サ6,リアクトル8の共振周波数に合わせて高くする。
充電と微調整充電に兼用でき、図2の場合に比べて装置
を一層の小型化、コストダウンができる。
実施形態を示す主回路構成図である。同図が図3と異な
る部分は、微調整充電用のトランス10と整流回路12
をインバータ2のトランス9と整流回路11で代用した
点にある。
サ6を介してトランス9に印加し、このコンデンサ6の
両端を半導体スイッチS10で双方向で短絡できるよう
にする。
期充電は、スイッチ10を閉じた状態で第1の実施形態
と同様に行い、この終了でスイッチ10とスイッチS9
をオフ制御し、インバータ2を高周波動作に切替えるこ
とでコンデンサC0を微調整充電する。この微調整充電
には、インバータ2の動作周波数を、コンデンサ6とチ
ョッパ回路13のリアクトルLによる共振周波数に合わ
せる。
に、トランス10と整流回路12を省くことができる。
しかも、図2や図3の場合と同様に微調整充電で充電精
度を高めることができる。
実施形態を示す主回路構成図である。同図が図1と異な
る部分は、チョッパ回路13を省き、チョッパ回路用リ
アクトルLをインバータ2の直流入力回路に挿入した点
にある。
ッチS1,S3のオンによりインバータ2の上下アーム
を短絡させることで、矢印Dで示すように、リアクトル
Lに電流を流してリアクトルLに電流エネルギーを蓄積
する。この後、スイッチS3をオフすると共にスイッチ
S4をオンすることにより、矢印Eで示すように、イン
バータ2には半波の交流電流を発生させ、コンデンサC
0を充電する。
リアクトルLに電流を流すことでリアクトルLに電流エ
ネルギーを蓄積し、スイッチS4をオフすると共にスイ
ッチS3をオンすることにより半波の交流電流を発生
し、コンデンサC0を充電する。
をその目標電圧近くまで充電する初期充電には、インバ
ータ2を低い周波数で動作させることでリアクトルLに
蓄積する電流エネルギーを高め、高速充電を得る。そし
て、微調整充電には、インバータ2の動作周波数を徐々
に高め、またはステップ的に高く切替えることにより、
リアクトルLに蓄積する電流エネルギーを低くし、コン
デンサC0をその目標電圧まで精度よく充電する。
て、インバータ2やトランス9に高周波応答性能を必要
とするが、チョッパ回路13のスイッチS9とダイオー
ドDを省くことができ、装置構成を簡単化できる。
実施形態を示す主回路構成図である。同図が図5と異な
る部分は、インバータ2の直流回路のリアクトルLをト
ランス9の出力回路に挿入し、整流回路11の片側アー
ムをダイオードに代えてスイッチ回路S11,S12と
した点にある。
イッチとこれに逆並列接続のフライホイール用ダイオー
ドで構成し、両半導体スイッチのオフ状態では従来の整
流回路11と同じ整流動作をし、スイッチの一方のオン
状態ではリアクトルLに短絡電流を流してそれに電流エ
ネルギーを蓄積させる。
ッパ回路13のチョッパ動作を整流回路11で実現する
もので、スイッチ回路S11,S12のオン・オフ制御
により、リアクトルLへの電流エネルギーの蓄積でコン
デンサC0の充電を行うものである。
4をオンさせ、矢印Fで示す半サイクル電流を出力した
状態で、スイッチ回路S11のスイッチをチョッパ動作
させる。これにより、スイッチ回路S11のスイッチの
オン期間には、矢印Gで示すように、リアクトルLから
回路S11のスイッチ→スイッチ回路S12のダイオー
ド→トランス9の二次巻線の経路で電流が流れ、リアク
トルLに電流エネルギーを蓄積する。次いで、スイッチ
回路S11のスイッチをオフすると、リアクトルLから
ダイオードD1→コンデンサC0→スイッチ回路S12
のダイオード→トランス9の二次巻線の経路で電流が流
れ、コンデンサC0を充電する。
3をオンさせた半サイクル期間に、スイッチ回路S12
のスイッチのチョッパ動作によりリアクトルLに電流エ
ネルギーを蓄積し、コンデンサC0を充電する。
果を得ることができる。
ータの出力でコンデンサを充電するのに、充電電圧を連
続的に制御できるチョッパ回路を介挿させたため、コン
デンサの充電速度や充電精度を高めることができ、しか
も装置の小型化及びコストダウンを図ることができる。
の主回路構成図。
Claims (8)
- 【請求項1】 直流電源から交流出力を得る1台のイン
バータと、 前記インバータの出力、または該インバータの出力を昇
圧するトランスの出力を整流する整流回路と、 前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿さ
れ、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少な
くとも1回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によ
って前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギー
として蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデ
ンサを目標電圧まで充電するチョッパ回路とを備えたこ
とを特徴とするコンデンサの充電装置。 - 【請求項2】 前記インバータは、前記リアクトルの電
流が零になったときにオフ制御する手段を備えたことを
特徴とする請求項1に記載のコンデンサの充電装置。 - 【請求項3】 前記チョッパ回路は、前記初期充電用イ
ンバータの直流側にリアクトルを介挿し、該インバータ
の上下アームの短絡で該リアクトルに電流エネルギーを
蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを
目標電圧まで充電する構成にしたことを特徴とする請求
項1または2に記載のコンデンサの充電装置。 - 【請求項4】 前記チョッパ回路は、前記トランスと整
流回路との間にリアクトルを介挿し、前記整流回路の一
方のダイオードの短絡で該該リアクトルに電流エネルギ
ーを蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデン
サを目標電圧まで充電する構成にしたことを特徴とする
請求項1または2に記載のコンデンサの充電装置。 - 【請求項5】 直流電源から交流出力を得る1台の初期
充電用インバータと、 前記インバータの出力、または該インバータの出力を昇
圧するトランスの出力を整流する整流回路と、 前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿さ
れ、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少な
くとも1回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によ
って前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギー
として蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデ
ンサを目標電圧近くまで充電するチョッパ回路と、 LC共振回路と出力トランスおよび整流回路を有し、前
記電力用コンデンサが目標電圧近くまで充電された後に
該コンデンサを目標電圧まで充電する微調整充電回路と
を備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。 - 【請求項6】 前記共振回路は前記初期充電用インバー
タの交流出力から共振出力を得ることを特徴とする請求
項5に記載のコンデンサの充電装置。 - 【請求項7】 前記共振回路は前記初期充電用インバー
タの交流出力から共振出力を得、前記初期充電用インバ
ータは前記コンデンサの初期充電時の動作周波数から、
微調整充電時の共振周波数に切替えることを特徴とする
請求項5に記載のコンデンサの充電装置。 - 【請求項8】 前記共振回路は、前記初期充電用インバ
ータとトランスとの間に設けた共振用コンデンサと、こ
のコンデンサ両端に並列に設けられて該コンデンサ両端
を短絡または開放に切替えるスイッチとを有し、前記コ
ンデンサを初期充電するときは前記スイッチを閉じ、微
調整充電するときに該スイッチを開放する構成にしたこ
とを特徴とする請求項5〜7のいずれか1項に記載のコ
ンデンサの充電装置。
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