JPH08130870A - コンデンサ充電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 充電電圧の予測誤差を小さくして正確な充電
電圧を得る。 【構成】 インバータ２に平衡した交流電圧を得、この
出力からトランス３の二次側に平衡したパルスを得、こ
のパルスを整流回路４で整流し、リアクトル５と高圧用
コンデンサ６の共振動作の半周期でコンデンサを倍電圧
に充電し、コンデンサの電圧とリアクトルの電流から最
終の充電電圧を予測回路９で予測し、この予測値が充電
電圧指令と一致したことを比較器１０で検出してインバ
ータのゲートを抑止するにおいて、補正回路１５は直流
電圧Ｖ_DCの変動に応じて指令値を補正することでインバ
ータの平均出力電圧の変動を無くし、充電電流が零に近
づいた状態で予測値が指令値に一致するようにし、小さ
い充電電流による予測により予測誤差を小さくする。ま
た、コンデンサの残留電圧に応じて指令値を補正するこ
とで残留電圧による充電電圧不足を無くす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高電圧源として使用さ
れる高圧用コンデンサを充電するためのコンデンサ充電
電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生
用のパルス電源には高圧用コンデンサを高電圧源として
高電圧・大電流パルスを得ている。

【０００３】図４は、半導体スイッチと磁気スイッチに
なる可飽和リアクトルを用いたパルス電源回路と各部波
形図を示す。

【０００４】同図中、複数個直列接続されたサイリスタ
ＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高圧電源ＤＣに
よって高電圧充電されたコンデンサＣ₁₂とリアクトルＬ
の直列回路を短絡したときの電流Ｉ₁によりコンデンサ
Ｃ₁₂の極性が反転し、コンデンサＣ₁₁を通して可飽和リ
アクトルＳＲ₁とコンデンサＣ₂，Ｃ₁₂の直列回路にパル
ス圧縮した電流Ｉ₂を発生させ、さらにコンデンサＣ₂の
充電電圧により可飽和リアクトルＳＲ₂とコンデンサ
Ｃ₃，Ｃ₂の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ₃を得、最
終段の可飽和リアクトルＳＲ₃と放電管ＤＴにパルス圧
縮した高電圧・大電流パルスＩ₄を得る。

【０００５】ここで、コンデンサＣ₁₂の充電電源ＤＣに
は負荷が容量性であるため電圧を印加したときの突入電
流を抑制しながら高速に高圧・高精度充電できることが
必要となる。また、レーザ発振を行うには高速繰返し
（例えば５００回／秒）が必要であり、さらに電力損失
を少なくすることも望まれる。

【０００６】これら要求を満たそうとする従来のコンデ
ンサ充電電源装置を図５に示す。

【０００７】直流電源１は、交流電源から整流器等によ
って整流平滑した電源になる。単相の電圧形インバータ
２は、半導体スイッチのブリッジ回路に構成され、直流
電源１からの直流電力から平衡した矩形波の交流パルス
電圧を得る直流−交流変換器に構成される。昇圧トラン
ス３は、電圧形インバータ２の交流出力を一次入力と
し、二次出力に昇圧した交流出力を得る。

【０００８】昇圧トランス３の二次側には、ダイオード
ブリッジ構成の整流回路４が設けられる。整流回路４の
直流出力は、リアクトル５を介して高圧用コンデンサ６
を充電する。

【０００９】以上までの主回路構成において、インバー
タ２には一定周期でオン期間が制御された正負の方形波
電圧を得、この方形波を整流回路４で全波整流し、リア
クトル５と高圧用コンデンサ６の共振回路に印加する。

【００１０】これにより、コンデンサ６の充電電流ｉと
充電電圧Ｖ_Cとは図６に示すようにＬＣ振動波形にな
り、リアクトル５とコンデンサ６の共振周期の１／２、
すなわち電流ｉが零になるとき（期間ｔ_cL）、コンデン
サ６の電圧は印加電圧の電圧の２倍にまで充電される。
ｔ_comはコンデンサ充電目標時間である。

【００１１】このとき、充電電圧は、充電電流の大きさ
を調整することにより制御できる。充電電流の大きさは
インバータ２のオン・オフ比を調整してリアクトル５へ
の印加電圧（オン・オフの平均値）の調整でなされる。

【００１２】このための制御装置は、充電電圧指令を三
角波比較回路７の三角波とレベル比較することにより充
電電圧指令に応じたオン・オフ比のパルスを得、このパ
ルスをインバータ２のゲートパルスとしてゲート回路８
に得る。この制御のみではインバータ２の直流電源電圧
の変動や回路定数の違い等により充電電圧に誤差が発生
する。

【００１３】そこで、充電電圧予測回路９により高圧用
コンデンサ６の最終の充電電圧を一定周期（ディジタル
制御の場合）又は連続（アナログ制御の場合）に予測
し、この予測値と充電電圧指令とを比較器１０によって
比較し続け、両者の一致を得たときにゲート回路８への
ゲート抑止（インバータの運転停止）を行う。これによ
り、充電電圧の過不足を無くそうとする。

【００１４】予測回路９は、コンデンサ６の現在の充電
電圧Ｖ_Cとリアクトル５の現在の充電電流ｉをそれぞれ
の検出回路１１、１２から得、この予測演算は次式にし
たがってなされる。

【００１５】

【数２】 予測電圧＝（（Ｌ／Ｃ）ｉ²＋Ｖ_C ²）^1/2 …（１） Ｌ：リアクトル５のインダクタンス Ｃ：コンデンサ６の容量

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従来の充電電圧予測を
行う方式において、前記予測電圧の式中で充電電流ｉの
検出誤差及びリアクトル５のＬやコンデンサ６のＣの設
計値と実際値の違いが予測値の誤差になる。特に、充電
電流ｉが大きいときの予測値に大きな誤差が発生する。

【００１７】また、充電電圧Ｖ_Cに初期値（コンデンサ
６の残留電荷）がある場合にも指令値通りの充電ができ
ない。

【００１８】本発明の目的は、充電電圧の予測誤差を小
さくして正確な充電電圧を得るコンデンサ充電電源装置
を提供することにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、スイッチング素子がオン・オフ制御され
る直流−交流変換器により直流電源から平衡した周期Ｔ
の交流電圧を得、前記直流−交流変換器の交流出力を整
流してリアクトルと高圧用コンデンサの直列回路に印加
し、該リアクトルと高圧用コンデンサの共振半周期の振
動電流により該高圧用コンデンサを高圧充電し、該リア
クトルの電流と高圧用コンデンサの充電電圧から該コン
デンサの充電電圧を予測し、この予測値が充電電圧指令
値に一致するときに前記直流−交流変換器の出力を抑止
する高圧用コンデンサの充電電源装置において、前記直
流電源の電圧検出値Ｖ_DCと前記高圧用コンデンサの残留
電圧検出値Ｖ_C0に応じて前記直流−交流変換器のスイッ
チング素子のオン期間Ｔ_onを次式

【００２０】

【数３】Ｔ_on’＝Ｔ_on＋（Ｖ_C0・Ｔ）／（２・Ｖ_DC） に従って補正する補正回路を備えたことを特徴とする。

【００２１】

【作用】直流電圧Ｖ_DCの変動に応じてオン期間Ｔ_onを補
正することにより、直流電源の電圧変動に対して直流−
交流変換器の平均出力電圧の変動を無くし、リアクトル
とコンデンサの直列回路に印加する平均電圧を常に一定
にする。

【００２２】これにより、充電電流が零に近づいた状態
で充電電圧予測値が充電電圧指令値に一致するように
し、小さい充電電流による予測により予測誤差を小さく
する。

【００２３】また、コンデンサの残留電圧に応じてオン
期間Ｔ_onを補正することにより、残留電圧による充電電
圧の誤差発生を無くす。

【００２４】

【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。同図が図５と異なる部分は、回路要素１３〜１５を
設けた点にある。

【００２５】電圧検出器１３は、直流電源１の電圧を検
出する。初期値検出器１４は、コンデンサ６の充電開始
時にその残留電圧を初期値として検出する。

【００２６】指令値補正回路１５は、電圧検出器１３及
び初期値検出器１４の検出値に応じて充電電圧指令を補
正し、この補正値を三角波比較回路７の比較入力として
与える。

【００２７】本実施例において、指令値補正回路１５に
おいては、直流電源１の電圧変動に応じて充電電圧指令
を補正する。これにより、三角波比較回路７に得るオン
・オフパルスのデューティは、インバータ２の直流電圧
の変動に応じて補正され、直流電圧の変動によるインバ
ータ２の出力電圧の平均値の変動を補正する。

【００２８】図２には、インバータ２の出力電圧波形を
示し、その平均電圧Ｅは、

【００２９】

【数４】Ｅ＝（Ｖ_DC×Ｔ_on）／Ｔ …（２） Ｖ_DC：インバータの直流電圧 Ｔ：三角波の周期 Ｔ_on：オン期間 で表され、直流電圧Ｖ_DCが基準電圧から変動したときに
も平均電圧Ｅを一定とするには、電圧Ｖ_DCの変動比率に
応じてオン期間Ｔ_onを変化させれば良く、このオン期間
Ｔ_onを変化させるのに充電電圧指令を電圧Ｖ_DCの変動比
率だけ増減する補正を行う。

【００３０】この補正により、直流電圧の変動にもイン
バータ２の出力電圧の平均値は常に充電指令電圧に応じ
たものになり、リアクトル５とコンデンサ６に印加する
平均電圧の変動を防止し、電源電圧の変動により充電電
圧に大きな誤差が発生するのを無くす。

【００３１】また、この補正により、リアクトル５とコ
ンデンサ６に印加する平均電圧の変動が少なくなり、充
電電圧予測回路９による前記（１）式に基づいた予測値
が充電電圧指令に一致するのは充電電流ｉが零に近づい
たときになされる。

【００３２】これにより、充電電流ｉが小さい零近辺で
の予測値と指令値の比較になり、充電電流ｉに検出誤差
が存在する場合にも予測誤差を小さくし、正確な充電を
可能にする。また、リアクトル５のＬやコンデンサ６の
Ｃの回路定数の誤差による予測値の誤差についても、予
測時の充電電流ｉが小さいことから予測誤差が小さくな
り、充電電圧の制御も正確になる。

【００３３】次に、コンデンサ６の残留電圧による充電
電圧の不足には、初期値検出器１４の検出による充電電
圧指令の補正により解消される。

【００３４】図３は、コンデンサ６の残留電荷による充
電電圧の変動を説明する等価回路図である。同図におい
て、時刻ｔ＝０でスイッチＳＷがオンしたとき、コンデ
ンサＣ（コンデンサ６）の電圧初期値（残留電圧）をＶ
_C0とすると、コンデンサＣの電圧Ｖ_Cは、

【００３５】

【数５】

【００３６】となり、リアクトルＬとの共振による半周
期後には残留電圧Ｖ_C0だけ小さくなる。

【００３７】従って、平均電圧Ｅ（インバータの出力）
を

【００３８】

【数６】Ｅ’＝Ｅ＋Ｖ_C0／２ …（５） に補正すればＶ_C＝２Ｅにすることができ、残留電圧に
よる充電電圧の誤差を無くすことができる。

【００３９】このときの電圧Ｅ’を得るには、前記の
（２）式と（５）式が一致するようオン期間Ｔ_onを
Ｔ_on’に補正することで済む。

【００４０】

【数７】

【００４１】従って、指令値補正回路１５は、初期値検
出器１４からの検出電圧Ｖ_C0と直流電圧Ｖ_DC（電圧変動
による補正値）から上記（６）式による演算でインバー
タ２のオン期間をＴ_on’に補正する。

【００４２】なお、実施例において、インバータ２は、
平衡した交流電圧を得ることができる他の直流−交流変
換器に置換して同等の作用効果を得ることができる。例
えば、トランス３の一次巻線をセンタータップ付きと
し、両端にスイッチング素子を設けて交互に所定のオン
・オフ比で制御するプッシュプル方式の変換器で実現さ
れる。

【００４３】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電源電
圧の変動及びコンデンサの残留電圧に応じて直流−交流
変換器のオン期間を補正するようにしたため、直流電源
の電圧変動に対して直流−交流変換器の平均出力電圧の
変動を無くし、充電電流が零に近づいた状態で充電電圧
予測値が充電電圧指令値に一致するようにし、小さい充
電電流による予測を得て予測誤差を小さくすることがで
き、コンデンサの充電電圧を正確にする効果がある。

【００４４】また、コンデンサの残留電圧に応じてオン
期間Ｔ_onを補正することにより、残留電圧による充電電
圧不足を無くし、コンデンサの充電電圧を正確にする効
果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図。

【図２】実施例におけるインバータの出力波形図。

【図３】ＬＣ共振の等価回路図。

【図４】パルス電源回路・波形図。

【図５】従来の回路図。

【図６】ＬＣ共振の充電波形図。

【符号の説明】

２…インバータ ３…昇圧トランス ４…整流回路 ５…リアクトル ６…コンデンサ ７…三角波比較回路 ９…充電電圧予測回路 １０…比較器 １５…指令値補正回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子がオン・オフ制御され
   る直流−交流変換器により直流電源から平衡した周期Ｔ
   の交流電圧を得、前記直流−交流変換器の交流出力を整
   流してリアクトルと高圧用コンデンサの直列回路に印加
   し、該リアクトルと高圧用コンデンサの共振半周期の振
   動電流により該高圧用コンデンサを高圧充電し、該リア
   クトルの電流と高圧用コンデンサの充電電圧から該コン
   デンサの充電電圧を予測し、この予測値が充電電圧指令
   値に一致するときに前記直流−交流変換器の出力を抑止
   する高圧用コンデンサの充電電源装置において、 前記直流電源の電圧検出値Ｖ_DCと前記高圧用コンデンサ
   の残留電圧検出値Ｖ_C0に応じて前記直流−交流変換器の
   スイッチング素子のオン期間Ｔ_onを次式 【数１】Ｔ_on’＝Ｔ_on＋（Ｖ_C0・Ｔ）／（２・Ｖ_DC） に従って補正する補正回路を備えたことを特徴とするコ
   ンデンサ充電電源装置。