WO2014132943A1 - Ｄｃ－ａｃ変換装置及び制御回路 - Google Patents

Ｄｃ－ａｃ変換装置及び制御回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2014132943A1
WO2014132943A1 PCT/JP2014/054423 JP2014054423W WO2014132943A1 WO 2014132943 A1 WO2014132943 A1 WO 2014132943A1 JP 2014054423 W JP2014054423 W JP 2014054423W WO 2014132943 A1 WO2014132943 A1 WO 2014132943A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
voltage
bridge circuit
short
full
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/054423
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
将義 廣田
泉　達也
Original Assignee
住友電気工業株式会社
住友電装株式会社
株式会社オートネットワーク技術研究所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 住友電気工業株式会社, 住友電装株式会社, 株式会社オートネットワーク技術研究所 filed Critical 住友電気工業株式会社
Priority to US14/767,859 priority Critical patent/US9660517B2/en
Priority to EP14756680.6A priority patent/EP2963798B1/en
Priority to CN201480010677.1A priority patent/CN105075096B/zh
Publication of WO2014132943A1 publication Critical patent/WO2014132943A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-AC converter that converts a DC voltage into an AC voltage by switching control of a full bridge circuit, and a control circuit that controls the operation of the DC-AC converter.
  • a plug-in hybrid vehicle that is equipped with an AC-DC converter that converts an AC voltage supplied from a commercial power source for household use into a DC voltage, and that charges the battery with the DC voltage converted by the AC-DC converter.
  • Plug-in Electric Vehicle Plug-in Electric Vehicle
  • EV electric vehicle
  • Patent Document 1 discloses a bidirectional AC-DC converter that bidirectionally converts an AC voltage and a DC voltage bidirectionally.
  • the bidirectional AC-DC converter includes a conversion circuit that functions as a power factor correction circuit when the battery is charged, an inverter circuit when the battery is discharged, and an insulating bidirectional DC-DC conversion circuit.
  • the bidirectional DC-DC conversion circuit includes two full bridge circuits provided on both sides of the transformer, and each full bridge circuit functions as an inverter and a rectifier circuit. Specifically, when the battery is charged, the full bridge circuit on the AC power supply side functions as an inverter, and the full bridge circuit on the battery side functions as a rectifier circuit.
  • the full bridge circuit on the battery side functions as an inverter, and the full bridge circuit on the AC power source side functions as a rectifier circuit.
  • the full bridge circuit on the battery side is provided with a capacitor for smoothing during charging or decoupling during discharging.
  • the bidirectional AC-DC converter disclosed in Patent Document 2 includes a coil between the battery-side full bridge circuit and the capacitor.
  • a relay is connected in parallel to the coil, and the bidirectional AC-DC converter is configured to switch the path between charging and discharging by the relay.
  • the bidirectional AC-DC converter is configured to switch the path between charging and discharging by the relay.
  • Patent Document 3 discloses a bidirectional AC-DC converter in which a coil is provided in a full bridge circuit on the battery side in addition to the circuit configuration similar to Patent Document 1.
  • Patent Document 2 it is necessary to add a relay, and there is a problem that the configuration becomes complicated.
  • voltage conversion by duty ratio control cannot be performed, and the voltage values of the AC voltage and the DC voltage input to and output from the bidirectional AC-DC converter are specified. It can be a problem. Even if the voltage applied to the full bridge circuit is controlled by PWM (pulse width modulation), charge is stored in the parasitic capacitance of the switching element that is in the OFF state during the PWM control ON period. Even then, the current is held by the charge stored in the parasitic capacitance. For this reason, voltage conversion by PWM control cannot be performed.
  • PWM pulse width modulation
  • the voltage value to be output can be changed by changing the turns ratio of the coils constituting the transformer.
  • the voltage value of the DC voltage that can be output is set high, the AC voltage that can be output becomes low.
  • voltage conversion that satisfies the specified voltage value may not be possible.
  • the energy stored in the coil by switching control is applied to the full bridge circuit as a surge voltage, which may damage the full bridge circuit.
  • the inventor of the present application has a full bridge circuit in which a capacitor is provided via a coil on the DC input / output side of the bidirectional AC-DC converter, and by performing predetermined switching control,
  • the idea is that the capacitor can be prevented from being damaged and the full bridge circuit can be prevented from being damaged by a surge voltage without adding a relay-like component, and the output AC voltage can be boosted. Obtained.
  • the ripple current included in the current output from the battery increases as the load increases, and the power factor decreases. Occurs.
  • an increase in the ripple current causes a problem that the battery life is reduced.
  • the ripple current problem is not limited to the bidirectional AC-DC converter, and the DC-AC converter having the above-described capacitor and coil on the DC voltage input side has the same problem.
  • the present invention has a full-bridge circuit, a DC-DC conversion circuit that converts and outputs a DC voltage applied to a DC terminal pair of the full-bridge circuit, and an output from the DC-DC conversion circuit
  • a DC-AC conversion circuit for converting a DC voltage into an AC voltage and outputting the converted AC voltage; a coil having one end connected to one terminal of the DC terminal pair; the other end of the coil and the DC terminal pair
  • a short-circuit control unit that controls switching of the full-bridge circuit so that a leg of the full-bridge circuit is temporarily short-circuited. After the short-circuit control unit temporarily shorts the legs of the full-bridge circuit, the full-bridge circuit is switched so that the phase of the AC voltage output from the full-bridge circuit is reversed.
  • DC comprising: a phase inversion control unit for controlling; and a short-circuiting time varying unit for varying a time for short-circuiting the leg of the full-bridge circuit in a specific cycle according to a cycle of an AC voltage output from the DC-AC conversion circuit. -AC converter.
  • a DC-AC converter includes a full-bridge circuit, converts a DC voltage applied to a DC terminal pair of the full-bridge circuit, and outputs the converted voltage.
  • a DC-AC conversion circuit for converting a DC voltage output from the DC-DC conversion circuit into an AC voltage, and outputting the converted AC voltage; a coil having one end connected to one terminal of the DC terminal pair;
  • a DC-AC converter comprising a capacitor connected between the other end of the coil and the other terminal of the DC terminal pair, wherein the full-bridge circuit is configured to temporarily short a leg of the full-bridge circuit.
  • a short-circuit control unit that controls switching of the full-bridge circuit, and after the short-circuit control unit temporarily short-circuits the leg of the full-bridge circuit, Phase inversion control unit for controlling switching of the ridge circuit, and short-circuit time variation for varying the time for short-circuiting the leg of the full-bridge circuit at a specific cycle according to the cycle of the AC voltage output from the DC-AC conversion circuit A part.
  • control circuit switches the full bridge circuit so that the leg of the full bridge circuit temporarily shorts in order to invert the phase of the AC voltage output from the AC input / output unit.
  • the current flow is not temporarily interrupted by switching of the full bridge circuit, and the energy stored in the coil is not applied to the full bridge circuit as a surge voltage during DC-AC conversion. No. Further, energy is stored in the coil for a predetermined time when the leg of the full bridge circuit is short-circuited, and the alternating voltage can be boosted using the energy of the coil.
  • the ripple output from the battery to the DC terminal pair of the full bridge circuit by changing the time for short-circuiting the leg of the full bridge circuit with a specific period corresponding to the period of the AC voltage output from the DC-AC converter circuit.
  • the current can be reduced.
  • the ripple current is generally reduced by lengthening the short-circuit time when the load current increases and shortening the short-circuit time when the load current decreases.
  • a bidirectional DC-AC converter since a coil is interposed between one end of the capacitor and the full bridge circuit, excessive ripple current from the full bridge circuit to the capacitor during AC-DC conversion. None flows in.
  • the full bridge circuit is connected in series with a first leg having a first switching element on the positive electrode side and a second switching element on the negative electrode side connected in series.
  • the first and second switching elements Prior to mutual switching with the energized state, the first and second switching elements are temporarily turned on (or off), and the third and fourth switching elements are turned off. To (or on-state).
  • the first and fourth switching elements are turned on, the energized state where the second and third switching elements are turned off, the first and fourth switching elements are turned off, Prior to mutual switching between the energized state in which the second and third switching elements are turned on, the first and second switching elements are turned on (or off) for a predetermined time, and the third and fourth A temporary short circuit state is realized by turning off the switching element (or on state).
  • the time ⁇ T for short-circuiting the legs of the full bridge circuit is expressed by the following formula (1).
  • ⁇ T ⁇ T 0 + A ⁇ sin (4 ⁇ ft) (1)
  • ⁇ T Time for shorting the legs of the full bridge circuit
  • ⁇ T 0 Predetermined time
  • A Fluctuation amplitude of time
  • ⁇ t f Frequency of AC voltage output from bidirectional DC-AC conversion circuit
  • t Time
  • the ripple current can be effectively reduced by changing the time ⁇ T for short-circuiting the legs of the full bridge circuit in a sine wave shape as compared with the case where the time ⁇ T is changed with another waveform. Is possible.
  • the short-circuit time varying unit is configured to invert the phase of the AC voltage output from the DC-AC converter circuit and the time to short-circuit the legs of the full-bridge circuit. It synchronizes with the timing when the rate of change of the amount of change of the maximum.
  • the fluctuation of the time for short-circuiting the leg is controlled in synchronization with the control timing of the DC-AC conversion circuit. Since the control timing of the DC-AC conversion circuit is known by the DC-AC conversion device, the fluctuation control of the short-circuiting time is controlled as compared with the case where the phase is specified by detecting the AC voltage and the synchronization timing is controlled. Easy.
  • the DC-AC converter according to the embodiment includes a voltage detection unit that detects an AC voltage output from the DC-AC conversion circuit, and the short-circuit time variation unit is an AC detected by the voltage detection unit.
  • the zero cross point of the voltage is synchronized with the timing at which the rate of change in the amount of change in time for shorting the legs of the full bridge circuit is maximized.
  • the ripple current can be effectively reduced. For example, when linking with a commercial AC system, a phase shift occurs.
  • the short-circuit time varying unit includes an amplitude varying unit that varies a fluctuation amplitude of time for short-circuiting the legs of the full-bridge circuit.
  • the amount of reduction in ripple current can be controlled by changing the fluctuation amplitude of the time for short-circuiting the legs of the full bridge circuit.
  • the DC-AC converter includes a storage unit that stores information in which the power supplied from the DC-AC converter circuit is associated with the fluctuation amplitude, and the DC-AC converter circuit.
  • a power calculation unit that calculates power based on the output AC voltage and AC current; and an amplitude determination unit that determines the fluctuation amplitude based on the power calculated by the power calculation unit and information stored in the storage unit.
  • the current detection capable of detecting the ripple current can be controlled without providing a section.
  • the DC-AC converter includes a current detection unit that detects a current input to the DC terminal pair, and the amplitude changing unit includes a ripple included in the current detected by the current detection unit.
  • the fluctuation amplitude is increased, and when the ripple current is in reverse phase with the AC voltage output from the DC-AC conversion circuit, the fluctuation Reduce the amplitude.
  • a control circuit includes a full-bridge circuit, converts a DC voltage applied to a DC terminal pair of the full-bridge circuit, and outputs the DC-DC conversion circuit, and the DC- A DC-AC conversion circuit that converts a DC voltage output from the DC conversion circuit into an AC voltage, and outputs the converted AC voltage; a coil having one end connected to one terminal of the DC terminal pair; A control circuit for controlling the operation of a DC-AC converter comprising a capacitor connected between the other end and the other terminal of the DC terminal pair, so that the legs of the full bridge circuit are temporarily short-circuited.
  • the phase inversion control unit for controlling the switching of the full bridge circuit and the time for short-circuiting the leg of the full bridge circuit are fluctuated at a specific period according to the period of the AC voltage output from the DC-AC conversion circuit.
  • a short-circuiting time varying unit. (10)
  • the control method according to the embodiment includes a full bridge circuit in which an AC terminal pair is connected to a transformer, and converts and outputs a voltage of a DC voltage applied to the DC terminal pair of the full bridge circuit.
  • a DC-DC conversion circuit a DC-AC conversion circuit that converts a DC voltage output from the DC-DC conversion circuit into an AC voltage, and outputs the converted AC voltage; And a capacitor connected between the other end of the coil and the other terminal of the DC terminal pair, the control method for controlling the operation of the DC-AC converter, the full bridge circuit
  • the switching of the full bridge circuit is controlled so that the leg of the full bridge circuit is temporarily short-circuited. After the leg of the full bridge circuit is temporarily short-circuited, the phase of the AC voltage output from the full bridge circuit is reversed. Controls the switching of the full bridge circuit so as to, the time shorting leg of the full bridge circuit is varied in a specific period corresponding to the period of the AC voltage outputted from the DC-AC converter circuit.
  • a control program includes a full bridge circuit in which an AC terminal pair is connected to a transformer, and converts and outputs a voltage of a DC voltage applied to the DC terminal pair of the full bridge circuit.
  • a DC-DC conversion circuit a DC-AC conversion circuit that converts a DC voltage output from the DC-DC conversion circuit into an AC voltage, and outputs the converted AC voltage;
  • a control program for controlling the operation of a DC-AC converter comprising a coil connected to the other end of the coil and a capacitor connected between the other end of the coil and the other terminal of the DC terminal pair, A short-circuit control unit that controls switching of the full-bridge circuit so that the legs of the full-bridge circuit temporarily short-circuit, and the short-circuit control unit controls the legs of the full-bridge circuit.
  • a phase inversion control unit that controls switching of the full bridge circuit so that the phase of the AC voltage output from the full bridge circuit is inverted, and a time for shorting the legs of the full bridge circuit, It is made to function as a short-circuiting time varying unit that varies in a specific cycle according to the cycle of the AC voltage output from the DC-AC conversion circuit.
  • This embodiment has the same operation as the above-described DC-AC converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the bidirectional DC-AC converter 1.
  • the bidirectional DC-AC converter 1 according to the present embodiment is mounted on, for example, a plug-in hybrid vehicle and an electric vehicle, and is an insulation type that bi-directionally converts alternating current and direct current.
  • the bidirectional DC-AC converter 1 includes a noise filter (N / F) 3, AC input / output terminals T1 and T2, DC input / output terminals T3 and T4, and a bidirectional DC-AC with a PFC (Power Factor Correction) function.
  • a conversion circuit 4, a bidirectional DC-DC conversion circuit 5, and a control circuit 9 that performs switching control of each conversion circuit are provided.
  • the bidirectional DC-DC conversion circuit 5 includes, for example, a capacitor C2, a first full bridge circuit 6, a transformer 7, and a second full bridge circuit 8.
  • the AC input / output terminals T1 and T2 are connected to an AC power supply or a load so as to be replaceable.
  • an AC power supply is connected to the AC input / output terminals T1 and T2 and an AC voltage is applied, the AC is AC / DC converted to DC, and the AC / DC converted DC voltage is output from the DC input / output terminals T3 and T4.
  • the battery 2 is connected to the DC input / output terminals T3 and T4, and the battery 2 is charged by the DC output from the DC input / output terminals T3 and T4.
  • the battery 2 When a load is connected to the AC input / output terminals T1, T2, the DC voltage applied to the DC input / output terminals T3, T4 by the battery 2 is AC / DC converted to AC, and the AC / DC converted AC is converted to the AC input / output terminals T1, T2. Power is supplied to the load via T2.
  • the bidirectional DC-AC conversion device 1 for bidirectional AC / DC conversion in this way on the vehicle, the battery 2 can be used as a disaster or emergency power source.
  • the noise filter 3 is connected to AC input / output terminals T1 and T2.
  • the noise filter 3 is a circuit that removes high-frequency noise contained in the AC voltage applied to the AC input / output terminals T1 and T2 and applies the AC voltage from which noise has been removed to the bidirectional DC-AC conversion circuit 4.
  • the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 is a circuit that bi-directionally converts alternating current and direct current bidirectionally by switching control of a full bridge circuit.
  • the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 includes a capacitor C1, coils L1 and L2, and first to fourth switching elements 41, 42, 43, and 44 and diodes 45, 46, 47, and 48 constituting a full bridge circuit.
  • the first to fourth switching elements 41, 42, 43, and 44 are power devices such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor).
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor
  • One terminal pair of the noise filter 3 is connected to the AC input / output terminals T1 and T2, and each end of the capacitor C1 is connected to the other terminal pair of the noise filter 3.
  • One end of the coil L1 is connected to one terminal of the other terminal pair, and the other end of the coil L1 is connected to the emitter of the first switching element 41 and the collector of the second switching element 42.
  • One end of the coil L2 is connected to the other terminal of the other terminal pair, and the other end of the coil L2 is connected to the emitter of the third switching element 43 and the collector of the fourth switching element 44.
  • the collectors of the first and third switching elements 41 and 43 are connected to the first full bridge circuit 6.
  • the emitters of the first and third switching elements 41 and 43 are connected to the collectors of the second and fourth switching elements 42 and 44, respectively.
  • the emitters of the second and fourth switching elements 42 and 44 are connected to the first full bridge circuit 6 respectively. Connected to.
  • the collectors of the first to fourth switching elements 41, 42, 43, 44 are connected to the cathodes of the first to fourth diodes 45, 46, 47, 48, and the first to fourth diodes 45, 46, 47,
  • the anode 48 is connected to the emitters of the first to fourth switching elements 41, 42, 43, 44.
  • One end of a capacitor C2 is connected to the collectors of the first and third switching elements 41 and 43, and the other end of the capacitor C2 is connected to the emitters of the second and fourth switching elements 42 and 44.
  • the first full bridge circuit 6 is a circuit that performs AC / DC conversion between AC and DC in both directions by switching control of the first full bridge circuit 6.
  • the first full bridge circuit 6 includes first to fourth switching elements 61, 62, 63, 64 and diodes 65, 66, 67, 68 constituting the first full bridge circuit.
  • the collectors of the first and third switching elements 61 and 63 are connected to the collectors of the first and third switching elements 41 and 43.
  • the emitters of the first and third switching elements 61 and 63 are connected to the collectors of the second and fourth switching elements 62 and 64, respectively, and the emitters of the second and fourth switching elements 62 and 64 are the second and fourth switching elements. 42 and 44 are connected to the emitters.
  • the collectors of the first to fourth switching elements 61, 62, 63, 64 are connected to the cathodes of the diodes 65, 66, 67, 68, and the anodes of the diodes 65, 66, 67, 68 are the first to fourth.
  • the emitters of the switching elements 61, 62, 63, 64 are connected.
  • the transformer 7 includes a plurality of magnetically coupled coils, for example, a first coil and a second coil.
  • the terminal pair of the first coil is connected to the emitters of the first switching element 61 and the third switching element 63, respectively.
  • the second full bridge circuit 8 is a circuit that bi-directionally converts alternating current and direct current by switching control of the second full bridge circuit 8.
  • the second full bridge circuit 8 includes a capacitor C3, a coil L3, and first to fourth switching elements 81, 82, 83, 84 and diodes 85, 86, 87, 88 constituting the second full bridge circuit 8.
  • One end of the second coil constituting the transformer 7 is connected to the emitter of the first switching element 81 and the collector of the second switching element 82, and the other end of the second coil is the emitter of the third switching element 83;
  • the fourth switching element 84 is connected to the collector.
  • the collectors of the first and third switching elements 81 and 83 correspond to one terminal 80a of the DC terminal pair of the second full bridge circuit 8, and the one terminal 80a is connected to one end of the coil L3 and the other end of the coil L3. Is connected to the DC input / output terminal T3.
  • the emitters of the first and third switching elements 81 and 83 are connected to the collectors of the second and fourth switching elements 82 and 84, respectively.
  • the emitters of the second and fourth switching elements 82 and 84 correspond to the other terminal 80b of the DC terminal pair of the second full bridge circuit 8, and the other terminal 80b is connected to the DC input / output terminal T4.
  • the cathodes of the diodes 85, 86, 87, 88 are connected to the collectors of the first to fourth switching elements 81, 82, 83, 84, and the anodes of the diodes 85, 86, 87, 88 are the switching elements 81, 82. , 83 and 84 are connected to the emitters.
  • One end 80a of the second full bridge circuit 8 is connected to one end of the capacitor C3, and the other end of the capacitor C3 is connected to the other terminal 80b of the second full bridge circuit 8.
  • the capacitor C3 is an element for smoothing the DC voltage output from the second full bridge circuit 8.
  • the capacitor C3 functions as a decoupling capacitor during DC-AC conversion.
  • the coil L3 is an element for suppressing ripple current caused by switching of the first to fourth switching elements 81, 82, 83, and 84 from flowing into the capacitor C3 and preventing the capacitor C3 from being damaged.
  • the bidirectional DC-AC conversion device 1 includes an AC voltage detection unit 90 a that detects an AC voltage input to and output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4.
  • the AC voltage detection unit 90a is provided on a conducting wire that connects the AC input / output terminal T2 and one terminal pair of the noise filter 3, and the voltage of the conducting wire, that is, the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 is provided.
  • a signal corresponding to the AC voltage applied to the control circuit 9 is output to the control circuit 9.
  • the AC voltage detector 90 a is a circuit that includes a rectifier circuit connected to the conducting wire, a voltage dividing resistor that divides a DC voltage rectified by the rectifier circuit, and outputs the divided voltage to the control circuit 9. .
  • the divided voltage may be amplified by an amplifier and output to the control circuit 9, or the voltage may be AD converted and the AD converted voltage value may be output to the control circuit 9. .
  • the bidirectional DC-AC converter 1 includes an AC current detector 90b that detects a current input to and output from the bidirectional DC-AC converter circuit 4.
  • the AC current detection unit 90b is provided on a conductive wire that connects one terminal of the other terminal pair of the noise filter 3 and the coil L2, and outputs a signal corresponding to the current input / output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4. This is output to the control circuit 9.
  • the AC current detection unit 90b is a circuit that includes, for example, a current transformer, converts the current converted by the current transformer into a voltage, and outputs the voltage to the control circuit 9. Further, the bidirectional DC-AC converter 1 includes a DC current detection unit 90 c that detects a current input to and output from the battery 2. The DC current detection unit 90c is provided on a conducting wire that connects the other terminal 80b of the second full bridge circuit 8 and the DC input / output terminal T4, and sends a signal corresponding to the current input / output to / from the battery 2 to the control circuit 9. Output.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the control circuit 9.
  • the control circuit 9 includes a control unit 91 such as a CPU (Central Processing Unit) that controls the operation of each component of the control circuit 9.
  • a RAM 92, a storage unit 93, a communication unit 94, an interface 95, and a timing unit 96 for timing the timing of switching control are connected to the control unit 91 via a bus.
  • the storage unit 93 is a non-volatile memory such as an EEPROM (Electrically Erasable Programmable ROM), and stores a control program 98 for performing switching control according to the present embodiment, a predetermined time, and a table 93a.
  • the table 93a stores the electric power supplied from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 in association with the fluctuation amplitude of the short circuit time described later.
  • the storage unit 93 can erase and write the contents, and can change the predetermined time as necessary.
  • control program 98 is a portable medium recorded as a computer-readable CD (Compact Disc) -ROM, DVD (Digital Versatile Disc) -ROM, BD (Blu-ray (registered trademark) Disc), hard disk drive
  • the program may be recorded on a recording medium 97 such as a solid state drive, and the control unit 91 may read the control program 98 from the recording medium 97 and store it in the storage unit 93.
  • the control program 98 according to the present invention may be acquired from an external computer (not shown) connected to the communication network via the communication unit 94 and stored in the storage unit 93.
  • the RAM 92 is a memory such as DRAM (Dynamic RAM), SRAM (Static RAM), and the like.
  • the control program 98 and the predetermined time read from the storage unit 93 when the arithmetic processing of the control unit 91 is executed, and the control unit 91. Various data generated by the arithmetic processing is temporarily stored.
  • the communication unit 94 is a circuit that receives a charge instruction that instructs conversion from an AC voltage to a DC voltage, a discharge instruction that instructs conversion from a DC voltage to an AC voltage, an end instruction, and the like.
  • the interface 95 includes a bidirectional DC-AC conversion circuit 4, first to fourth switching elements 41,..., 44, 61,.
  • the gates 64, 81,..., 84 are connected, and switching control of each circuit is performed by applying a voltage to the gates.
  • the interface 95 is connected to an AC voltage detection unit 90a, an AC current detection unit 90b, and a DC current detection unit 90c, and inputs the current and voltage detected by each detection unit.
  • the control unit 91 When the control unit 91 receives a charging instruction from the communication unit 94, the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 is converted into a power factor correction circuit and an AC-DC conversion circuit, and the first full bridge circuit 6 is converted into DC-AC by switching control The circuit and the second full bridge circuit 8 are operated as an AC-DC conversion circuit.
  • the control unit 91 switches the second full bridge circuit 8 to a DC-AC conversion circuit, the first full bridge circuit 6 to an AC-DC conversion circuit, and bidirectional DC by switching control.
  • the AC conversion circuit 4 is operated as a DC-AC conversion circuit.
  • FIG. 3 is a timing chart showing a switching control method
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing an operation example of the second full bridge circuit 8
  • FIG. 5 is a timing chart showing an AC voltage applied to the transformer 7. is there.
  • the horizontal axis shown in FIGS. 3 and 5 is time t
  • the vertical axis shown in FIG. 3 is the gate voltage applied to the first to fourth switching elements 81, 82, 83, and 84
  • the vertical axis shown in FIG. 5 is the transformer.
  • 7 shows the AC voltage Vtr applied to the circuit 7.
  • the operation of the second full bridge circuit 8 at the time of discharging which is a characteristic part of the present invention, will be described.
  • the control circuit 9 When the control circuit 9 reverses the phase of the AC voltage output from the second full bridge circuit 8 to the transformer 7 as shown in FIGS. 3 and 4, the second full bridge circuit 8 is temporarily short-circuited.
  • the switching of the second full bridge circuit 8 is controlled.
  • the control circuit 9 includes the energized state in which the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned on, the second and third switching elements 82 and 83 are turned off, and the first and fourth switching elements 81 and 84. Prior to mutual switching to the energized state in which the second and third switching elements 82 and 83 are turned on, the first and second switching elements 81 and 82 are temporarily turned on (or off state), In addition, the third and fourth switching elements 83 and 84 are turned off (or turned on).
  • the time is t
  • the ON / OFF cycle of the first switching element 81 is T
  • the short-circuit time ⁇ T for short-circuiting the second full bridge circuit 8 is set.
  • the period T is, for example, 20 ⁇ sec.
  • the short-circuit time ⁇ T is about 1 ⁇ sec, and is a time that varies periodically as described later.
  • the control circuit 9 turns on the first and second switching elements 81 and 82 to short-circuit the second full bridge circuit 8 over the short-circuit time ⁇ T.
  • energy can be stored in the coil L3.
  • the AC voltage Vtr output from the transformer 7 is about 0V as shown in FIG.
  • the control circuit 9 switches the second switching element 82 to the off state as shown in FIGS. 3B to 3D, and the fourth switching element 84. Switch to the on state.
  • the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned on, and the second and third switching elements are turned off.
  • a current flows through the second coil of the transformer 7, and a positive voltage is output as shown in FIG.
  • the energy stored in the coil L3 is released, and the AC voltage output from the transformer 7 is boosted.
  • the control circuit 9 switches the first switching element 81 to the off state, as shown in FIGS. 3A, 3C, and 4C.
  • the second full bridge circuit 8 is short-circuited by switching the switching element 83 to the on state. By short-circuiting the second full bridge circuit 8, energy can be stored in the coil L3.
  • the control circuit 9 switches the second switching element 82 to the on state as shown in FIG. 3B and FIG. Switch element 84 to the off state.
  • the second and third switching elements 82 and 83 are turned on, and the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned off.
  • a current flows through the second coil of the transformer 7, and a negative voltage is output as shown in FIG.
  • the direction of current shown in FIG. 4D is opposite to the direction of current shown in FIG. 4B.
  • the control circuit 9 switches the first switching element 81 to the on state as shown in FIGS. 3A, 3C, and 4A. Is switched to an OFF state, thereby short-circuiting the second full bridge circuit 8.
  • the boosted AC voltage can be output to the transformer 7 by performing the switching control of the second full bridge circuit 8 in the same manner.
  • FIG. 6 is an operation explanatory diagram showing a method of switching from a short circuit state to a state in which the phase of the AC voltage is inverted.
  • the control circuit 9 first turns on the fourth switching element 84 as shown in FIG. Switching control is performed so that the switching element 82 is turned off.
  • the second full bridge circuit 8 is controlled not to be closed by first performing the on control and then performing the off control.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing the ripple current.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents voltage or current.
  • the voltage Vin output from the battery 2 is a direct current and a constant voltage.
  • the output current Iin is also a constant current, but when the load is large, a ripple current is generated as shown in FIG.
  • the ripple current output from the battery 2 causes a decrease in power factor and a decrease in battery life.
  • the control circuit 9 performs control to reduce the ripple current by changing the short-circuit time ⁇ T of the second full-bridge circuit 8 at a specific period according to the period of the AC voltage output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4.
  • the short-circuiting time ⁇ T is changed at a cycle that is approximately twice the cycle of the AC voltage output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4. Note that approximately twice is an example, and as long as the ripple current can be reduced, the short-circuiting time ⁇ T may be varied at another frequency, for example, an even multiple of the AC voltage.
  • the short-circuit time ⁇ T is changed in such a cycle that the short-circuit time becomes longer on average when the load current increases and the short-circuit time becomes shorter on average when the load current decreases.
  • the cycle of the AC voltage output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 is 60 Hz
  • the short circuit time ⁇ T is varied at 120 Hz.
  • FIG. 8 is a graph showing changes in short circuit time.
  • the horizontal axis is time.
  • the vertical axis in the upper diagram shows the AC voltage Vout output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4, and the vertical axis in the lower graph is a graph showing the change in the short circuit time ⁇ T.
  • the leg short-circuiting time ⁇ T of the second full bridge circuit 8 is expressed by the following formula (1).
  • the following formula (1) is the same as the formula shown in the description of the previous embodiment.
  • ⁇ T ⁇ T 0 + A ⁇ sin (4 ⁇ ft) (1)
  • ⁇ T Time for short-circuiting the legs of the second full bridge circuit 8
  • ⁇ T 0 Predetermined time
  • ⁇ t f Frequency of AC voltage output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 t: Time
  • the control circuit 9 synchronizes the zero cross point of the AC voltage output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 with the timing at which the rate of change in the amount of change in the short-circuit time of the second full bridge circuit 8 is maximized. That is, the control circuit 9 controls the phase of the short circuit time ⁇ T so that 4 ⁇ ft becomes 2 ⁇ ⁇ N (where N is an integer) at the zero cross point of the AC voltage. In addition, the control circuit 9 controls the reduction amount of the ripple current by changing the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T of the second full bridge circuit 8 according to the magnitude of the ripple current.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing changes in ripple current due to fluctuations in short circuit time.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents current Iin.
  • the current Iin is a current input from the battery 2 to the second full bridge circuit 8.
  • a ripple current having a current fluctuation width of about 1.0 A to 5.0 A is generated.
  • the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T is 0.05 ⁇ s
  • the current fluctuation width is reduced to about 1.8 A to 3.4 A.
  • the phase of the ripple current is opposite to the phase of the ripple current when the short circuit time ⁇ T is 0 to 0.05 ⁇ s. This is because the fluctuation amplitude A is too long, and the ripple current can be reduced by adjusting the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T to about 0.07 to 0.08.
  • FIG. 10 and 11 are flowcharts showing a processing procedure of the control unit 91 related to the switching control.
  • the control unit 91 reads the predetermined time ⁇ T 0 from the storage unit 93 as the control program 98 and the short circuit time ⁇ T to the RAM 92 and performs various initial settings (step S11). Note that the following processing may be executed after the first and second switching elements 81 and 82 are turned on as shown in FIG. 4A as an initial state.
  • the controller 91 determines whether or not the current time t is nT (step S12). However, n is an integer. When it determines with time t being nT (step S12: YES), the control part 91 controls the 1st switching element 81 to an ON state (step S13), and controls the 3rd switching element 83 to an OFF state (step S13). Step S14).
  • step S14 When the process of step S14 is completed, or when it is determined in step S12 that the time t is not nT (step S12: NO), the control unit 91 determines whether or not the time t is nT + ⁇ T (step S15). . When it determines with time t being nT + (DELTA) T (step S15: YES), the control part 91 controls the 4th switching element 84 to an ON state (step S16), and controls the 2nd switching element 82 to an OFF state (step S16). Step S17).
  • step S17 When the process of step S17 is completed, or when it is determined in step S15 that the time t is not nT + ⁇ T (step S15: NO), the control unit 91 determines whether the time t is (n + 1/2) T. (Step S18). When it is determined that the time t is (n + 1/2) T (step S18: YES), the control unit 91 controls the third switching element 83 to be on (step S19) and turns off the first switching element 81. The state is controlled (step S20).
  • step S20 When the process of step S20 is completed, or when it is determined in step S18 that the time t is not (n + 1/2) T (step S18: NO), the control unit 91 has a time t of (n + 1/2) T + ⁇ T. It is determined whether or not (step S21). When it is determined that the time t is (n + 1/2) T + ⁇ T (step S21: YES), the control unit 91 controls the second switching element 82 to be on (step S22) and turns off the fourth switching element 84. The state is controlled (step S23).
  • step S23 determines that the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 and the first Switching control of the full bridge circuit 6 is performed (step S24). Specifically, the control circuit 9 turns on the first and fourth switching elements 61 and 64 of the first full bridge circuit 6 while the positive voltage is applied to the emitter of the switching element 61, and the second and second switching elements 61 and 64.
  • the third switching elements 62 and 63 are controlled to be in the off state, and the first and fourth switching elements 61 and 64 are in the off state and the second and third are switched during a period in which a negative voltage is applied to the emitter of the third switching element 63.
  • the switching elements 62 and 63 are controlled to be on.
  • the control circuit 9 includes an energized state in which the first and fourth switching elements 61 and 64 of the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 are turned on, and the second and third switching elements 62 and 63 are turned off, The DC voltage is DC-AC converted into an AC voltage by alternately switching between the energized state in which the first and fourth switching elements 61 and 64 are turned off and the second and third switching elements 62 and 63 are turned on.
  • the controller 91 determines whether or not to end the AC / DC conversion control (step S25).
  • the control unit 91 ends the AC / DC conversion control.
  • the control part 91 complete
  • the control part 91 fluctuates short circuit time (DELTA) T (step S26), returns a process to step S12, and performs the above-mentioned switching control continuously.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a processing procedure of the control unit 91 relating to fluctuation of the short circuit time.
  • the controller 91 detects the AC voltage output from the bidirectional AC-DC conversion circuit by the AC voltage detector 90a (step S31).
  • the control unit 91 detects the alternating current output from the bidirectional AC-DC conversion circuit by the AC current detection unit 90b (step S32).
  • the control unit 91 calculates the power supplied from the bidirectional AC-DC conversion circuit (step S33).
  • the control unit 91 determines the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T corresponding to the power based on the table 93a stored in the storage unit 93 and the power calculated in step S33 (step S34).
  • the control unit 91 specifies the phase of the AC voltage output from the bidirectional AC-DC conversion circuit (step S35). Then, the controller 91 varies the short circuit time ⁇ T in synchronization with the AC voltage (step S36), and ends the process related to the variation of the short circuit time ⁇ T. That is, as shown in FIG. 8, the zero crossing point of the AC voltage detected by the voltage detection unit and the timing at which the change rate of the variation amount of the short circuit time ⁇ T for short-circuiting the second full bridge circuit 8 is synchronized, The value of the short circuit time ⁇ T is calculated by the above formula (1).
  • FIG. 13 is a flowchart showing another processing procedure of the control unit 91 related to fluctuation of the short circuit time.
  • the controller 91 detects the current output from the battery 2 by the DC current detector 90c (step S131).
  • the controller 91 determines whether or not the ripple current in phase with the AC voltage output from the bidirectional AC-DC conversion circuit is included in the current detected in step S131 (step S132). If it is determined that there is an in-phase ripple current (step S132: YES), the controller 91 increases the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T (step S133).
  • step S133 determines whether or not the current detected in step S131 includes a reverse-phase ripple current. Is determined (step S134). If it is determined that there is a reverse-phase ripple current (step S134: YES), the controller 91 decreases the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T (step S135).
  • step S134 determines whether or not the current detected in step S131 includes a reverse-phase ripple current. If it is determined that there is a reverse-phase ripple current (step S134: YES), the controller 91 decreases the fluctuation amplitude A of the short circuit time ⁇ T (step S135).
  • step S135 is completed, or when it is determined that there is no negative-phase ripple current (step S134: NO)
  • the control unit 91 synchronizes with the operation of the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 to perform the short circuit time ⁇ T.
  • Step S136 the control unit 91 maximizes the rate of change of the amount of change in the timing for inverting the phase of the AC voltage output from the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 and the time for short-circuiting the legs of the second full bridge circuit 8. Synchronize with the timing of becoming. That is, the timing at which the control unit 91 performs switching of the bidirectional DC-AC conversion circuit 4 is synchronized with the timing at which the rate of change in the amount of change in time for shorting the legs of the second full bridge circuit 8 is maximized. As described above, the ripple current output from the battery 2 can be reduced by changing the short circuit time ⁇ T.
  • FIG. 14 is an explanatory view showing another operation example of the second full bridge circuit 8. For example, as shown in FIGS. 14B to 14D, the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned on, and the second and third switching elements 82 and 83 are turned off.
  • the first and second switching elements 81 and 82 Prior to switching to the energized state in which the switching elements 81 and 84 are turned off and the second and third switching elements 82 and 83 are turned on, the first and second switching elements 81 and 82 are temporarily turned on. In addition, the third and fourth switching elements 83 and 84 are turned off. As shown in FIGS. 14D to 14B, the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned off and the second and third switching elements 82 and 83 are turned on. Prior to switching to the energized state in which the elements 81 and 84 are turned on and the second and third switching elements 82 and 83 are turned off, the first and second switching elements 81 and 82 are temporarily turned off, and The third and fourth switching elements 83 and 84 are turned on. By performing switching control in this way, the same effects as the switching control described with reference to FIGS. 10 and 11 can be obtained.
  • FIG. 15 is an explanatory view showing another operation example of the second full bridge circuit 8.
  • the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned on, and the second and third switching elements 82 and 83 are turned off.
  • the first and second switching elements 81 and 82 are temporarily turned off.
  • the third and fourth switching elements 83 and 84 are turned on. As shown in FIGS.
  • the first and fourth switching elements from the energized state in which the first and fourth switching elements 81 and 84 are turned off and the second and third switching elements 82 and 83 are turned on.
  • the first and second switching elements 81 and 82 Prior to switching to the energized state in which 81 and 84 are in the on state and the second and third switching elements 82 and 83 are in the off state, the first and second switching elements 81 and 82 are temporarily turned off, 3 and the fourth switching elements 83 and 84 are turned on.
  • the bidirectional DC-AC converter 1 configured in this manner can reduce the ripple current output from the battery 2 by performing predetermined switching control without increasing the capacity of the capacitor C3.
  • the control timing of the bidirectional DC-AC converter circuit 4 is set. And the ripple current can be effectively reduced even if there is a difference between the output voltage and the phase of the output AC voltage.
  • the output AC voltage is detected, the phase is specified, and the synchronization timing is controlled.
  • the fluctuation of the short circuit time can be easily controlled.
  • the amount of ripple current reduction can be controlled by changing the fluctuation amplitude of the time for short-circuiting the legs of the second full-bridge circuit 8.
  • the ripple current is not provided without the DC current detection unit 90c capable of detecting the ripple current.
  • the amount of current reduction can be controlled.
  • the ripple current is directly detected by the DC current detection unit 90c and the fluctuation amplitude of the short circuit time ⁇ T is changed so that the ripple current becomes small, the ripple current is more than that in the configuration in which the ripple current is not detected.
  • the amount of ripple current reduction can be accurately controlled to effectively reduce the ripple current.
  • the control circuit 9 and the control program 98 since the coil L3 is interposed between the second full bridge circuit 8 and the capacitor C3, the ripple current is charged when the battery 2 is charged. It can suppress flowing into the. Therefore, it is possible to prevent the capacitor C3 from being damaged by the ripple current.
  • the second full bridge circuit 8 is temporarily short-circuited when the phase of the alternating voltage is inverted, and the first and third switching elements 81 and 83 of the second full bridge circuit 8 are arranged. Either one of them and either one of the second and fourth switching elements 82 and 84 are always on. Therefore, the current flow is not temporarily interrupted, and the energy stored in the coil L3 is not applied to the second full bridge circuit 8 as a surge voltage. It is possible to prevent the second full bridge circuit 8 from being damaged by the surge voltage.
  • first and second switching elements 81 and 82 of the second full bridge circuit 8 are turned on, the third and fourth switching elements 83 and 84 are turned off, and the first and second switching elements. Since a short circuit state in which 81 and 82 are turned off and the third and fourth switching elements 83 and 84 are turned on alternately occurs, it is possible to prevent a current from flowing through a specific switching element for a long time.
  • the AC voltage can be boosted by temporarily storing the energy in the coil L3 by short-circuiting the second full bridge circuit 8, and releasing the energy stored in the coil L3 when the AC voltage is inverted. It becomes possible.
  • FIG. 16 is an operation explanatory diagram showing the boosting action of the bidirectional DC-AC converter 1.
  • the AC voltage to be input / output is specified to be 240 Vrms and the DC voltage to be input / output is 300 V.
  • the turn ratio N1 / N2 of the transformer 7 is larger. This is because in order to output the execution value 240 Vrms, it is necessary to boost the voltage of the DC voltage output from the first full bridge circuit 6 to about 400 Vdc.
  • the turns ratio N1 / N2 of the transformer 7 is too large, the DC voltage output from the second full bridge circuit 8 will be stepped down, and the battery 2 cannot be charged.
  • the DC voltage of the battery 2 when discharging, can be boosted and converted to an AC voltage by switching control of the second full bridge circuit 8, so that the turn ratio N1 / N2 of the transformer 7 is set large. can do.
  • the boost level can be adjusted by changing the value of the predetermined time ⁇ T 0 stored in the storage unit 93. As described above, by adjusting the turns ratio N1 / N2 of the transformer 7 and the predetermined time, it becomes possible to input / output the specified AC voltage and DC voltage.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

　バッテリから出力されるリップル電流を低減することができるＤＣ－ＡＣ変換装置を提供する。　フルブリッジ回路を有するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ－ＡＣ変換回路と、ＤＣ－ＤＣ変換回路の一の直流端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び他の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置に、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するようにスイッチングを制御する短絡制御部と、前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部と、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部とを備える。

Description

ＤＣ－ＡＣ変換装置及び制御回路
　本発明は、フルブリッジ回路のスイッチング制御によって直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ－ＡＣ変換装置、及び該ＤＣ－ＡＣ変換装置の動作を制御する制御回路に関する。
　家庭用の商用電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣ変換装置を搭載し、該ＡＣ－ＤＣ変換装置にて変換された直流電圧でバッテリを充電するプラグインハイブリッド車（PHEV: Plug-in Hybrid Electric Vehicle ）及び電気自動車（EV: electric vehicle）が普及している。
　近年、プラグインハイブリッド車及び電気自動車のバッテリを災害用又は非常用電源として利用することが期待されている。バッテリを非常用電源として利用するためには、交流電圧から直流電圧への変換と、直流電圧から交流電圧への変換とを双方向に行う必要がある。
　特許文献１には、交流電圧及び直流電圧を双方向に交直変換する双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置が開示されている。該双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置は、バッテリ充電時には力率改善回路、放電時にはインバータ回路として機能する変換回路と、絶縁型の双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路とを備えている。双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路は、変圧器の両側に設けられた２つのフルブリッジ回路を備えており、各フルブリッジ回路はインバータ及び整流回路として機能する。具体的には、バッテリの充電時においては、交流電源側のフルブリッジ回路はインバータ、バッテリ側のフルブリッジ回路は整流回路として機能する。バッテリの放電時においては、バッテリ側のフルブリッジ回路がインバータ、交流電源側のフルブリッジ回路は整流回路として機能する。また、バッテリ側のフルブリッジ回路には充電時の平滑用ないし放電時のデカップリング用のコンデンサが設けられている。
　しかしながら、特許文献１の双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置においては、バッテリを充電する場合、コンデンサに過大なリップル電流が流れ、コンデンサが破損してしまう恐れがあった。
　かかる問題を解決する双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置が特許文献２に開示されている。特許文献２の双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置は、特許文献１と同様の回路構成に加え、バッテリ側のフルブリッジ回路と、コンデンサとの間にコイルを備える。該コイルにはリレーが並列接続され、双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置は該リレーによって充電時と、放電時とで経路を切り換えるように構成されている。バッテリを充電する場合には、コイルに電流が流れるようにすることで、スイッチングによる過大なリップル電流がコンデンサに流れ込まないようにすることができる。バッテリを放電する場合には、リレーをオンにすることで、コイルにエネルギーが蓄積されないようにし、スイッチング制御によってコイルから過大なサージ電圧が発生し、該フルブリッジ回路が破損することを防ぐことができる。
　更に、特許文献３には特許文献１と同様の回路構成に加え、バッテリ側のフルブリッジ回路にコイルが設けられた双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置が開示されている。
特開２０１０－１７８５６６号公報 特開２０１２－７０５１８号公報 特許第４６７０５８２号
　しかしながら、特許文献２においては、リレーを追加する必要があり、構成が複雑になってしまうという問題があった。
　また、従来の双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路においては、デューティ比制御による電圧変換が行えず、双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置に入出力される交流電圧及び直流電圧の電圧値に規定がある場合、問題になることがある。フルブリッジ回路に印加される電圧をＰＷＭ（pulse width modulation）制御したとしても、ＰＷＭ制御のオン期間においてオフ状態になっているスイッチング素子の寄生容量に電荷が蓄えられるため、電圧がオフの期間になっても該寄生容量に蓄えられた電荷によって電流が保持される。このため、ＰＷＭ制御による電圧変換が行えない。もちろん変圧器を構成するコイルの巻数比を変更することにより、出力する電圧値を変更することができるが、出力可能な直流電圧の電圧値を高く設定すれば、出力可能な交流電圧が低くなってしまい、規定の電圧値を満たすような電圧変換ができない場合がある。
　一方、特許文献３においては、スイッチング制御によってコイルに蓄えられたエネルギーがサージ電圧としてフルブリッジ回路に印加され、該フルブリッジ回路が破損するおそれがある。
　斯かる事情の下、本願発明者は双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置の直流入出力側にコイルを介してコンデンサが設けられたフルブリッジ回路を備え、所定のスイッチング制御を行うことにより、リップル電流でコンデンサが破損することを防ぎ、かつリレーのような部品を追加すること無く、サージ電圧でフルブリッジ回路が破損することを防ぐことができ、しかも出力する交流電圧を昇圧することができるという着想を得た。
　ところが、双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置の直流入出力側にコンデンサ及びコイルを備えた場合、負荷が大きくなるにつれてバッテリから出力される電流に含まれるリップル電流が大きくなり、力率が低下するという問題が生じる。また、リップル電流の増大はバッテリ寿命の低下を招くという問題が生ずる。なお双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置から出力される交流電圧の周波数が６０Ｈｚの場合、１２０Ｈｚのリップル電流が発生する。一般には、デカップリング用のコンデンサの容量を増やすことで、リップル電流を低減できるが、コスト増になるという問題がある。リップル電流の問題は、双方向ＡＣ－ＤＣ変換装置に限る問題では無く、上述のコンデンサ及びコイルを直流電圧入力側に備えたＤＣ－ＡＣ変換装置も同様の問題を有する。
　本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流入力側にコイルを介してコンデンサが設けられたフルブリッジ回路を備えた構成で、該コンデンサの容量を増大させること無く、所定のスイッチング制御を行うことにより、バッテリから出力されるリップル電流を低減することができるＤＣ－ＡＣ変換装置及び制御回路を提供することにある。
　本願発明は、フルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置であって、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する短絡制御部と、該短絡制御部が前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部と、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部とを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置である。
　本発明によれば、直流入力側にコイルを介してコンデンサが設けられたフルブリッジ回路を備えた構成で、該コンデンサの容量を増大させること無く、所定のスイッチング制御を行うことにより、バッテリから出力されるリップル電流を低減することができる。
本実施の形態に係る双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置の一構成例を示す回路図である。 制御回路の一構成例を示すブロック図である。 スイッチング制御の方法を示したタイミングチャートである。 第２フルブリッジ回路の一動作例を示した説明図である。 変圧器に印加される交流電圧を示したタイミングチャートである。 短絡状態から、交流電圧の位相を反転させた状態への切り換え方法を示した動作説明図である。 バッテリから出力されるリップル電流を示す波形図である。 短絡時間の変化を示すグラフである。 短絡時間の変動によるリップル電流の変化を示す波形図である。 スイッチング制御に係る制御部の処理手順を示すフローチャートである。 スイッチング制御に係る制御部の処理手順を示すフローチャートである。 短絡時間の変動に係る制御部の処理手順を示すフローチャートである。 短絡時間の変動に係る制御部の他の処理手順を示すフローチャートである。 第２フルブリッジ回路の他の動作例を示した説明図である。 第２フルブリッジ回路の他の動作例を示した説明図である。 双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置の昇圧作用を示す動作説明図である。
［本願発明の実施形態の説明］
　最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
（１）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、フルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置であって、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する短絡制御部と、該短絡制御部が前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部と、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部とを備える。
　本実施形態にあっては、制御回路は、交流入出力部から出力する交流電圧の位相を反転させる為に、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する。つまり、フルブリッジ回路のスイッチングによって電流の流れが一時的に遮断されるようなことはなく、ＤＣ－ＡＣ変換時において、コイルに蓄えられたエネルギーがサージ電圧としてフルブリッジ回路に印加されることは無い。
　また、フルブリッジ回路のレグが短絡する所定時間の間、コイルにはエネルギーが蓄えられ、該コイルのエネルギーを用いて、交流電圧を昇圧することが可能である。
　更に、フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間をＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させることにより、バッテリからフルブリッジ回路の直流端子対に出力されるリップル電流を低減することができる。傾向として、概ね負荷電流増加時に短絡時間を長く、負荷電流減少時に短絡時間を短くすることにより、リップル電流が低減される。
　特に、双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置の場合、コンデンサの一端と、フルブリッジ回路との間にはコイルが介装されているため、ＡＣ－ＤＣ変換時に、フルブリッジ回路からコンデンサに過大なリップル電流が流れ込むことは無い。
（２）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記フルブリッジ回路は、直列接続された正極側の第１スイッチング素子及び負極側の第２スイッチング素子を有する第１のレグと、直列接続された正極側の第３スイッチング素子及び負極側の第４スイッチング素子を有し、前記第１のレグに並列接続された第２のレグとを備え、前記短絡制御部は、前記第１及び第４スイッチング素子をオン状態、前記第２及び前記第３スイッチング素子をオフ状態にした通電状態と、前記第１及び第４スイッチング素子をオフ状態、前記第２及び前記第３スイッチング素子をオン状態にした通電状態との相互切り換えに先立って一時的に、前記第１及び第２スイッチング素子をオン状態（又はオフ状態）、並びに前記第３及び第４スイッチング素子をオフ状態（又はオン状態）にする。
　本実施形態にあっては、前記第１及び第４スイッチング素子をオン状態、前記第２及び前記第３スイッチング素子をオフ状態にした通電状態と、前記第１及び第４スイッチング素子をオフ状態、前記第２及び前記第３スイッチング素子をオン状態にした通電状態との相互切り換えに先立って、所定時間、前記第１及び第２スイッチング素子をオン状態（又はオフ状態）、前記第３及び第４スイッチング素子をオフ状態（又はオン状態）にすることにより、一時的な短絡状態を実現する。
（３）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間ΔＴは下記式（１）で表される。
　ΔＴ＝ΔＴ0 ＋Ａ・ｓｉｎ（４πｆｔ）・・・（１）
　但し、
　ΔＴ：フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間
　ΔＴ0 ：所定時間
　Ａ：時間Δｔの変動振幅
　ｆ：双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周波数
　ｔ：時間
　本実施形態にあっては、フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間ΔＴを正弦波状に変動させることにより、他の波形で時間ΔＴを変動させる場合に比べて、効果的にリップル電流を低減することが可能である。
（４）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記短絡時間変動部は、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路が出力する交流電圧の位相を反転させるタイミングと、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる。
　本実施形態にあっては、ＤＣ－ＡＣ変換回路の制御タイミングに同期させて、レグを短絡させる時間の変動を制御する。ＤＣ－ＡＣ変換回路の制御タイミングは、ＤＣ－ＡＣ変換装置が把握しているため、交流電圧を検出して位相を特定し、同期タイミングを制御する場合に比べて、短絡させる時間の変動制御が容易である。
（５）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧を検出する電圧検出部を備え、前記短絡時間変動部は、前記電圧検出部が検出した交流電圧のゼロクロス点と、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる。
　本実施形態にあっては、検出した交流電圧のゼロクロス点に、フルブリッジ回路を短絡させる時間を同期させる構成であるため、ＤＣ－ＡＣ変換回路の制御タイミングと、出力される交流電圧の位相との間にずれがあっても、効果的にリップル電流を低減することができる。例えば、商用交流系統と連携させるような場合、位相のずれが生ずる。
（６）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記短絡時間変動部は、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動振幅を変化させる振幅変化部を備える。
　本実施形態にあっては、フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動振幅を変化させることにより、リップル電流の低減量を制御できる。
（７）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から供給される電力と、前記変動振幅とを対応付けた情報を記憶する記憶部と、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧及び交流電流に基づく電力を算出する電力算出部と、該電力算出部が算出した電力及び前記記憶部が記憶する情報に基づいて、前記変動振幅を決定する振幅決定部とを備える。
　本実施形態にあっては、ＤＣ－ＡＣ変換回路から供給される電力に基づいて、フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動振幅を決定する構成であるため、リップル電流を検出可能な電流検出部を備えること無く、リップル電流の低減量を制御することができる。
（８）実施形態に係るＤＣ－ＡＣ変換装置は、前記直流端子対に入力する電流を検出する電流検出部を備え、前記振幅変化部は、前記電流検出部にて検出した電流に含まれるリップル電流が前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧と同相である場合、前記変動振幅を大きく、リップル電流が前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧と逆相である場合、前記変動振幅を小さくする。
　本実施形態にあっては、リップル電流を直接検出し、リップル電流が小さくなるように、フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動振幅を変化させる構成であるため、リップル電流を検出しない構成に比べて、より正確にリップル電流の低減量を制御し、効果的にリップル電流を低減することが可能である。
（９）実施形態に係る制御回路は、フルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置の動作を制御する制御回路であって、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する短絡制御部と、該短絡制御部が前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部と、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部とを備える。
（１０）実施形態に係る制御方法は、交流端子対が変圧器に接続されたフルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置の動作を制御する制御方法であって、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御し、前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御し、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる。
（１１）実施形態に係る制御プログラムは、交流端子対が変圧器に接続されたフルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置の動作をコンピュータに制御させる制御プログラムであって、コンピュータを、前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する短絡制御部、該短絡制御部が前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部、及び前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部として機能させる。
　本実施形態にあっては、上述のＤＣ－ＡＣ変換装置と同様の作用を有する。
［本願発明の実施形態の詳細］
　以下、本発明をその実施形態を示す図面に基づいて詳述する。
　図１は双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１の一構成例を示す回路図である。本実施の形態に係る双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１は、例えば、プラグインハイブリッド車及び電気自動車に搭載され、交流及び直流を双方向に交直変換する絶縁型である。双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１は、ノイズフィルタ（Ｎ／Ｆ）３と、交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２及び直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４と、ＰＦＣ（Power Factor Correction）機能付き双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４と、双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路５と、各変換回路のスイッチング制御を行う制御回路９とを備える。双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路５は、例えばコンデンサＣ２、第１フルブリッジ回路６、変圧器７及び第２フルブリッジ回路８とで構成される。
　交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２には交流電源又は負荷が交換可能に接続される。交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２に交流電源が接続され、交流電圧が印加された場合、交流は直流に交直変換され、交直変換された直流電圧が直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力される。直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４にはバッテリ２が接続されており、直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力された直流によって該バッテリ２は充電される。交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２に負荷が接続された場合、バッテリ２によって直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４に印加された直流電圧が交流に交直変換され、交直変換された交流が交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して負荷に給電される。このように交流及び直流を双方向に交直変換する双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１を車両に搭載することにより、バッテリ２を災害用又は非常用電源として利用することが可能になる。
　ノイズフィルタ３は、交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されている。ノイズフィルタ３は交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２に印加された交流電圧に含まれる高周波ノイズを除去し、ノイズ除去した交流電圧を双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４に印加する回路である。
　双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４は、フルブリッジ回路のスイッチング制御によって交流及び直流を双方向に交直変換する回路である。双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４はコンデンサＣ１、コイルＬ１，Ｌ２、並びにフルブリッジ回路を構成する第１乃至第４スイッチング素子４１，４２，４３，４４及びダイオード４５，４６，４７，４８を備える。第１乃至第４スイッチング素子４１，４２，４３，４４は例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等のパワーデバイスである。以下、本実施の形態では第１乃至第４スイッチング素子４１，４２，４３，４４をＩＧＢＴとして説明する。交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２にはノイズフィルタ３の一端子対がそれぞれ接続され、ノイズフィルタ３の他端子対にはコンデンサＣ１の各端が接続されている。また、前記他端子対の一端子にはコイルＬ１の一端が接続され、コイルＬ１の他端は第１スイッチング素子４１のエミッタと、第２スイッチング素子４２のコレクタとに接続している。前記他端子対の他端子にはコイルＬ２の一端が接続され、コイルＬ２の他端は第３スイッチング素子４３のエミッタと、第４スイッチング素子４４のコレクタとに接続している。
　第１及び第３スイッチング素子４１，４３のコレクタは、第１フルブリッジ回路６に接続している。第１及び第３スイッチング素子４１，４３のエミッタはそれぞれ第２及び第４スイッチング素子４２，４４のコレクタに接続し、第２及び第４スイッチング素子４２，４４のエミッタは、第１フルブリッジ回路６に接続している。第１乃至第４スイッチング素子４１，４２，４３，４４のコレクタには、第１乃至第４ダイオード４５，４６，４７，４８のカソードが接続し、第１乃至第４ダイオード４５，４６，４７，４８のアノードは第１乃至第４スイッチング素子４１，４２，４３，４４のエミッタに接続している。
　第１及び第３スイッチング素子４１，４３のコレクタにはコンデンサＣ２の一端が接続され、該コンデンサＣ２の他端は第２及び第４スイッチング素子４２，４４のエミッタに接続されている。
　第１フルブリッジ回路６は、第１フルブリッジ回路６のスイッチング制御によって交流及び直流を双方向に交直変換する回路である。第１フルブリッジ回路６は第１フルブリッジ回路を構成する第１乃至第４スイッチング素子６１，６２，６３，６４及びダイオード６５，６６，６７，６８を備える。第１及び第３スイッチング素子６１，６３のコレクタは第１及び第３スイッチング素子４１，４３のコレクタに接続している。第１及び第３スイッチング素子６１，６３のエミッタはそれぞれ第２及び第４スイッチング素子６２，６４のコレクタに接続し、第２及び第４スイッチング素子６２，６４のエミッタは第２及び第４スイッチング素子４２，４４のエミッタに接続している。第１乃至第４スイッチング素子６１，６２，６３，６４のコレクタには、ダイオード６５，６６，６７，６８のカソードが接続し、各ダイオード６５，６６，６７，６８のアノードは第１乃至第４スイッチング素子６１，６２，６３，６４のエミッタに接続している。
　変圧器７は、磁気結合した複数のコイル、例えば第１コイル及び第２コイルを備える。第１コイルの端子対は第１スイッチング素子６１及び第３スイッチング素子６３のエミッタにそれぞれ接続されている。第１フルブリッジ回路６から出力された交流電圧が第１コイルに印加されると、該第１コイルにて交番磁束が発生し、該交番磁束によって第２コイルに変圧された交流電圧が生ずる。
　第２フルブリッジ回路８は、第２フルブリッジ回路８のスイッチング制御によって交流及び直流を双方向に交直変換する回路である。第２フルブリッジ回路８はコンデンサＣ３、コイルＬ３、並びに第２フルブリッジ回路８を構成する第１乃至第４スイッチング素子８１，８２，８３，８４及びダイオード８５，８６，８７，８８を備える。変圧器７を構成する第２コイルの一端は第１スイッチング素子８１のエミッタと、第２スイッチング素子８２のコレクタとに接続し、前記第２コイルの他端は第３スイッチング素子８３のエミッタと、第４スイッチング素子８４のコレクタとに接続している。
　第１及び第３スイッチング素子８１，８３のコレクタは、第２フルブリッジ回路８の直流端子対の一端子８０ａに相当し、該一端子８０ａはコイルＬ３の一端に接続し、コイルＬ３の他端は直流入出力端子Ｔ３に接続している。第１及び第３スイッチング素子８１，８３のエミッタはそれぞれ第２及び第４スイッチング素子８２，８４のコレクタに接続している。第２及び第４スイッチング素子８２，８４のエミッタは第２フルブリッジ回路８の直流端子対の他端子８０ｂに相当し、該他端子８０ｂは直流入出力端子Ｔ４に接続している。第１乃至第４スイッチング素子８１，８２，８３，８４のコレクタには、ダイオード８５，８６，８７，８８のカソードが接続し、各ダイオード８５，８６，８７，８８のアノードはスイッチング素子８１，８２，８３，８４のエミッタに接続している。また第２フルブリッジ回路８の一端子８０ａにはコンデンサＣ３の一端が接続され、該コンデンサＣ３の他端は第２フルブリッジ回路８の他端子８０ｂに接続されている。
　コンデンサＣ３は、第２フルブリッジ回路８から出力される直流電圧を平滑化するための素子である。コンデンサＣ３は、ＤＣ－ＡＣ変換時にデカップリングコンデンサとして機能する。コイルＬ３は、第１乃至第４スイッチング素子８１，８２，８３，８４のスイッチングによるリップル電流がコンデンサＣ３に流れ込むことを抑制し、コンデンサＣ３が破損することを防止するための素子である。
　また、双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４に入出力する交流電圧を検出するＡＣ電圧検出部９０ａを備える。ＡＣ電圧検出部９０ａは、交流入出力端子Ｔ２と、ノイズフィルタ３が有する一端子対の一端子とを接続する導線に設けられており、該導線の電圧、つまり双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４に印加される交流電圧に相当する信号を制御回路９へ出力するものである。例えば、ＡＣ電圧検出部９０ａは前記導線に接続された整流回路、該整流回路で整流された直流電圧を分圧する分圧抵抗を含み、分圧された電圧を制御回路９へ出力する回路である。なお、分圧された電圧を増幅器で増幅して制御回路９へ出力しても良いし、電圧をＡＤ変換し、ＡＤ変換された電圧値を制御回路９に出力するように構成しても良い。
　また双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４に入出力する電流を検出するＡＣ電流検出部９０ｂを備える。ＡＣ電流検出部９０ｂはノイズフィルタ３が有する他端子対の一端子と、コイルＬ２とを接続する導線に設けられており、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から入出力する電流に相当する信号を制御回路９に出力するものである。ＡＣ電流検出部９０ｂは例えばカレントトランスを含み、該カレントトランスによって変換された電流を電圧に変換して制御回路９へ出力する回路である。
　更に、双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１は、バッテリ２に入出力する電流を検出するＤＣ電流検出部９０ｃを備える。ＤＣ電流検出部９０ｃは第２フルブリッジ回路８の他端子８０ｂと、直流入出力端子Ｔ４とを接続する導線に設けられており、バッテリ２に入出力する電流に相当する信号を制御回路９に出力するものである。
　図２は制御回路９の一構成例を示すブロック図である。制御回路９は、該制御回路９の各構成部の動作を制御するＣＰＵ（Central Processing Unit）等の制御部９１を備える。制御部９１には、バスを介して、ＲＡＭ９２、記憶部９３、通信部９４、インタフェース９５、スイッチング制御のタイミングを計時するための計時部９６が接続されている。
　記憶部９３は、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable ROM）等の不揮発性メモリであり、本実施の形態に係るスイッチング制御を行うための制御プログラム９８、所定時間及びテーブル９３ａを記憶している。テーブル９３ａは、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から供給される電力と、後述する短絡時間の変動振幅を対応付けて記憶している。記憶部９３は内容の消去、書込が可能であり、必要に応じて所定時間を変更することも可能である。
　また、制御プログラム９８は、コンピュータ読み取り可能に記録された可搬式メディアであるＣＤ（Compact Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）－ＲＯＭ、ＢＤ（Blu-ray（登録商標） Disc）、ハードディスクドライブ又はソリッドステートドライブ等の記録媒体９７に記録されており、制御部９１が記録媒体９７から、制御プログラム９８を読み出し、記憶部９３に記憶させても良い。
　更に、通信網に接続されている図示しない外部コンピュータから本発明に係る制御プログラム９８を、通信部９４を介して取得し、記憶部９３に記憶させても良い。
　ＲＡＭ９２は、ＤＲＡＭ（Dynamic RAM）、ＳＲＡＭ（Static RAM）等のメモリであり、制御部９１の演算処理を実行する際に記憶部９３から読み出された制御プログラム９８及び所定時間、また制御部９１の演算処理によって生ずる各種データを一時記憶する。
　通信部９４は、交流電圧から直流電圧への変換を指示する充電指示、直流電圧から交流電圧への変換を指示する放電指示、終了指示等を受信する回路である。
　インタフェース９５には、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４、第１及び第２双方向変換回路６，８を構成する第１乃至第４スイッチング素子４１，・・・，４４，６１，・・・，６４，８１，・・・，８４，のゲートが接続されており、該ゲートに電圧を与えることにより、各回路のスイッチング制御を行う。
　また、インタフェース９５には、ＡＣ電圧検出部９０ａ、ＡＣ電流検出部９０ｂ及びＤＣ電流検出部９０ｃが接続されており、各検出部で検出された電流及び電圧が入力する。
　制御部９１は通信部９４にて充電指示を受信した場合、スイッチング制御によって双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４を力率改善回路及びＡＣ－ＤＣ変換回路、第１フルブリッジ回路６をＤＣ－ＡＣ変換回路、第２フルブリッジ回路８をＡＣ－ＤＣ変換回路として動作させる。また、制御部９１は通信部９４にて放電指示を受信した場合、スイッチング制御によって第２フルブリッジ回路８をＤＣ－ＡＣ変換回路、第１フルブリッジ回路６をＡＣ－ＤＣ変換回路、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４をＤＣ－ＡＣ変換回路として動作させる。
　図３はスイッチング制御の方法を示したタイミングチャート、図４は第２フルブリッジ回路８の一動作例を示した説明図、図５は変圧器７に印加される交流電圧を示したタイミングチャートである。図３及び図５に示す横軸は時間ｔ、図３に示す縦軸は第１乃至第４スイッチング素子８１，８２，８３，８４に印加されるゲート電圧、図５に示す縦軸は変圧器７に印加される交流電圧Ｖｔｒを示している。ここでは特に本発明の特徴部分である放電時における第２フルブリッジ回路８の動作を説明する。制御回路９は、図３及び図４に示すように第２フルブリッジ回路８から変圧器７へ出力する交流電圧の位相を反転させる場合、第２フルブリッジ回路８が一時的に短絡するように該第２フルブリッジ回路８のスイッチングを制御する。例えば、制御回路９は、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオフ状態にした通電状態と、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオン状態にした通電状態との相互切り換えに先だって、一時的に第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオン状態（又はオフ状態）、並びに第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオフ状態（又はオン状態）にする。
　以下、より具体的に説明する。ここでは時間をｔ、第１スイッチング素子８１のオンオフの周期をＴ、第２フルブリッジ回路８を短絡させる短絡時間ΔＴとする。周期Ｔは例えば２０μｓｅｃである。短絡時間ΔＴは約１μｓｅｃであり、後述するように周期的に変動する時間である。まず制御回路９は、図３Ａ，図３Ｂ及び図４Ａに示すように第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオン状態にして、第２フルブリッジ回路８を短絡時間ΔＴにわたって短絡させる。第２フルブリッジ回路８を短絡させることによって、コイルＬ３にエネルギーを蓄積することができる。短絡状態においては、図５に示すように変圧器７から出力される交流電圧Ｖｔｒは約０Ｖである。次いで、第１スイッチング素子８１をオン状態にしてから短絡時間ΔＴが経過した場合、制御回路９は図３Ｂ乃至図３Ｄに示すように第２スイッチング素子８２をオフ状態に切り換え、第４スイッチング素子８４をオン状態に切り換える。この切り換えによって、図４Ｂに示すように第１及び第４スイッチング素子８１，８４がオン状態、第２及び第３スイッチング素子がオフ状態になる。変圧器７の第２コイルには電流が流れ、図５に示すように正の電圧が出力される。かかる通電状態に切り換えられた際、コイルＬ３に蓄えられたエネルギーが放出され、変圧器７から出力される交流電圧は昇圧される。
　第１スイッチング素子８１をオン状態にしてから半周期Ｔ／２が経過した場合、制御回路９は図３Ａ、図３Ｃ及び図４Ｃに示すように第１スイッチング素子８１をオフ状態に切り換え、第３スイッチング素子８３をオン状態に切り換えることにより、第２フルブリッジ回路８を短絡させる。第２フルブリッジ回路８を短絡させることによって、コイルＬ３にエネルギーを蓄積することができる。
　次いで、第１スイッチング素子８１をオン状態にしてから（ΔＴ＋Ｔ／２）が経過した場合、制御回路９は図３Ｂ及び図３Ｄに示すように第２スイッチング素子８２をオン状態に切り換え、第４スイッチング素子８４をオフ状態に切り換える。この切り換えによって、図４Ｄに示すように第２及び第３スイッチング素子８２，８３がオン状態、第１及び第４スイッチング素子８１，８４がオフ状態になる。変圧器７の第２コイルには電流が流れ、図５に示すように負の電圧が出力される。図４Ｄに示す電流の向きは、図４Ｂに示す電流の向きと逆方向である。かかる通電状態に切り換えられた場合、コイルＬ３に蓄えられたエネルギーが放出され、変圧器７から出力される交流電圧は昇圧される。
　第１スイッチング素子８１をオン状態にしてから周期Ｔが経過した場合、制御回路９は図３Ａ、図３Ｃ及び図４Ａに示すように第１スイッチング素子８１をオン状態に切り換え、第３スイッチング素子８３をオフ状態に切り換えることにより、第２フルブリッジ回路８を短絡させる。以下同様にして、第２フルブリッジ回路８のスイッチング制御を行うことによって、昇圧された交流電圧を変圧器７に出力することができる。
　図４Ａ、図４Ｃに示した短絡状態と、出力される交流電圧の位相が反転した通電状態との切り換え手順の詳細を説明する。制御回路９は、前記短絡状態及び通電状態を切り換える際、第１及び第３スイッチング素子８１，８３のいずれか一方と、第２及び第４スイッチング素子８２，８４のいずれか一方とがそれぞれ常にオン状態になるように、スイッチング制御を行っている。
　図６は短絡状態から、交流電圧の位相を反転させた状態への切り換え方法を示した動作説明図である。例えば、図４Ａに示した短絡状態から、図４Ｂに示した通電状態に切り換える場合、制御回路９は、図６に示すようにまず先に第４スイッチング素子８４をオン状態にし、次いで、第２スイッチング素子８２をオフ状態にするようにスイッチング制御を行う。他の前記短絡状態及び通電状態を切り換える際も同様にして、先にオン制御を行い、次いでオフ制御を行うことにより、第２フルブリッジ回路８が閉じないように制御する。
　次に短絡時間ΔＴの変動制御について説明する。
　図７はリップル電流を示す波形図である。横軸は時間であり、縦軸は電圧又は電流を示している。バッテリ２から出力される電圧Ｖｉｎは直流であり、定電圧である。交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続される負荷が小さい場合、出力される電流Ｉｉｎも定電流であるが、負荷が大きい場合、図７に示すようにリップル電流が生ずる。バッテリ２から出力されるリップル電流は力率の低下、バッテリ寿命の低下を招く。
　そこで、制御回路９は、第２フルブリッジ回路８の短絡時間ΔＴを双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させ、リップル電流を低減させる制御を行う。例えば、短絡時間ΔＴを双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から出力される交流電圧の周期の略２倍の周期で変動させる。なお、略２倍は例示であり、リップル電流を低減させることが可能な限り、他の周波数、例えば前記交流電圧の偶数倍の周期で短絡時間ΔＴを変動させても良い。また、負荷電流増加時に短絡時間が平均的に長く、負荷電流減少時に短絡時間が平均的に短くなるような周期で短絡時間ΔＴを変動させると良い。双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から出力される交流電圧の周期が６０Ｈｚである場合、短絡時間ΔＴを１２０Ｈｚで変動させる。
　図８は短絡時間の変化を示すグラフである。横軸は時間である。上図の縦軸は双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から出力される交流電圧Ｖｏｕｔを示し、下図の縦軸は短絡時間ΔＴの変化を示すグラフである。第２フルブリッジ回路８のレグの短絡時間ΔＴは下記式（１）で表される。なお、下記式（１）は先の実施形態の説明で示した数式と同じである。
　ΔＴ＝ΔＴ0 ＋Ａ・ｓｉｎ（４πｆｔ）・・・（１）
　但し、
　ΔＴ：第２フルブリッジ回路８のレグを短絡させる時間
　ΔＴ0 ：所定時間
　Ａ：時間Δｔの変動振幅
　ｆ：双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から出力される交流電圧の周波数
　ｔ：時間
　制御回路９は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から出力される交流電圧のゼロクロス点と、第２フルブリッジ回路８の短絡時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる。つまり、制御回路９は、前記交流電圧のゼロクロス点で４πｆｔが２π・Ｎ（但し、Ｎは整数）になるように、短絡時間ΔＴの位相を制御している。
　また、制御回路９は、リップル電流の大きさによって、第２フルブリッジ回路８の短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを変化させることにより、リップル電流の低減量を制御する。
　図９は短絡時間の変動によるリップル電流の変化を示す波形図である。横軸は時間、縦軸は電流Ｉｉｎである。電流Ｉｉｎはバッテリ２から第２フルブリッジ回路８に入力する電流である。短絡時間ΔＴの変動振幅Ａが０μｓである場合、電流変動幅が約１．０Ａ～５．０Ａのリップル電流が発生している。短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを０．０５μｓにした場合、電流変動幅が約１．８Ａ～３．４Ａに低減されている。更に、短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを大きく、０．１０μｓにした場合、リップル電流の位相は、短絡時間ΔＴが０～０．０５μｓのときのリップル電流の位相と逆になっている。これは変動振幅Ａが長すぎたためであり、短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを０．０７～０．０８程度に調整することによって、リップル電流を低減することができる。
　以上説明した制御方法を実施するための制御プログラム９８にて動作する制御回路９の処理手順を具体的に説明する。
　図１０及び図１１はスイッチング制御に係る制御部９１の処理手順を示すフローチャートである。制御部９１は、記憶部９３から制御プログラム９８及び短絡時間ΔＴとして、所定時間ΔＴ0 をＲＡＭ９２に読み出し、各種初期設定を行う（ステップＳ１１）。なお、初期状態として図４Ａに示すように第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオン状態にしてから、以下の処理を実行しても良い。
　次いで、制御部９１は、現在の時間ｔがｎＴであるか否かを判定する（ステップＳ１２）。但し、ｎは整数である。時間ｔがｎＴであると判定した場合（ステップＳ１２：ＹＥＳ）、制御部９１は、第１スイッチング素子８１をオン状態に制御し（ステップＳ１３）、第３スイッチング素子８３をオフ状態に制御する（ステップＳ１４）。
　ステップＳ１４の処理を終えた場合、又はステップＳ１２で時間ｔがｎＴでないと判定した場合（ステップＳ１２：ＮＯ）、制御部９１は、時間ｔがｎＴ＋ΔＴであるか否かを判定する（ステップＳ１５）。時間ｔがｎＴ＋ΔＴであると判定した場合（ステップＳ１５：ＹＥＳ）、制御部９１は、第４スイッチング素子８４をオン状態に制御し（ステップＳ１６）、第２スイッチング素子８２をオフ状態に制御する（ステップＳ１７）。
　ステップＳ１７の処理を終えた場合、又はステップＳ１５で時間ｔがｎＴ＋ΔＴでないと判定した場合（ステップＳ１５：ＮＯ）、制御部９１は、時間ｔが（ｎ＋１／２）Ｔであるか否かを判定する（ステップＳ１８）。時間ｔが（ｎ＋１／２）Ｔであると判定した場合（ステップＳ１８：ＹＥＳ）、制御部９１は、第３スイッチング素子８３をオン状態に制御し（ステップＳ１９）、第１スイッチング素子８１をオフ状態に制御する（ステップＳ２０）。
　ステップＳ２０の処理を終えた場合、又はステップＳ１８で時間ｔが（ｎ＋１／２）Ｔでないと判定した場合（ステップＳ１８：ＮＯ）、制御部９１は、時間ｔが（ｎ＋１／２）Ｔ＋ΔＴであるか否かを判定する（ステップＳ２１）。時間ｔが（ｎ＋１／２）Ｔ＋ΔＴであると判定した場合（ステップＳ２１：ＹＥＳ）、制御部９１は、第２スイッチング素子８２をオン状態に制御し（ステップＳ２２）、第４スイッチング素子８４をオフ状態に制御する（ステップＳ２３）。
　ステップＳ２３の処理を終えた場合、又はステップＳ２１で時間ｔが（ｎ＋１／２）Ｔ＋ΔＴでないと判定した場合（ステップＳ２１：ＮＯ）、制御部９１は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４及び第１フルブリッジ回路６のスイッチング制御を行う（ステップＳ２４）。具体的には制御回路９は、スイッチング素子６１のエミッタに正の電圧が印加されている期間、第１フルブリッジ回路６の第１及び第４スイッチング素子６１，６４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子６２，６３をオフ状態に制御し、第３スイッチング素子６３のエミッタに負の電圧が印加されている期間、第１及び第４スイッチング素子６１，６４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子６２，６３をオン状態に制御する。また、制御回路９は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４の第１及び第４スイッチング素子６１，６４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子６２，６３をオフ状態にした通電状態と、第１及び第４スイッチング素子６１，６４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子６２，６３をオン状態にした通電状態とを交互に切り換えることによって、直流電圧を交流電圧にＤＣ－ＡＣ変換する。
　次いで、制御部９１は、交直変換制御を終了するか否かを判定する（ステップＳ２５）。制御部９１は、通信部９４にて終了指示を受信した場合、交直変換制御を終了する。終了すると判定した場合（ステップＳ２５：ＹＥＳ）、制御部９１は処理を終える。終了しないと判定した場合（ステップＳ２５：ＮＯ）、制御部９１は短絡時間ΔＴを変動させ（ステップＳ２６）、処理をステップＳ１２に戻し、上述のスイッチング制御を継続的に実行する。
　図１２は短絡時間の変動に係る制御部９１の処理手順を示すフローチャートである。制御部９１は、双方向ＡＣ－ＤＣ変換回路から出力される交流電圧をＡＣ電圧検出部９０ａにて検出する（ステップＳ３１）。また、制御部９１は、双方向ＡＣ－ＤＣ変換回路から出力される交流電流をＡＣ電流検出部９０ｂにて検出する（ステップＳ３２）。そして、制御部９１は、双方向ＡＣ－ＤＣ変換回路から供給される電力を算出する（ステップＳ３３）。次いで、制御部９１は、記憶部９３が記憶するテーブル９３ａと、ステップＳ３３で算出した電力とに基づいて、該電力に対応する短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを決定する（ステップＳ３４）。
　次いで、制御部９１は双方向ＡＣ－ＤＣ変換回路から出力される交流電圧の位相を特定する（ステップＳ３５）。そして、制御部９１は、交流電圧に同期させて短絡時間ΔＴを変動させ（ステップＳ３６）、短絡時間ΔＴの変動に係る処理を終える。つまり、図８に示すように、電圧検出部が検出した交流電圧のゼロクロス点と、第２フルブリッジ回路８を短絡させる短絡時間ΔＴの変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させ、短絡時間ΔＴの値を上記式（１）で算出する。
　図１３は短絡時間の変動に係る制御部９１の他の処理手順を示すフローチャートである。制御部９１はバッテリ２から出力される電流をＤＣ電流検出部９０ｃにて検出する（ステップＳ１３１）。次いで、制御部９１は、双方向ＡＣ－ＤＣ変換回路から出力される交流電圧と同相のリップル電流がステップＳ１３１で検出した電流に含まれているか否かを判定する（ステップＳ１３２）。同相のリップル電流があると判定した場合（ステップＳ１３２：ＹＥＳ）、制御部９１は短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを増大させる（ステップＳ１３３）。
　ステップＳ１３３の処理を終えた場合、又は同相のリップル電流が無いと判定した場合（ステップＳ１３２：ＮＯ）、制御部９１はステップＳ１３１で検出した電流に逆相のリップル電流が含まれているか否かを判定する（ステップＳ１３４）。逆相のリップル電流があると判定した場合（ステップＳ１３４：ＹＥＳ）、制御部９１は短絡時間ΔＴの変動振幅Ａを減少させる（ステップＳ１３５）。ステップＳ１３５の処理を終えた場合、又は逆相のリップル電流が無いと判定した場合（ステップＳ１３４：ＮＯ）、制御部９１は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４の動作に同期させて短絡時間ΔＴを変動させ（ステップＳ１３６）、短絡時間の変動に係る処理を終える。ステップＳ１３６では、制御部９１は、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４が出力する交流電圧の位相を反転させるタイミングと、第２フルブリッジ回路８のレグを短絡させる時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる。つまり、制御部９１が双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４のスイッチングを行うタイミングと、第２フルブリッジ回路８のレグを短絡させる時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる。
　以上のように、短絡時間ΔＴを変動させることにより、バッテリ２から出力されるリップル電流を低減させることが可能になる。
　一方、図１０及び図１１で説明した第２フルブリッジ回路８の制御方法は一例であり、出力する交流電圧の位相を反転させる際、第２フルブリッジ回路８が一時的に短絡するように該第２フルブリッジ回路８のスイッチングを制御する構成であれば、他の手順で第２フルブリッジ回路８を短絡させても良い。
　図１４は第２フルブリッジ回路８の他の動作例を示した説明図である。例えば、図１４Ｂ～図１４Ｄに示すように、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオフ状態にした通電状態から、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオン状態にした通電状態への切り換えに先だって、一時的に、第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオン状態、並びに第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオフ状態にする。また図１４Ｄ～図１４Ｂに示すように、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオン状態にした通電状態から、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオフ状態にした通電状態への切り換えに先だって、一時的に、第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオフ状態、並びに第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオン状態にする。
　このようにスイッチング制御することにより、図１０及び図１１で説明したスイッチング制御と同様の作用効果が得られる。
　図１５は第２フルブリッジ回路８の他の動作例を示した説明図である。例えば、図１５Ｂ～図１５Ｄに示すように、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオフ状態にした通電状態から、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオン状態にした通電状態への切り換えに先だって、一時的に、第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオフ状態、並びに第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオン状態にする。図１４Ｄ～図１４Ｂに示すように、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオフ状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオン状態にした通電状態から、第１及び第４スイッチング素子８１，８４をオン状態、第２及び第３スイッチング素子８２，８３をオフ状態にした通電状態への切り換えに先だって、一時的に、第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオフ状態、並びに第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオン状態にする。
　このようにスイッチング制御することにより、図１０及び図１１で説明したスイッチング制御と同様の作用効果が得られる。
　このように構成された双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１は、コンデンサＣ３の容量を増大させること無く、所定のスイッチング制御を行うことにより、バッテリ２から出力されるリップル電流を低減することができる。
　また、短絡時間ΔＴを正弦波状に変動させることにより、他の波形で時間ΔＴを変動させる場合に比べて、効果的にリップル電流を低減することが可能である。
　更に、双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１から出力される交流電圧のゼロクロス点に、第２フルブリッジ回路８を短絡させる時間を同期させる構成にした場合、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４の制御タイミングと、出力される交流電圧の位相との間にずれがあっても、効果的にリップル電流を低減することができる。
　更にまた、双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４の制御タイミングに同期させて、短絡時間ΔＴｎの変動を制御することにより、出力される交流電圧を検出して位相を特定し、同期タイミングを制御する場合に比べて、短絡時間の変動を容易に制御することができる。
　更にまた、第２フルブリッジ回路８のレグを短絡させる時間の変動振幅を変化させることにより、リップル電流の低減量を制御できる。
　特に双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路４から供給される電力に基づいて、短絡時間ΔＴの変動振幅を決定するように構成した場合、リップル電流を検出可能なＤＣ電流検出部９０ｃを備えること無く、リップル電流の低減量を制御することができる。
　また、リップル電流をＤＣ電流検出部９０ｃにて直接検出し、リップル電流が小さくなるように、短絡時間ΔＴの変動振幅を変化させるように構成した場合、リップル電流を検出しない構成に比べて、より正確にリップル電流の低減量を制御し、効果的にリップル電流を低減することができる。
　また、制御方法、制御回路９及び制御プログラム９８によれば、第２フルブリッジ回路８と、コンデンサＣ３との間にコイルＬ３が介装されているため、バッテリ２の充電時にリップル電流がコンデンサＣ３に流れることを抑制することができる。従って、リップル電流によってコンデンサＣ３が破損することを防止することができる。
　更に、放電時においては、交流電圧の位相反転時に第２フルブリッジ回路８を一時的に短絡させるように構成してあり、第２フルブリッジ回路８の第１及び第３スイッチング素子８１，８３のいずれか一方と、第２及び第４スイッチング素子８２，８４のいずれか一方とがそれぞれ常にオン状態になる。従って、電流の流れが一時的に遮断されるようなことはなく、コイルＬ３に蓄えられたエネルギーがサージ電圧として第２フルブリッジ回路８に印加されることは無い。サージ電圧によって第２フルブリッジ回路８が破損することを防止することができる。
　更にまた、第２フルブリッジ回路８の第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオン状態、第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオフ状態にした短絡状態と、第１及び第２スイッチング素子８１，８２をオフ状態、第３及び第４スイッチング素子８３，８４をオン状態にした短絡状態とが交互に生ずるため、特定のスイッチング素子に長時間電流が流れることを防ぐことができる。
　更にまた、一時的に第２フルブリッジ回路８を短絡させることによってコイルＬ３にエネルギーを蓄え、交流電圧の位相反転時に該コイルＬ３に蓄えたエネルギーを放出することによって、交流電圧を昇圧することが可能になる。
　図１６は双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置１の昇圧作用を示す動作説明図である。例えば、入出力する交流電圧の実行値が２４０Ｖｒｍｓ、入出力する直流電圧が３００Ｖに規定されているとする。放電する場合を考えると、変圧器７の巻数比Ｎ１／Ｎ２は大きい方が良い。実行値２４０Ｖｒｍｓを出力するためには第１フルブリッジ回路６から出力される直流電圧の電圧を約４００Ｖｄｃに昇圧する必要があるためである。一方、変圧器７の巻数比Ｎ１／Ｎ２が大き過ぎると、第２フルブリッジ回路８から出力される直流電圧が降圧してしまい、バッテリ２を充電できなくなってしまう。
　本実施の形態によれば、放電する際、第２フルブリッジ回路８のスイッチング制御によってバッテリ２の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換できるため、変圧器７の巻数比Ｎ１／Ｎ２を大きく設定することができる。また、昇圧レベルは記憶部９３に記憶させる所定時間ΔＴ0 の値を変更することによって調整することができる。このように、変圧器７の巻数比Ｎ１／Ｎ２及び所定時間を調整することにより、規定の交流電圧及び直流電圧を入出力することが可能になる。
　開示された本実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上述の説明ではなく請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
　１　双方向ＤＣ－ＡＣ変換装置
　２　バッテリ
　３　ノイズフィルタ
　４　双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路
　５　双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路
　６　第１フルブリッジ回路
　７　変圧器
　８　第２フルブリッジ回路
　９　制御回路
　４１，６１，８１　第１スイッチング素子
　４２，６２，８２　第２スイッチング素子
　４３，６３，８３　第３スイッチング素子
　４４，６４，８４　第４スイッチング素子
　４５…４８，６５…６８，８５…８８　ダイオード
　８０ａ　直流端子対の一端子
　８０ｂ　直流端子対の他端子
　９０ａ　ＡＣ電圧検出部
　９０ｂ　ＡＣ電流検出部
　９０ｃ　ＤＣ電流検出部
　９１　制御部
　９２　ＲＡＭ
　９３　記憶部
　９３ａ　テーブル
　９４　通信部
　９５　インタフェース
　９６　計時部
　９７　記録媒体
　９８　制御プログラム
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３　コンデンサ
　Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３　コイル
　Ｔ１，Ｔ２　交流入出力端子
　Ｔ３，Ｔ４　直流入出力端子


                                                                                

Claims (9)

  1. 　フルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置であって、
    　前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する短絡制御部と、
    　該短絡制御部が前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部と、
    　前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部と
    　を備えるＤＣ－ＡＣ変換装置。
  2. 　前記フルブリッジ回路は、
    　直列接続された正極側の第１スイッチング素子及び負極側の第２スイッチング素子を有する第１のレグと、
    　直列接続された正極側の第３スイッチング素子及び負極側の第４スイッチング素子を有し、前記第１のレグに並列接続された第２のレグと
    　を備え、
    　前記短絡制御部は、
    　前記第１及び第４スイッチング素子をオン状態、前記第２及び前記第３スイッチング素子をオフ状態にした通電状態と、前記第１及び第４スイッチング素子をオフ状態、前記第２及び前記第３スイッチング素子をオン状態にした通電状態との相互切り換えに先だって一時的に、前記第１及び第２スイッチング素子をオン状態（又はオフ状態）、並びに前記第３及び第４スイッチング素子をオフ状態（又はオン状態）にする
    　請求項１に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
  3. 　前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間ΔＴは下記式（１）で表される
    　請求項１又は請求項２に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
    　ΔＴ＝ΔＴ0 ＋Ａ・ｓｉｎ（４πｆｔ）・・・（１）
    　但し、
    　ΔＴ：フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間
    　ΔＴ0 ：所定時間
    　Ａ：時間Δｔの変動振幅
    　ｆ：双方向ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周波数
    　ｔ：時間
  4. 　前記短絡時間変動部は、
    　前記ＤＣ－ＡＣ変換回路が出力する交流電圧の位相を反転させるタイミングと、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる
    　請求項３に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
  5. 　前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記短絡時間変動部は、
    　前記電圧検出部が検出した交流電圧のゼロクロス点と、前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動量の変化率が最大になるタイミングとを同期させる
    　請求項３に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
  6. 　前記短絡時間変動部は、
    　前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間の変動振幅を変化させる振幅変化部を備える
    　請求項３から請求項５までのいずれか１項に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
  7. 　前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から供給される電力と、前記変動振幅とを対応付けた情報を記憶する記憶部と、
    　前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧及び交流電流に基づく電力を算出する電力算出部と、
    　該電力算出部が算出した電力及び前記記憶部が記憶する情報に基づいて、前記変動振幅を決定する振幅決定部と
    　を備える請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
  8. 　前記直流端子対に入力する電流を検出する電流検出部を備え、
    　前記振幅変化部は、
    　前記電流検出部にて検出した電流に含まれるリップル電流が前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧と同相である場合、前記変動振幅を大きく、リップル電流が前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧と逆相である場合、前記変動振幅を小さくする
    　請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載のＤＣ－ＡＣ変換装置。
  9. 　フルブリッジ回路を有し、該フルブリッジ回路の直流端子対に印加された直流電圧の電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、該ＤＣ－ＤＣ変換回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を出力するＤＣ－ＡＣ変換回路と、前記直流端子対の一端子に一端が接続されたコイルと、該コイルの他端及び前記直流端子対の他端子の間に接続されたコンデンサとを備えるＤＣ－ＡＣ変換装置の動作を制御する制御回路であって、
    　前記フルブリッジ回路のレグが一時的に短絡するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する短絡制御部と、
    　該短絡制御部が前記フルブリッジ回路のレグを一時的に短絡させた後、前記フルブリッジ回路から出力する交流電圧の位相が反転するように該フルブリッジ回路のスイッチングを制御する位相反転制御部と、
    　前記フルブリッジ回路のレグを短絡させる時間を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から出力される交流電圧の周期に応じた特定周期で変動させる短絡時間変動部と
    　を備える制御回路。
PCT/JP2014/054423 2013-02-26 2014-02-25 Ｄｃ－ａｃ変換装置及び制御回路 WO2014132943A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/767,859 US9660517B2 (en) 2013-02-26 2014-02-25 DC-AC conversion device, control circuit controlling operation of DC-AC conversion device, and control method for controlling operation of DC-AC conversion device
EP14756680.6A EP2963798B1 (en) 2013-02-26 2014-02-25 Dc-ac conversion device and control circuit
CN201480010677.1A CN105075096B (zh) 2013-02-26 2014-02-25 Dc‑ac转换装置以及控制其操作的控制电路和控制方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013036063A JP6070263B2 (ja) 2013-02-26 2013-02-26 Ｄｃ−ａｃ変換装置及び制御回路
JP2013-036063 2013-02-26

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014132943A1 true WO2014132943A1 (ja) 2014-09-04

Family

ID=51428207

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/054423 WO2014132943A1 (ja) 2013-02-26 2014-02-25 Ｄｃ－ａｃ変換装置及び制御回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9660517B2 (ja)
EP (1) EP2963798B1 (ja)
JP (1) JP6070263B2 (ja)
CN (1) CN105075096B (ja)
WO (1) WO2014132943A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115940593A (zh) * 2023-03-10 2023-04-07 中铁电气工业有限公司 一种三相ac-dc-ac变流器驱动控制电路

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6437317B2 (ja) * 2015-01-14 2018-12-12 Ｍｙｗａｙプラス株式会社 フルブリッジ方式双方向絶縁ｄｃ／ｄｃコンバータ
US10063133B2 (en) * 2015-03-31 2018-08-28 Mitsubishi Electric Corporation Power supply device and air conditioner
JP6668056B2 (ja) * 2015-11-30 2020-03-18 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置、これを用いた電源システム及び自動車
JP6651858B2 (ja) * 2016-01-12 2020-02-19 住友電気工業株式会社 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
JP6461838B2 (ja) * 2016-02-24 2019-01-30 本田技研工業株式会社 電源装置、機器及び制御方法
JP6518604B2 (ja) * 2016-02-24 2019-05-22 本田技研工業株式会社 電源装置、機器及び制御方法
US9825550B1 (en) * 2016-11-01 2017-11-21 Cotek Electronic Ind. Co., Ltd Bi-directional power converter for converting power between alternating current and direct current
JP6642384B2 (ja) * 2016-11-17 2020-02-05 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載電池用の電池監視装置
US10205399B2 (en) * 2017-01-13 2019-02-12 General Electric Company Switching strategy for increased efficiency of power converters
DE102018211411A1 (de) * 2017-12-14 2019-06-19 Conti Temic Microelectronic Gmbh Verfahren zum Betrieb eines Spannungswandlers, Spannungswandler
US11616368B2 (en) 2017-12-22 2023-03-28 Lg Innotek Co., Ltd. Power supply system including DC-to-DC converter and control method therefor
CN108279728A (zh) * 2018-04-08 2018-07-13 深圳市必易微电子有限公司 交流转直流线性稳压电路
KR101953815B1 (ko) * 2018-04-18 2019-03-05 (주) 번영 모듈형 전류 제어장치
US20190345426A1 (en) * 2018-05-11 2019-11-14 Faraday, LLC Device, System, and Method for Applying High Voltage, High Frequency Electric Field to a Beverage
CN109471393A (zh) * 2018-11-22 2019-03-15 广州龙之杰科技有限公司 一种安全控制磁场的装置及方法
US11418125B2 (en) 2019-10-25 2022-08-16 The Research Foundation For The State University Of New York Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages
US11557921B2 (en) * 2020-03-11 2023-01-17 Ut-Battelle, Llc Wireless power system
JP7377172B2 (ja) * 2020-06-17 2023-11-09 ダイヤゼブラ電機株式会社 電力変換装置
JP7377171B2 (ja) * 2020-06-17 2023-11-09 ダイヤゼブラ電機株式会社 電力変換装置
JP7130024B2 (ja) * 2020-11-12 2022-09-02 三菱電機株式会社 電力変換装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001204170A (ja) * 2000-01-17 2001-07-27 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
JP2008263683A (ja) * 2007-04-10 2008-10-30 Toyota Industries Corp 充電回路とその制御方法
JP2010178566A (ja) 2009-01-30 2010-08-12 Tdk Corp 双方向コンバータ
JP4670582B2 (ja) 2005-10-19 2011-04-13 株式会社豊田自動織機 双方向絶縁型ｄｃ／ａｃインバータ
JP2012070518A (ja) 2010-09-22 2012-04-05 Toyota Industries Corp 電源装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
US5852558A (en) * 1997-06-20 1998-12-22 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for reducing common mode voltage in multi-phase power converters
CA2270816C (en) 1999-05-03 2003-12-23 Argus Technologies Ltd. Zero voltage switching buck derived converter
US6330170B1 (en) * 1999-08-27 2001-12-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
SE521885C2 (sv) * 2001-04-11 2003-12-16 Abb Ab Strömriktare
SE523457C2 (sv) * 2001-05-17 2004-04-20 Abb Ab VSC-strömriktare flrsedd med resonanskrets för kommuntering, jämte tillhörande förfarande, datorprogramprodukt och datorläsbart medium
JP4591304B2 (ja) * 2005-10-17 2010-12-01 株式会社豊田自動織機 双方向ｄｃ／ａｃインバータ
JP4263736B2 (ja) * 2006-10-31 2009-05-13 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
JP4400632B2 (ja) * 2007-02-20 2010-01-20 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
JP2010068568A (ja) 2008-09-09 2010-03-25 Tamagawa Seiki Co Ltd 電源回路
WO2011113492A1 (en) * 2010-03-18 2011-09-22 Abb Research Ltd Converter cell for cascaded converters, control system and method for bypassing a faulty converter cell
US8411474B2 (en) * 2010-04-30 2013-04-02 General Electric Company System and method for protection of a multilevel converter
US9362839B2 (en) * 2011-02-09 2016-06-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter with common mode voltage reduction
JP5530401B2 (ja) * 2011-05-26 2014-06-25 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置
WO2013168491A1 (ja) * 2012-05-11 2013-11-14 富士電機株式会社 モータ駆動装置
WO2014073257A1 (ja) * 2012-11-06 2014-05-15 住友電気工業株式会社 双方向変換回路、双方向ｄｃ－ｄｃ変換装置、双方向ａｃ－ｄｃ変換装置、制御方法、制御回路及び制御プログラム

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001204170A (ja) * 2000-01-17 2001-07-27 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
JP4670582B2 (ja) 2005-10-19 2011-04-13 株式会社豊田自動織機 双方向絶縁型ｄｃ／ａｃインバータ
JP2008263683A (ja) * 2007-04-10 2008-10-30 Toyota Industries Corp 充電回路とその制御方法
JP2010178566A (ja) 2009-01-30 2010-08-12 Tdk Corp 双方向コンバータ
JP2012070518A (ja) 2010-09-22 2012-04-05 Toyota Industries Corp 電源装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2963798A4 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115940593A (zh) * 2023-03-10 2023-04-07 中铁电气工业有限公司 一种三相ac-dc-ac变流器驱动控制电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20150372584A1 (en) 2015-12-24
EP2963798A4 (en) 2017-03-29
EP2963798B1 (en) 2018-07-11
US9660517B2 (en) 2017-05-23
CN105075096B (zh) 2017-12-01
EP2963798A1 (en) 2016-01-06
JP6070263B2 (ja) 2017-02-01
JP2014166068A (ja) 2014-09-08
CN105075096A (zh) 2015-11-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6070263B2 (ja) Ｄｃ−ａｃ変換装置及び制御回路
JP6439482B2 (ja) コンバータ及び制御回路
JP5590124B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US9667153B2 (en) Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices
WO2015002088A1 (ja) 双方向ａｃ／ｄｃ変換装置、突入電流防止方法及びコンピュータプログラム
KR102453825B1 (ko) 직류-직류 컨버터
US8824180B2 (en) Power conversion apparatus
WO2014073257A1 (ja) 双方向変換回路、双方向ｄｃ－ｄｃ変換装置、双方向ａｃ－ｄｃ変換装置、制御方法、制御回路及び制御プログラム
JP7001896B2 (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータ
JP5403438B2 (ja) Ｄｃｄｃコンバータ及びｄｃｄｃコンバータの制御方法
US8817490B2 (en) DC-DC converter
JP5549942B2 (ja) Ｄｃｄｃコンバータ
JP5658922B2 (ja) 系統連系電力変換装置及び系統連系電力変換の制御方法
JP6168211B2 (ja) 電力変換装置
WO2017115621A1 (ja) 電力変換装置
JP2019146357A (ja) 電圧変換装置、電圧変換装置の制御方法及びコンピュータプログラム
JP2017063568A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2015035928A (ja) 双方向ａｃ／ｄｃ変換装置、断続的変換方法及びコンピュータプログラム
JP5962717B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2016502387A (ja) 負荷電流再生回路及び負荷電流再生回路を備えた電気装置
WO2022234784A1 (ja) 電力変換装置
JP2003348834A (ja) 単相昇降圧コンバータ
JP2016149896A (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ及び制御回路
JP5989629B2 (ja) 電力変換装置
JP2015139266A (ja) Ｄｃｄｃコンバータ回路

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201480010677.1

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14756680

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14767859

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014756680

Country of ref document: EP