JP4879556B2

JP4879556B2 - 高電圧充電器

Info

Publication number: JP4879556B2
Application number: JP2005313908A
Authority: JP
Inventors: 積新竹
Original assignee: RIKEN Institute of Physical and Chemical Research
Current assignee: RIKEN Institute of Physical and Chemical Research
Priority date: 2005-10-28
Filing date: 2005-10-28
Publication date: 2012-02-22
Anticipated expiration: 2025-10-28
Also published as: JP2007124807A

Description

本発明は、大電力パルス電源のコンデンサバンク、すなわち容量性負荷に高電圧を充電するためのインバータ方式の高電圧充電器に関する。

パルスクライストロン、マグネトロン、キッカー電磁石、パルスレーザーなど大電力パルス発生器においては、コンデンサバンクに高電圧を充電し、充電完了後に、サイリスタなどの固体スイッチ素子や、サイラトロンなどのガス放電管によって、充電されたエネルギーを非常に短いパルスの大電力として取り出す方式が採用されている。

従来、このコンデンサバンクに高電圧を充電する回路として、チョークトランスとコンデンサバンクの直列共振を利用した共振充電方式が採用されていた。しかし、この共振充電方式では、チョークトランスが大型となり、コストが高いこと、また目標電圧にて充電を停止させるためにチョークトランスの２次回路をスイッチして充電電流をバイパスするｄｅ-Ｑ'ｉｎｇ回路が採用されていたが、スイッチ素子の破損などのトラブラが多く発生していた。

そこで、最近になって、数百ボルトの直流電力を、ＩＧＢＴなどの高速スイッチングが可能な固体素子によって、数十ｋＨｚの交流に変換し、これを昇圧トランスの１次側に入力し、２次側にて高電圧に変換したのちダイオードで整流して高電圧を得、負荷の高電圧コンデンサバンクを充電するインバータ充電方式の高電圧充電器が開発され、実用化されている（例えば非特許文献１）。

非特許文献１のインバータ充電方式の高電圧充電器は、図６に示すように、４２０Ｖ３相５０／６０Ｈｚを受電し直流に変換する整流回路５１と平滑回路５２、その直流電圧を高周波でスイッチングする直列共振インバータ５３、５０ｋＶまで昇圧し整流する高圧出力整流回路５４、および出力電圧・電流を検出して制御する制御回路５５から構成されている。
この直列共振インバータ５３は、主スイッチ素子にＩＧＢＴを使用したフルブリッジインバータで構成されており、共振用リアクタとコンデンサが高圧インバータトランスを介してＰＦＮのコンデンサと直列に接続され、共振電流でＰＦＮのコンデンサに充電する方式である。

図７はこの変調器部の基本回路図、図８は基本動作説明図である。インバータ電源の出力は、直列抵抗Ｒを経てＰＦＮのコンデンンサＣｎに接続され、直列共振インバータで定電流（Ｉ_０）充電を行う。インバータ電源は電源外部から入力される充電開始信号を受けて充電動作を開始する。ＰＦＮのコンデンンサＣｎの端子電圧、すなわちインバータ電源の出力電圧（Ｖ_ｐｆｎ）は、定電流充電のため直線的に上昇する。Ｖｐｆｎが設定電圧値まで到達すると制御回路がインバータ電源のドライブ信号を止め、充電を停止させる。
その後、ＳＷ（サイラトロン等）をＯＮ動作させ、Ｃｎに蓄積されたエネルギーをパルストランスを経てクライストロンへと伝送する。伝送が完了後ＳＷがＯＦＦとなり１サイクルの動作が完了する。

さらに、本発明に関連する技術として特許文献１、２が開示されている。

飯田謙二、他、「コンデンサ充電用インバータ電源」、リニアック研究会、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ-ｌｉｎａｃ．ｋｅｋ．ｊｐ／ｍｉｒｒｏｒ／ｌａｍ２７．ｉａｅ．ｋｙｏｔｏ-ｕ．ａｃ．ｊｐ／ＰＤＦ／７Ｐ-４７．ｐｄｆ

特開平７−２３１６７８号公報、「パルス電源」特開平９−９３９２０号公報、「容量性負荷のための直流高電圧電源装置」

非特許文献１のインバータ充電方式の高電圧充電器は、チョークトランスとコンデンサバンクの直列共振を利用した共振充電方式と比較して、小型化でき、かつコストも低減できる特長がある。

しかし、このインバータ充電方式においては、充電期間において充電電圧がインバータのスイッチングに同期してステップ状に上昇するため、目標電圧に対して、１ステップ分の誤差が残り、充電電圧の安定性が制限されるという問題があった。

ここで前記非特許文献１における１ステップの充電電圧ΔＶは、式（１）で与えられる。Ｉは充電期間の平均充電電流、ｆ_ｉｎｖはインバータのスイッチング周波数、Ｃは負荷容量である。
この式から、電圧安定度を良くするには、すなわち１ステップの充電電圧ΔＶを小さくするには、充電電流Ｉを小さくし、スイッチング周波数ｆ_ｉｎｖを高くすれば良いことがわかる。

一方、容量性負荷を目標電圧Ｖ_０まで充電するために必要となる時間Ｔ_{ｃｈａｒｇｅ}は、式（２）で与えられる。
この式から、充電電流Ｉを小さくすると充電時間が長くなることがわかる。充電時間が長いと実用上問題があるため、充電電流Ｉは必要以上に小さくできない。

そこで、電圧安定度を改善する（１ステップの充電電圧ΔＶを小さくする）ために、式（１）におけるスイッチング周波数ｆ_ｉｎｖを高くすることが考えられる。しかしこの場合、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子、回路内のコイル、及びコンデンサの内部消費が大きくなり、それらの回路素子が発熱し、電力効率が低下するとう問題がある。

この問題を回避するために、特許文献１および特許文献２は、充電電圧が目標電圧に近づくにしたがって、インバータのスイッチング波形にパルス幅変調を行い、予測制御により充電電流を制御して、１ステップ分の電圧上昇を小さくし、またオーバースイングを無くすという技術を開示している。

しかしこの方法においてパルス幅変調を行うと、ＩＧＢＴ等のスイッチ素子がインバータのＬＣ共振充電回路の振動途中でＯＦＦとなるため、素子に大きな電流が流れている時に回路を開放（遮断）するので、大きなスイッチングノイズが発生し、これが電圧制御回路に混入して、安定性を悪化させるという問題があった。また充電回路のインダクタンスからの大きな反動電圧がＩＧＢＴ素子に架かり、素子内部の半導体が放電損傷するおそれがあった。

本発明は、上述した問題点を解決するために創案されたものである。すなわち本発明の目的は、容量性負荷のインバータ充電方式の高電圧充電器において、大きな充電速度を得ながら、充電後の電圧低下がなく、高い電圧安定度を得ることができ、かつノイズの発生も小さくできる高電圧充電器を提供することにある。

本発明によれば、交流電源より電力を受電し直流電圧を発生する直流電圧回路と、
主インバータを用いて前記直流電圧を高電圧の高周波電力に変換後に直流に変換して静電容量性負荷を大電流で充電する主インバー充電回路と、
該主インバー充電回路と並列接続され、補助インバータを用いて前記直流電圧を高電圧の高周波電力に変換後に直流に変換して静電容量性負荷を主インバー充電回路より十分小さい小電流で充電する補助インバータ充電回路と、
前記静電容量性負荷の充電電圧を検出し主インバータ及び補助インバータを帰還制御する帰還制御回路とを備え、
前記主インバー充電回路は、前記直流電圧を高周波電力に変換する主インバータと、該高周波電力を高電圧の高周波電力に変換する昇圧トランスと、該高電圧の高周波電力を直流に変換する高圧整流部とからなり、
前記補助インバー充電回路は、前記直流電圧を高周波電力に変換する補助インバータと、該高周波電力を高電圧の高周波電力に変換する昇圧トランスと、該高電圧の高周波電力を直流に変換する高圧整流部とからなり、
静電容量性負荷の充電電圧が目標電圧を超えたときに主インバー充電回路を停止し補助インバータ充電回路のみで補充電を行い、
前記補助インバータのスイッチング波形のパルス幅、又は、パルス振幅を帰還制御することにより、電圧保持期間の補助インバータの充電電流を制限し、電圧リップルを低くする、ことを特徴とする高電圧充電器が提供される。

前記帰還制御回路は、前記静電容量性負荷に接続され、充電電圧に比例した検出電圧を検出する高電圧検出部と、該高電圧検出部の電圧と主基準電圧を比較して主インバータを帰還制御する主コンパレータと、前記高電圧検出部の電圧と補助基準電圧を比較して補助インバータを帰還制御する補助コンパレータとからなる。

また、静電容量性負荷の電圧が目標電圧に到達した後も補助インバータを運転し、リーク電流による容量性負荷の電圧低下を補充電し、帰還制御により充電電圧を目標電圧近傍に保持する。

また、補助インバータのスイッチング周波数を、主インバータのスイッチング周波数よりも高くし、電圧リップルを低くする、ことが好ましい。

上記本発明の構成によれば、高速充電を行う大出力の主インバータと、電圧調整を主目的とする小出力の補助インバータを並列接続し、充電期間の前半においては、主インバータと補助インバータを同時に運転して、容量性負荷を目標電圧の近傍まで高速充電し、ひきつづき、充電期間の後半では、主インバータを停止し、補助インバータのみで低速充電を行い、目標電圧に到達させ、その後、外部回路が放電動作を行うまでの期間は、目標電圧に保持するよう補助インバータの運転を持続させることにより、高い安定度を得ることができる。

また、補助インバータのスイッチング周波数を主インバータよりも高くすることで、さらに高い電圧安定度を実現できる。

さらに、補助インバータにパルス幅変調回路、乃至は出力電流の制限回路、等を付加することにより、充電電流を制限し、さらに高い電圧安定度を実現できる。

従って、本発明によれば、容量性負荷のインバータ方式の高電圧充電装置において、大きな充電速度を得ながら、また充電後の電圧低下もない、高い電圧安定度を得ることができる。

また、主インバータにパルス幅変調動作をさせる必要がなく、ゲート回路がシンプルとなる。主インバータの共振充電の周期に完全に同期した動作が可能となり、ノイズの発生も小さく、素子の安全率も向上する。

電圧保持期間において、帰還制御により充電電圧を目標電圧近傍に保持する期間には、主インバータが停止しており、パルスノイズが小さい環境となり高い電圧安定度を実現できる。

以下、本発明の好ましい実施形態を図面を参照して説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態の回路構成図である。また、代表的なパラメータを表１に示す。

図１において、本発明の高電圧充電器は、直流電圧回路２０、主インバー充電回路２２、補助インバータ充電回路２４、および帰還制御回路２６を備える。

直流電圧回路２０は、整流部２および整流部コンデンサ３を有し、交流電源１より電力を受電し直流電圧を発生する。

主インバー充電回路２２は、直流電圧を高周波電力に変換する主インバータ４と、高周波電力を高電圧の高周波電力に変換する昇圧トランス５と、高電圧の高周波電力を直流に変換する高圧整流部６とからなる。主インバー充電回路２２は、主インバータ４を用いて直流電圧を高電圧の高周波電力に変換後に直流に変換して静電容量性負荷１６を大電流で充電する。主インバータ４は、制御ゲートＧａｔｅ-１を有し、このＯＮ／ＯＦＦでインバータを動作／非動作に切り替えることができるようになっている。

補助インバータ充電回路２４は、直流電圧を高周波電力に変換する補助インバータ７と、高周波電力を高電圧の高周波電力に変換する昇圧トランス８と、高電圧の高周波電力を直流に変換する高圧整流部９とからなる。補助インバータ充電回路２４は、主インバー充電回路２２と並列接続され、補助インバータ７を用いて直流電圧を高電圧の高周波電力に変換後に直流に変換して静電容量性負荷１６を主インバー充電回路より十分小さい小電流で充電する。補助インバータ７は、制御ゲートＧａｔｅ-２を有し、このＯＮ／ＯＦＦでインバータを動作／非動作に切り替えることができるようになっている。

帰還制御回路２６は、静電容量性負荷１６に接続され充電電圧に比例した検出電圧を検出する高電圧検出部１１と、高電圧検出部１１の電圧と主基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-１}を比較して主インバータ４を帰還制御する主コンパレータ１３と、高電圧検出部１１の電圧と補助基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-２}を比較して補助インバータ７を帰還制御する補助コンパレータ１５とからなる。帰還制御回路２６は、静電容量性負荷１６の充電電圧を検出し主インバータ４及び補助インバータ７を帰還制御（フィードバック制御）する。またこの図において、主インバータ用基準電源１２は、主基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-１}を設定し、補助インバータ用基準電源１４は、補助基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-２}を設定するようになっている。

図１の実施形態において、直流電圧回路２０は、商用交流電源１より電力を受電し、整流部２により整流部コンデンサ３に必要な直流電圧を発生する。
主インバー充電回路２２は、この直流電圧をＩＧＢＴ素子などを代表とするスイッチング手段を用いた主インバータ４により高周波電力に変換し、昇圧トランス５を介して高電圧の高周波電力に変換し、高圧整流部６により再び直流に変換し、容量性負荷１６を充電する。

補助インバータ充電回路２４は、主インバー充電回路２２と並列接続されている。補助インバータ７は、主インバータ４と並列して整流部コンデンサ３に接続され、主インバータ４と同様に、スイッチング手段により直流を高周波電力に変換し、昇圧トランス８により高電圧の高周波電力に変換し、高圧整流部９により直流に変換し、出力合成点１０を通して負荷１６を充電する。
補助インバータ充電回路２４の充電電流は、主インバー充電回路より十分小さい小電流（例えば、後述する例では、１／２５）に設定されている。

負荷１６には、抵抗分圧器などを用いた高電圧検出部１１が接続され、充電電圧に比例した検出電圧が主コンパレータ１３と補助コンパレータ１５に送られる。

主コンパレータ１３と補助コンパレータ１５は、高電圧検出部１１の電圧と主基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-１}、補助基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-２}とをそれぞれ比較してそれぞれ主コンパレータ１３と補助コンパレータ１５を帰還制御する。

図２は本発明の高電圧充電器の動作を、充放電の１サイクルの波形で説明したものである。この図において、横軸は時間であり、縦軸は（Ａ）は電圧、（Ｂ）は主インバータの充電電流、（Ｃ）は補助インバータの充電電流である。

時刻ｔ_０にて、Ｇａｔｅ-１、Ｇａｔｅ-２をＯＮとし、主インバータ４、補助インバータ７を動作させ、両方のインバータにて負荷１６を高速充電する。インバータ４、７は定電流動作をし、充電電圧は図２（Ａ）に示すように直線的に上昇する。

図２（Ａ）の拡大波形に示すように、インバータが１サイクルのスイッチング動作をするごとに一定の電流を充電するために、充電電圧は階段状に上昇する。

目標電圧Ｖ_０より、わずかに低い電圧Ｖ_ｔを設定し、「切り替え電圧」と名づける。主基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-１}には、切り替え電圧に相当する電圧を設定する。なお補助基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ-２}には、目標電圧に相当する電圧を設定する。

負荷１６の電圧がＶ_ｔを超えた時点ｔ_１で、Ｇａｔｅ-１がＯＦＦとなり主インバータ４が停止する。以後は、補助インバータ７のみで負荷１６に充電するため、図２（Ａ）に示すように低速で電圧が上昇する。拡大波形に示されるように、階段波形の１ステップは小さくなる。

負荷１６の電圧が目標電圧Ｖ_０を超えた時点ｔ_２で、Ｇａｔｅ-２がＯＦＦとなり補助インバータ７が一時的に停止し、電圧保持期間Ｔｈにはいる。

図３は、電圧保持期間の充電波形の詳細説明図である。充電開始時のタイミングのばらつきや、回路のノイズのために、充電電圧が保持期間に入る時間にはある程度のばらつきがある。この図では代表的な３本の波形が重ね書きされている。

電圧保持期間Ｔｈにおいて、高電圧検出部１１や、外部の負荷回路の消費電流のために、負荷１６の電圧がゆっくりと低下し、目標電圧Ｖ_０よりも低くなった時点で、補助コンパレータ１５がＧａｔｅ-２をＯＮにし、補助インバータ７が動作する。

補助インバータ７が１パルスの充電動作をすると、負荷１６の電圧が１ステップ分だけ上昇し、目標電圧を超えるため、すぐに補助コンパレータ１５がＧａｔｅ-２をＯＦＦにして、補助インバータ７が停止する。

このように、電圧保持期間Ｔｈにおいては、補助インバータ７の充電ステップの１回分だけ電圧が上下する。これは外部回路が放電短絡動作するまで続く。

充電電圧の安定度は、電圧保持期間Ｔｈの変動によってきまり、式（３）で与えられる１ステップの充電電圧ΔＶを小さくする必要がある。
ここで重要なことは、充電電圧の安定度（すなわち１ステップの充電電圧ΔＶ）は、主インバータ４の電流Ｉによらず、補助インバータ７の電流Ｉ_ｓｕｂとスイッチング周波数ｆ_ｉｎｖで決まることであり、補助インバータの電流Ｉ_ｓｕｂを小さくすれば高い安定度が得られる。また補助インバータ７のスイッチング周波数ｆ_ｉｎｖを高くしても良いことがわかる。

なお、補助コンパレータ１５の内部熱ノイズによって、補助コンパレータの出力が反転する時間にジッタが生じ、ひいては、電圧安定度を悪化させる。これについては、最近の高速低ノイズのコンパレータを使用すれば問題とならない範囲に小さくできる。

本発明を最適化設計すると、主インバータ４は高速充電に最適化するため、大きな充電電流Ｉとし、さらに高い電力効率を得るため低いスイッチング周波数ｆ_ｉｎｖとすることが好ましい。一方、補助インバータ７は、高い安定性を得るために、充電電流Ｉ_ｓｕｂを小さくし、またスイッチング周波数ｆ_ｉｎｖをできるだけ高く設計することが好ましい。

表１は、このように最適設計された、高電圧充電器のパラメータである。クライストロン電源のＰＦＮ回路のコンデンサバンクを充電することを想定し、目標最大電圧５０ｋＶ、負荷容量５００ｎＦとした。

クライストロン電源のパルス動作による充放電サイクルを６０Ｈｚとすると、充放電の１周期の時間は１６ｍｓｅｃである。このうち１０ｍｓｅｃを高速充電期間に当て、２．５ｍｓｅｃを低速充電期間、さらに２．５ｍｓｅｃを電圧保持期間、残りの１．６ｍｓｅｃを放電短絡動作後の休止時間とした。

高速低速切り替え電圧は、目標電圧の９９％、すなわち、目標電圧が５０ｋＶに対して、４９．５ｋＶとした。

高速充電に必要な電流は式（２）から、２．５Ａとなる。また低速充電に必要な電流、すなわち補助インバータの出力電流は、０．１Ａとなる。

インバータのスイッチング周波数は、主インバータ４としてＩＧＢＴ素子を想定して２０ｋＨｚ、補助インバータ７をＩＧＢＴまたはＦＥＴ素子を想定して、８０ｋＨｚとした。

電圧保持期間の電圧変動は、式（３）より２．５Ｖとなり、相対安定度は０．５ｘ１０^-４と非常に優れた安定度が得られる。

なお、電圧保持期間において、補助インバータ７が動作するとき、補助コンパレータ１５の等価入力雑音は、高電圧検出器の電圧の分圧比を１０^４：１として、出力変動２．５Ｖの分圧比分、すなわち０．２５ｍＶ以下でなくてはならない。熱ノイズＶ_Ｎは式（４）で与えられ、分圧器（高電圧検出部１１）のグランド側抵抗を５ｋΩとし、補助コンパレータ１５の応答周波数を１ＭＨｚ以上確保するために帯域周波数を１０ＭＨｚとすると式（４）より、３０μＶとなり、十分に余裕がある。

インバータのスイッチングにともなう、電磁ノイズがコンパレータの入力に回り込んで電圧安定度を悪化させる問題については、電圧保持期間において、大電力の主インバータ４が停止しており、小電力の補助インバータ７のみが動作しており、発生する電磁ノイズは小さく、上述した熱ノイズ程度に小さくすることは技術的に可能である。

（第２実施形態）
上述した式（３）から明らかなように、電圧リップルは、補助インバータ７の電流に比例するので、電圧保持期間において、補助インバータ７を連続動作させながら、補助インバータの出力電流を制限してもよい。具体的には第２実施形態として、補助インバータ７のパルス幅、乃至は、パルス振幅を帰還制御することにより、電圧保持期間の補助インバータの充電電流を制御することが可能である。

第２実施形態の充電波形を図４に示す。電圧保持期間において、補助インバータ７は連続動作し、高電圧検出器１１からの信号によって、補助インバータ７の充電電流が制御され、電圧変動を小さく抑えられる様子が示されている。電圧保持期間において充電電圧が安定したのち、補助インバータ７の出力電流は、高電圧検出器１１の内部抵抗による消費電流と、負荷回路のリーク電流の合計とバランスして等しくなる。この定常電流の具体的な数値は設計の詳細によるが、補助インバータの最大出力電流よりも十分小さくでき、電圧リップルを低くおさえることが可能である。

（第３実施形態）
第３実施形態として、図２に示した切り替え電圧を目標電圧に等しくし、充電電圧がゼロから１００％までは、主インバータ４と補助インバータ７を同時に使用して高速充電を行い、低速充電期間をなくし、充電電圧が目標電圧を超えた時点で、主インバータ４を停止し、補助インバータ７のみでリーク電流による容量性負荷の電圧低下分を補充電し、電圧を保持することが可能である。

図５に第３実施形態の充電波形を示す。図５では、電圧保持期間において、第２実施形態に示した補助インバータ７の充電電流を制限して電圧リップルを低くおさえる方式を想定しているが、実施形態１の電流制限のない補助インバータを用いても良い。

なお、第３実施形態の回路構成として、第１実施形態の図１における補助インバー用基準電源１４とコンパレータ１５を主インバータと共通に使用しても良いことは明らかである。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変更できることは勿論である。

本発明の第１実施形態の回路構成図である。本発明の第１実施形態の充電波形を示す図である。電圧保持期間の充電波形の詳細説明図である。本発明の第２実施形態の充電波形を示す図である。本発明の第３実施形態の充電波形を示す図である。非特許文献１の高電圧充電器の構成図である。非特許文献１の変調器部の基本回路図である。非特許文献１の基本動作説明図である。

符号の説明

１商用電力、２整流部、３整流部コンデンサ、
４主インバータ、５昇圧トランス、６高圧整流部、
７補助インバータ、８昇圧トランス、９高圧整流部、
１０出力合成点、１１高電圧検出器、
１２主インバータ用基準電源、１３主コンパレータ、
１４補助インバータ用基準電源、１５補助コンパレータ、
１６容量性負荷、
２０直流電圧回路、２２主インバー充電回路、
２４補助インバータ充電回路、２６帰還制御回路

Claims

交流電源より電力を受電し直流電圧を発生する直流電圧回路と、
主インバータを用いて前記直流電圧を高電圧の高周波電力に変換後に直流に変換して静電容量性負荷を大電流で充電する主インバー充電回路と、
該主インバー充電回路と並列接続され、補助インバータを用いて前記直流電圧を高電圧の高周波電力に変換後に直流に変換して静電容量性負荷を主インバー充電回路より十分小さい小電流で充電する補助インバータ充電回路と、
前記静電容量性負荷の充電電圧を検出し主インバータ及び補助インバータを帰還制御する帰還制御回路とを備え、
前記主インバー充電回路は、前記直流電圧を高周波電力に変換する主インバータと、該高周波電力を高電圧の高周波電力に変換する昇圧トランスと、該高電圧の高周波電力を直流に変換する高圧整流部とからなり、
前記補助インバー充電回路は、前記直流電圧を高周波電力に変換する補助インバータと、該高周波電力を高電圧の高周波電力に変換する昇圧トランスと、該高電圧の高周波電力を直流に変換する高圧整流部とからなり、
静電容量性負荷の充電電圧が目標電圧を超えたときに主インバー充電回路を停止し補助インバータ充電回路のみで補充電を行い、
前記補助インバータのスイッチング波形のパルス幅、又は、パルス振幅を帰還制御することにより、電圧保持期間の補助インバータの充電電流を制限し、電圧リップルを低くする、ことを特徴とする高電圧充電器。
前記帰還制御回路は、前記静電容量性負荷に接続され、充電電圧に比例した検出電圧を検出する高電圧検出部と、該高電圧検出部の電圧と主基準電圧を比較して主インバータを帰還制御する主コンパレータと、前記高電圧検出部の電圧と補助基準電圧を比較して補助インバータを帰還制御する補助コンパレータとからなる、ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧充電器。
静電容量性負荷の電圧が目標電圧に到達した後も補助インバータを運転し、リーク電流による容量性負荷の電圧低下を補充電し、帰還制御により充電電圧を目標電圧近傍に保持する、ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧充電器。
補助インバータのスイッチング周波数を、主インバータのスイッチング周波数よりも高くし、電圧リップルを低くする、ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧充電器。