JP2005086846A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡単な構成により、並列接続されるコンバータ回路の偏励磁を抑制し、トランスの飽和を防止するスイッチング電源装置を提供することを課題とする。
【解決手段】 スイッチング電源装置１であって、スイッチング素子１０ａ〜１０ｄからなるブリッジ回路１０を各々含み、並列接続される複数のコンバータ回路２，３と、複数のコンバータ回路２，３に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２を各々検出する複数の電流検出手段４，５と、複数の電流検出手段４，５で各々検出した電流の和に基づく値Ｖ_ＡＶに基づいてスイッチング素子１０ａ〜１０ｄをスイッチング制御するための駆動信号を生成し、複数のコンバータ回路２，３をピーク電流制御する制御手段７とを備えることを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、コンバータ回路が並列接続されるスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置は、小型軽量かつ高効率等の特長を有しており、パソコンや自動車等の電源として幅広く利用されている。スイッチング電源装置には、目的に応じて様々なスイッチング方式が採られ、フルブリッジ方式等の複数のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えるものがある。ブリッジ回路を備えるスイッチング電源装置では、トランスにプラスとマイナスの励磁電流が流れるので、偏励磁が発生する場合がある。偏励磁が発生すると、トランスが飽和状態になる恐れがある。トランスが飽和状態になると、トランスの一次側が短絡状態となり、一次側の回路に大電流が流れる。その結果、トランスが異常発熱したり、スイッチング素子が破壊する恐れがある。そこで、ブリッジ回路を備えるスイッチング電源装置では、通常、一次側の回路に流れる電流を検出し、その電流に基づいてピーク電流制御を行い、偏励磁を抑制している。

また、スイッチング電源装置には、燃料電池自動車に備えられる電気機器等の大電流（大電力）を必要とする負荷の電源として利用される場合がある。大電力用のスイッチング電源装置としては、複数のコンバータ回路が並列接続され、複数のコンバータ回路の出力電流を積算した大電流を供給するものがある（特許文献１参照）。このようなスイッチング電源装置では、複数の制御装置によって複数のコンバータ回路を各々制御するものもあれば、１つの制御装置によって複数のコンバータ回路を制御するものもある。
特開平６−２２５５３０号公報

コンバータ回路が並列接続されるスイッチング電源装置においてコンバータ回路にブリッジ回路を各々備える場合、全てのコンバータ回路の偏励磁を抑制する必要がある。この場合の制御方法としては以下に示すような方法が考えられるが、いずれの方法でも簡単な構成によって全てのコンバータ回路の偏励磁を抑制することはできない。

その制御方法としては、構成を簡単化するために、１つのコンバータ回路の電流のみを検出し、この１つの検出電流に基づいて全てのコンバータ回路をピーク電流制御する方法がある。この場合、電流を検出していないコンバータ回路における偏励磁を抑制することができない。また、他の制御方法としては、複数のコンバータ回路に流れる電流を各々検出し、判定回路によって複数の検出電流から偏励磁の可能性がある最も高い電流を判定し、その最も高い検出電流に基づいてピーク電流制御を行う方法がある。この場合、偏励磁が発生した場合でも複数の検出電流における電流差はそれほど大きくないので、判定回路に用いるダイオードの電圧降下等を考慮すると、判定回路の構成が非常に複雑になる。

そこで、本発明は、簡単な構成により、並列接続されるコンバータ回路の偏励磁を抑制し、トランスの飽和を防止するスイッチング電源装置を提供することを課題とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子からなるブリッジ回路を各々含み、並列接続される複数のコンバータ回路と、複数のコンバータ回路に流れる電流を各々検出する複数の電流検出手段と、複数の電流検出手段で各々検出した電流の和に基づく値に基づいてスイッチング素子をスイッチング制御するための駆動信号を生成し、複数のコンバータ回路をピーク電流制御する制御手段とを備えることを特徴とする。

このスイッチング電源装置では、ブリッジ回路を各々備える複数のコンバータ回路において入力電圧を負荷で必要とされる所定の電圧に変換し、複数のコンバータ回路における各出力電流の積算電流を負荷に供給する。また、スイッチング電源装置では、複数の電流検出手段によって各コンバータ回路に流れる電流を各々検出する。そして、スイッチング電源装置では、１つの制御手段においてその複数の検出電流の和に基づく値を用いて全てのコンバータ回路のスイッチング素子に対する駆動信号を生成し、この駆動信号によりスイッチング素子をオン／オフし、１つの制御手段によって全てのコンバータ回路をピーク電流制御する。各コンバータ回路に流れる電流の和に基づく値は、各コンバータ回路に流れる電流の変化を反映している。したがって、制御手段では、全てのコンバータ回路の電流変化を考慮して駆動信号を生成することになる。そのため、制御手段では、任意のコンバータ回路におけるプラスの励磁電流とマイナスの励磁電流のアンバランス（すなわち、偏励磁）を検知可能であり、そのアンバランスを修正するように駆動信号を生成することができる。その結果、スイッチング電源装置では、全てのコンバータ回路における偏励磁を抑制することができ、コンバータ回路のトランスが飽和状態になることはない。また、複数の電流検出手段で検出した各電流の和に基づく値を生成する手段（例えば、積算手段、平均化手段）は、判定回路等の複雑な回路を必要としないので、非常に簡単な構成である。したがって、このスイッチング電源回路は、簡単な構成により各コンバータ回路の偏励磁を抑制することができ、トランスの飽和を防止することができる。また、このスイッチング電源装置は、１つの制御手段で制御しているので、任意のコンバータ回路の出力電力が偏ったり、あるいは、負荷電流の急変時にそれぞれのコンバータ回路の出力電流バランスが崩れることはない。

なお、電流の和に基づく値は、複数の電流検出手段で各々検出した電流を全て積算した値に基づく値であり、例えば、積算値自体、平均値である。駆動信号は、スイッチング電源装置のスイッチング素子をオン／オフするための信号であり、例えば、ＰＷＭ信号、位相シフト制御を用いたＰＷＭ信号である。

本発明の上記スイッチング電源装置では、制御手段は、複数のコンバータ回路における対応するスイッチング素子に対して１つの駆動信号を生成するように構成すると好適である。

このスイッチング電源装置では、制御手段において複数のコンバータ回路における対応するスイッチング素子に対して１つの駆動信号を生成し、その対応するスイッチング素子を同じタイミングでオン／オフ制御する。したがって、スイッチング電源装置の制御手段は、コンバータ回路毎に駆動信号を生成しないので、構成（処理）が簡単化する。

本発明の上記スイッチング電源装置では、複数の電流検出手段で各々検出した電流値を平均化する平均化手段を備え、制御手段は、平均化手段で平均化した平均電流値により駆動信号を生成するように構成してもよい。

このスイッチング電源装置では、平均化手段によって複数の電流検出手段で各々検出した電流を平均化し、制御手段においてその平均電流に基づいて駆動信号を生成する。平均化手段は、簡単な構成であり、例えば、電気回路で構成する場合には抵抗のみで簡単に構成できる。

本発明の上記スイッチング電源装置では、複数の電流検出手段で各々検出した電流を積算する積算手段を備え、制御手段は、積算手段で積算した積算電流により駆動信号を生成するように構成してもよい。

このスイッチング電源装置では、積算手段によって複数の電流検出手段で各々検出した電流を積算し、制御手段においてその積算電流に基づいて駆動信号を生成する。積算手段は、簡単な構成であり、例えば、電気回路で構成する場合には抵抗のみで簡単に構成できる。

本発明に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子を各々含み、並列接続される複数のコンバータ回路と、複数のコンバータ回路に流れる電流を各々検出する複数の電流検出手段と、複数の電流検出手段で各々検出した電流の和に基づく値に基づいてスイッチング素子をスイッチング制御するための駆動信号を生成し、複数のコンバータ回路をピーク電流制御する制御手段とを備えることを特徴とする。

このスイッチング電源装置では、複数のコンバータ回路において入力電圧を負荷で必要とされる所定の電圧に変換するとともに、複数のコンバータ回路の各出力電流の積算電流を負荷に供給する。また、スイッチング電源装置では、複数の電流検出手段によって各コンバータ回路に流れる電流を各々検出し、１つの制御手段においてピーク電流制御によりその複数の検出電流の和に基づく値を用いて全てのコンバータ回路のスイッチング素子に対する駆動信号を生成する。このスイッチング電源回路は、１つの制御手段で複数のコンバータ回路を制御するとともに各検出電流の和に基づく値を生成する回路も非常に簡単な構成なので、簡単な構成により各コンバータ回路を制御することができる。

本発明によれば、簡単な構成により、並列接続されるコンバータ回路の偏励磁を抑制することができ、トランスの飽和を防ぐことができる。

以下、図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を説明する。

本実施の形態では、本実施の形態に係るスイッチング電源装置を、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列接続したスイッチング電源回路に適用する。本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を制御する１つのコントロールＩＣ[Integrated Circuit]を備えており、ピーク電流制御によりＤＣ／ＤＣコンバータ回路をフィードバック制御する。本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、４つのスイッチング素子からなるフルブリッジ回路を備えている。本実施の形態には、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の一次側の回路に各々流れる電流の和に基づく値を生成する回路の違いにより３つの形態があり、第１の実施の形態では検出電流を平均化する平均化回路であり、第２の実施の形態では２つの検出電流を１つの抵抗で積算する回路であり、第３の実施の形態でも検出電流を積算する積算回路である。

図１を参照して、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の構成について説明する。図１は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。

スイッチング電源装置１は、直流の入力電圧Ｖ_Ｉを直流の出力電圧Ｖ_Ｏ（＜Ｖ_Ｉ）に変換し、大電流（例えば、２００Ａ）、大電力（例えば、３ｋＷ）を供給可能な電源回路であり、様々な用途で使用される。また、スイッチング電源装置１は、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子をオン／オフするスイッチングレギュレータである。入力電圧Ｖ_Ｉは、可変であり、入力電圧範囲（例えば、３００〜４００Ｖ）が設定されている。出力電圧Ｖ_Ｏは、負荷Ｌに応じて一定の目標電圧（例えば、１２Ｖ）が設定されている。負荷Ｌは、例えば、自動車（特に、スタックの温度管理等に大電力が必要な燃料電池自動車）におけるファン、モータ、ヒータ等の電気機器が相当し、処理負荷に応じて負荷電流が大きく変動する負荷である。

スイッチング電源装置１は、主な構成として、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ回路３、第１電流検出回路４、第２電流検出回路５、平均化回路６、コントロールＩＣ７を備えている。スイッチング電源装置１では、大電流を供給するために、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３が並列接続され、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の各出力電流を合わせた電流を出力する。また、スイッチング電源装置１では、構成を簡単化するために、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３を１つのコントロールＩＣ７で制御し、コントロールＩＣ７において出力電圧Ｖ_ｏ及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に各々流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２の平均電流に基づいてピーク電流制御を行う。

２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３は、同一の構成であり、主な構成として、フルブリッジ回路１０、トランス１１、ダイオード１２，１３、平滑回路１４を備えている。フルブリッジ回路１０は、スイッチング素子として第１ＦＥＴ[Field Effect Transistor]１０ａ、第２ＦＥＴ１０ｂ、第３ＦＥＴ１０ｃ、第４ＦＥＴ１０ｄを備えており、第１ＦＥＴ１０ａ及び第２ＦＥＴ１０ｂのドレインが電源１５のプラス側に接続され、第３ＦＥＴ１０ｃ及び第４ＦＥＴ１０ｄのソースが電源１５のグランド側に接続され、第１ＦＥＴ１０ａのソースと第３ＦＥＴ１０ｃのドレインの接続端と第２ＦＥＴ１０ｂのソースと第４ＦＥＴ１０ｄのドレインの接続端との間にトランス１１の一次巻線１１ａが接続される。フルブリッジ回路１０では、第１ＦＥＴ１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄと第２ＦＥＴ１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃとが交互にオンし、トランス１１の一次巻線１１ａに流れる方向が逆になる電流を交互に流す。平滑回路１４は、インダクタンス１４ａとコンデンサ１４ｂからなり、フルブリッジ回路１０のスイッチング動作によって振幅が入力電圧Ｖ_Ｉに等しいパルス状電圧が入力され、そのパルス状電圧を平均化する。平滑回路１４には、第２ＦＥＴ１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃがオンした場合にはトランス１１の二次側の第１巻線１１ｂからダイオード１２を介してパルス状電圧が入力され、第１ＦＥＴ１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄがオンした場合にはトランス１１の二次側の第２巻線１１ｃからダイオード１３を介してパルス状電圧が入力される。

２つの電流検出回路４，５は、同一の構成であり、トランス２０、ダイオード２１、抵抗２２を備えている。トランス２０の一次巻線２０ａは、第３ＦＥＴ１０ｃ及び第４ＦＥＴ１０ｄのソースと電源１５のグランド側との間に接続される。トランス２０の二次巻線２０ｂは、一端がダイオード２１のアノードに接続され、他端がグランドに接続される。抵抗２２は、一端がダイオード２１のカソードに接続され、他端がグランドに接続される。トランス２０は、コンバータ回路２，３における電力ロスを低減するために、一次巻線２０ａの巻数が二次巻線２０ｂの巻数に比べて極端に少ない（例えば、巻数比は１：１００〜１：２００）。電流検出回路４，５では、トランス２０の二次側を半波整流し、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２を抵抗２２の両端電圧Ｖ_１，Ｖ_２として各々検出する。以下で、この両端電圧をそれぞれ、第１電流検出電圧Ｖ_１、第２電流検出電圧Ｖ_２と呼ぶ。なお、電流検出にトランスを用いるのは、一次側と二次側とを絶縁でき、電力ロスも少なくできるからである。

平均化回路６は、２つの抵抗３０，３１を備えている。抵抗３０は、一端が第１電流検出回路４の抵抗２２の一端に接続され、他端が抵抗３１の他端が接続される。抵抗３１は、一端が第２電流検出回路５の抵抗２２の一端に接続される。そして、抵抗３０と抵抗３１との接続端は、コントロールＩＣ７に接続される。抵抗３０と抵抗３１とは、同じ抵抗値である。平均化回路６では、抵抗３０の一端から第１電流検出電圧Ｖ_１が入力さるとともに抵抗３１の一端から第２電流検出電圧Ｖ_２が入力され、抵抗３０と抵抗３１との接続端から第１電流検出電圧Ｖ_１と第２電流検出電圧Ｖ_２とを平均化した電圧Ｖ_ＡＶをコントロールＩＣ７に出力する。

なお、電流検出電圧Ｖ_１，Ｖ_２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２に対応した電圧であり、直流電流成分にインダクタンス１４ａ及びトランス１１の巻線による増加電流成分を加味したパルス状の電圧成分Ｖ_１１，・・・，Ｖ_２１，・・・からなる（図３（ｃ）、（ｄ）参照）。電流検出電圧Ｖ_１，Ｖ_２には、第１ＦＥＴ１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄがオンした場合（トランス１１にマイナスの励磁電流が流れる場合）の電圧成分Ｖ_１１，Ｖ_１３，・・・，Ｖ_２１，Ｖ_２３，・・・と第２ＦＥＴ１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃがオンした場合（トランス１１にプラスの励磁電流が流れる場合）の電圧成分Ｖ_１２，Ｖ_１４，・・・，Ｖ_２２，Ｖ_２４，・・・とが交互に現れる。電流平均化電圧Ｖ_ＡＶは、２つの電流検出電圧Ｖ_１，Ｖ_２を平均化した電圧なので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる２つの電流Ｉ_１，Ｉ_２の変化を反映している。

コントロールＩＣ７は、ピーク電流制御により２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３をフィードバック制御する。コントロールＩＣ７では、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３における出力電圧Ｖ_Ｏが目標電圧となるように、出力電圧Ｖ_Ｏと電流平均化電圧Ｖ_ＡＶに基づいて第１ＰＷＭ信号Ｐ_１と第２ＰＷＭ信号Ｐ_２を生成する。また、コントロールＩＣ７では、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３のトランス１１，１１の偏励磁を抑制するように、電流平均化電圧Ｖ_ＡＶに基づいて第１ＰＷＭ信号Ｐ_１と第２ＰＷＭ信号Ｐ_２を生成する。

なお、第１ＰＷＭ信号Ｐ_１は、第１ＦＥＴ１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄをオン／オフするための信号である。第２ＰＷＭ信号Ｐ_２は、第２ＦＥＴ１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃをオン／オフするための信号である。第１ＰＷＭ信号Ｐ_１及び第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号は、その立ち上がりがコントロールＩＣ７のクロックで規定され、その立ち下がりが制御信号ＣＳと電流平均化電圧Ｖ_ＡＶによって規定される（図２（ａ）参照）。第１ＰＷＭ信号Ｐ_１と第２ＰＷＭ信号Ｐ_２とは、同一周期であり、一方の信号のオン信号の立ち上がりが他方の信号のオン信号の立ち上がりの間に設定される（図２（ｂ）、（ｃ）参照）。第１ＰＷＭ信号Ｐ_１及び第２ＰＷＭ信号Ｐ_２は、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３において同じ信号が用いられる。

図１〜図３を参照して、スイッチング電源装置１の動作を説明する。特に、コントロールＩＣ７の動作については、図２を参照しながら基本的なピーク電流制御について説明し、さらに、図３を参照しながら第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のトランス１１の磁束がプラス側にずれた場合のピーク電流制御について説明する。図２は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置におけるピーク電流制御の説明図であり、（ａ）がコントロールＩＣで比較される電流平均化電圧と制御信号であり、（ｂ）がコントロールＩＣで生成した第１ＰＷＭ信号であり、（ｃ）がコントロールＩＣで生成した第２ＰＷＭ信号である。図３は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置における偏励磁が発生した場合のピーク電流制御の説明図であり、（ａ）がコントロールＩＣで生成した第１ＰＷＭ信号であり、（ｂ）がコントロールＩＣで生成した第２ＰＷＭ信号であり、（ｃ）が第１電流検出回路で検出した第１電流検出電圧であり、（ｄ）が第２電流検出回路で検出した第２電流検出電圧であり、（ｅ）が平均化回路で生成した電流平均化電圧である。

スイッチング電源装置１では、２つにＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３に入力電圧Ｖ_Ｉが各々入力される。各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３では、コントロールＩＣ７からの第１ＰＷＭ信号Ｐ_１のオン信号に基づいて第１ＦＥＴ１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄがオンするとともに第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオフ信号に基づいて第２ＦＥＴ１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃがオフすると、トランス１１の一次巻線１１ａにはマイナスの励磁電流が流れ、２次側の第２巻線１１ｃからダイオード１３を介して電流が平滑回路１４に流れる。また、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３では、コントロールＩＣ７からの第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号に基づいて第２ＦＥＴ１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃがオンするとともに第１ＰＷＭ信号Ｐ_１のオフ信号に基づいて第１ＦＥＴ１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄがオフすると、トランス１１の一次巻線１１ａにはプラスの励磁電流が流れ、２次側の第１巻線１１ｂからダイオード１２を介して電流が平滑回路１４に流れる。さらに、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３では、平滑回路１４でＦＥＴ１０ａ〜１０ｄのオン期間にパルスとなって出力する入力電圧Ｖ_Ｉを平均化し、電圧Ｖ_Ｏを出力する。そして、スイッチング電源装置１では、負荷Ｌにその電圧Ｖ_ｏを印加し、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の各出力電流を積算した電流を出力する。

また、スイッチング電源装置１では、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１、Ｉ_２を電流検出回路４，５で第１電流検出電圧Ｖ_１、第２電流検出電圧Ｖ_２として各々検出する。そして、スイッチング電源装置１では、平均化回路６で第１電流検出電圧Ｖ_１と第２電流検出電圧Ｖ_２とを平均化し、その電流平均化電圧Ｖ_ＡＶをコントロールＩＣ７にフィードバックさせる。また、スイッチング電源装置１では、出力電圧Ｖ_ＯをコントロールＩＣ７にフィードバックさせる。

コントロールＩＣ７における基本的なピーク電流制御について説明する。コントロールＩＣ７では、目標電圧から出力電圧Ｖ_Ｏを減算し、その減算値に利得を乗算して制御信号ＣＳを生成する。そして、コントロールＩＣ７では、コンパレータで制御信号ＣＳとランプ信号としての電流平均化電圧Ｖ_ＡＶとを比較する（図２（ａ）参照）。さらに、コントロールＩＣ７では、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオフ信号のときに、一定周期毎に第１ＰＷＭ信号Ｐ_１のオフ信号をオン信号に立ち上げ、電流平均化電圧Ｖ_ＡＶが制御信号ＣＳより小さい期間ではオン信号を継続し、電流平均化電圧Ｖ_ＡＶが制御信号ＣＳに達するとオン信号からオフ信号に立ち下げ、第１ＰＷＭ信号Ｐ_１を生成する（図２（ａ）、（ｂ）参照）。そして、コントロールＩＣ７では、生成した第１ＰＷＭ信号Ｐ_１を２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の第１ＦＥＴ１０ａ，１０ａ及び第４ＦＥＴ１０ｄ，１０ｄの各ゲートに出力する。また、コントロールＩＣ７では、第１ＰＷＭ信号Ｐ_１がオフ信号のときに、一定周期毎に第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオフ信号をオン信号に立ち上げ、電流平均化電圧Ｖ_ＡＶが制御信号ＣＳより小さい期間ではオン信号を継続し、電流平均化電圧Ｖ_ＡＶが制御信号ＣＳに達するとオン信号からオフ信号に立ち下げ、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２を生成する（図２（ａ）、（ｃ）参照）。そして、コントロールＩＣ７では、生成した第２ＰＷＭ信号Ｐ_２を２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の第２ＦＥＴ１０ｂ，１０ｂ及び第３ＦＥＴ１０ｃ，１０ｃの各ゲートに出力する。

このように、コントロールＩＣ７では、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３を制御するにもかかわらず、１つの検出電流波形（電流平均化電圧Ｖ_ＡＶ）を用いてピーク電流制御を行うことができる。そのため、コントロールＩＣ７では、処理負荷が低減するとともに、コンパレータ等も１つでよいので、構成が簡単化する。また、コントロールＩＣ７では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３毎に第１ＰＷＭ信号Ｐ_１、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２を生成せず、同じ信号を用いて制御する。そのため、コントロールＩＣ７では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一方の出力電力が偏ったり、あるいは、負荷電流が急変した場合でもそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の電流バランスが崩れるようなことはない。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のトランス１１の磁束がプラス側にずれた場合のピーク電流制御について説明する。例えば、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の第２ＦＥＴ１０ｂ又は第３ＦＥＴ１０ｃに素子としてのバラツキがあったために、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２においてオン信号Ｐ_２１からオフ信号になった後も、トランス１１の一次巻線１１ａに電流が暫く流れたとする。この場合、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のトランス１１のプラスの磁束が増加し、プラスの励磁電流も増加する。そのため、図３（ｃ）に示すように、第１電流検出電圧Ｖ_１の電圧成分Ｖ_１２は、電圧成分Ｖ_１１に比べて直流成分が大きくなり、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号Ｐ_２１のパルスに対して遅れも生じる。

ちなみに、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴ１０ａ〜１０ｄには素子としてのバラツキがないので、図３（ｄ）に示すように、第２電流検出電圧Ｖ_２の電圧成分Ｖ_２２は、電圧成分Ｖ_２１と直流成分が同じであり、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号Ｐ_２１のパルスに対して遅れも生じない。

第１電流検出電圧Ｖ_１の電圧成分Ｖ_１２の直流成分が大きくなると、それに応じて電流平均化電圧Ｖ_ＡＶにおいて対応する電圧成分Ｖ_ＡＶ２の直流成分も大きくなる（図３（ｅ）参照）。したがって、電圧成分Ｖ_ＡＶ２は、電圧成分Ｖ_ＡＶ１に比べて、制御信号ＣＳに早く到達する。そのため、コントロールＩＣ７では、電圧成分Ｖ_ＡＶ１との比較時よりも早い時間で、電圧成分Ｖ_ＡＶ２が制御信号ＣＳに到達したことを検出し（図３（ｅ）参照）、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号Ｐ_２１のパルス幅を第１ＰＷＭ信号Ｐ_１のオン信号Ｐ_１１のパルス幅より狭くする（図３（ａ）、（ｂ）参照）。このように、コントロールＩＣ７では、オン信号Ｐ_２１，Ｐ_２２，・・・のパルス幅を第１ＰＷＭ信号Ｐ_１のオン信号Ｐ_１１，Ｐ_１２，・・・のパルス幅より狭くした第２ＰＷＭ信号Ｐ_２を生成する。このように制御すると、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２では、トランス１１のプラスの磁束の増加が抑制され、プラスの励磁電流の増加も抑制される。その結果、トランス１１は、プラス側に多少偏励磁した状態（Ｂ−Ｈ曲線の０点がマイナス側に多少ずれた状態）で安定し、飽和状態になることはない。

ちなみに、ピーク電流制御を行わない場合、第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号Ｐ_２１のパルス幅は第１ＰＷＭ信号Ｐ_１のオン信号Ｐ_１１と同じ幅となり（図３（ｂ）のＰ_２１の二点鎖線のパルス参照）、第１電流検出電圧Ｖ_１の電圧成分Ｖ_１２のパルス幅も広くなる（図３（ｃ）のＶ_１２の二点鎖線のパルス参照）。そのため、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のトランス１１のプラスの磁束が増加し続け、プラスの励磁電流も増加し続ける。その結果、トランス１１が飽和状態となる。

このように、２つのコンバータ回路２，３のいずれか一方のトランス１１で偏励磁が発生した場合でも、その偏励磁による電流変化が電流平均化電圧Ｖ_ＡＶに現れる。そのため、コントロールＩＣ７では、その異常な電流変化が現れた電流平均化電圧Ｖ_ＡＶによって第１ＰＷＭ信号Ｐ_１及び／又は第２ＰＷＭ信号Ｐ_２のオン信号のパルス幅を調整し、偏励磁を抑制することができるので、トランス１１の飽和を防止することができる。

スイッチング電源装置１によれば、非常に簡単な構成により１つのコントロールＩＣ７で２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３をピーク電流制御することができる。そのため、スイッチング電源装置１では、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３のトランス１１，１１の偏励磁を抑制することができ、トランス１１，１１が飽和状態になることを防止できる。その結果、スイッチング電源装置１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の並列運転をローコストで安定した制御により行うことができる。

図４を参照して、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置４１について説明する。図４は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。なお、第２の実施の形態では、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と同様の構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

スイッチング電源装置４１は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と殆ど同じ構成であるが、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に各々流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２の和に基づく値を生成する回路が異なり、電流Ｉ_１，Ｉ_２に対応する電流検出電圧Ｖ_Ｓをそのまま出力する回路を有する。スイッチング電源装置４１は、主な構成として、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ回路３、第１電流検出回路４４、第２電流検出回路４５、入力回路４６、コントロールＩＣ７を備えている。

第１電流検出回路４４及び第２電流検出回路４５は、第１の実施の形態に係る電流検出回路４，５と殆ど同じ構成であるが（図１参照）、電流検出回路４，５にそれぞれ設けられた抵抗２２，２２の代わりに、共用の抵抗４８が設けられる。電流検出回路４４，４５では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２を抵抗４８の両端電圧Ｖ_Ｓとして検出する。

入力回路４６は、抵抗４８を備えている。抵抗４８は、一端が２つの電流検出回路４４，４５のダイオード２１，２１のカソードに接続されるとともにコントロールＩＣ７に接続され、他端がグランドに接続される。入力回路４６は、抵抗４８の両端電圧をそのまま電流検出電圧Ｖ_ＳとしてコントロールＩＣ７に出力する。ちなみに、抵抗４８の抵抗値を抵抗２２と同じ抵抗値とすると、電流検出電圧Ｖ_Ｓは第１の実施の形態に係る電流検出電圧Ｖ_１，Ｖ_２の２倍の電圧（一次側回路に各々流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２の和に応じた電圧）となる。なお、電流検出電圧Ｖ_Ｓは、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２に対応した電圧であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる２つの電流Ｉ_１，Ｉ_２の変化を反映している。

スイッチング電源装置４１は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と殆ど同じ動作であるが、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１、Ｉ_２を入力回路４６で電流検出電圧Ｖ_ＳとしてコントロールＩＣ７にフィードバックさせる。

スイッチング電源装置４１によれば、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と同様の作用効果を有し、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に各々流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２の和に基づく値を生成する回路が更に簡単な構成となる。

図５を参照して、第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置５１について説明する。図５は、第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。なお、第３の実施の形態では、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と同様の構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

スイッチング電源装置５１は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と殆ど同じ構成であるが、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に各々流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２の和に基づく値を生成する回路が異なり、電流Ｉ_１、Ｉ_２に対応する電流検出電圧Ｖ_１，Ｖ_２を積算する回路を有する。スイッチング電源装置５１は、主な構成として、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ回路３、第１電流検出回路４、第２電流検出回路５、積算回路５６、コントロールＩＣ７を備えている。

積算回路５６では、第１の実施の形態のように第１電流検出回路４の抵抗２２の一端が抵抗３０に接続されるのではなく、コントロールＩＣ７に直接接続される。また、積算回路５６では、第１の実施の形態のように第１電流検出回路４の抵抗２２の他端がグランドに接続されるのではなく、第２電流検出回路５の抵抗２２の一端に接続される。つまり、積算回路５６では、２つの抵抗２２，２２が直列に接続され、その一端がコントロールＩＣ７に接続され、他端がグランドに接続される。そして、積算回路５６では、第１電流検出回路４の抵抗２２の両端電圧である第１電流検出電圧Ｖ_１と第２電流検出回路５の抵抗２２の両端電圧である第２電流検出電圧Ｖ_２とを積算し、その積算した電圧Ｖ_ＡＤをコントロールＩＣ７に出力する。なお、電流積算電圧Ｖ_ＡＤは、２つの電流検出電圧Ｖ_１，Ｖ_２を積算した電圧なので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる２つの電流Ｉ_１，Ｉ_２の変化を反映している。

スイッチング電源装置５１は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と殆ど同じ動作であるが、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に流れる電流Ｉ_１、Ｉ_２を積算回路５６で第１電流検出電圧Ｖ_１と第２電流検出電圧Ｖ_２とを積算した電流積算電圧Ｖ_ＡＤとしてコントロールＩＣ７にフィードバックさせる。

スイッチング電源装置５１によれば、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と同様の作用効果を有し、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２，３の一次側回路に各々流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２の和に基づく値を生成する回路が更に簡単な構成となる。

以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。

例えば、本実施の形態では２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列接続するスイッチング電源回路に適用としたが、３つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列接続するスイッチング電源回路に適用してもよい。

また、本実施の形態ではブリッジ回路としてフルブリッジ回路を適用したが、ハーフブリッジ回路、プッシュプルブリッジ回路等の他のブリッジ回路を適用してもよい。また、本実施の形態ではブリッジ回路を備えるスイッチング電源装置に適用したが、ブリッジ回路を備えないスイッチング電源装置に適用してもよい。

また、本実施の形態では電流検出回路にトランスを用いた構成としたが、制御手段（コントロールＩＣ）がコンバータ回路のトランスの一次側にある場合、トランスを用いることなく、一次側回路に抵抗を挿入することにより一次側回路に流れる電流（電圧値）を検出する構成としてもよい。この場合、抵抗の抵抗値を、非常に小さい抵抗値（例えば、数ｍΩ）とする。

また、本実施の形態では電流検出回路で検出した電流（電圧値）の和に基づく値を生成する回路として３つの回路を示したが、平均化や積算を行う別の回路でもよいし、あるいは、コントロールＩＣに電流検出回路で検出した電流（電圧値）を直接取り込んで、コントロールＩＣで平均化や積算する構成としてもよい。

また、本実施の形態では制御手段をアナログ回路（コントロールＩＣ）で構成したが、デジタル回路で構成してもよい。

また、本実施の形態では駆動信号としてＰＷＭ信号を適用したが、位相シフト制御を用いたＰＷＭ信号等の他の変調方式の信号を適用してもよい。

第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置におけるピーク電流制御の説明図であり、（ａ）がコントロールＩＣで比較される電流平均化電圧と制御信号であり、（ｂ）がコントロールＩＣで生成した第１ＰＷＭ信号であり、（ｃ）がコントロールＩＣで生成した第２ＰＷＭ信号である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置における偏励磁が発生した場合のピーク電流制御の説明図であり、（ａ）がコントロールＩＣで生成した第１ＰＷＭ信号であり、（ｂ）がコントロールＩＣで生成した第２ＰＷＭ信号であり、（ｃ）が第１電流検出回路で検出した第１電流検出電圧であり、（ｄ）が第２電流検出回路で検出した第２電流検出電圧であり、（ｅ）が平均化回路で生成する電流平均化電圧である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。 第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。

符号の説明

１，４１，５１…スイッチング電源装置、２…第１ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、３…第２ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、４，４４…第１電流検出回路、５，４５…第２電流検出回路、６…平均化回路、７…コントロールＩＣ、１０…フルブリッジ回路、１０ａ〜１０ｄ…第１〜第４ＦＥＴ、１１…トランス、１１ａ…一次巻線、１１ｂ…第１巻線、１１ｃ…第２巻線、１２，１３…ダイオード、１４…平滑回路、１４ａ…インダクタンス、１４ｂ…コンデンサ、１５…電源、２０…トランス、２０ａ…一次巻線、２０ｂ…二次巻線、２１…ダイオード、２２…抵抗、３０，３１…抵抗、４６…入力回路、４７…抵抗、５６…積算回路

Claims (5)

1. スイッチング素子からなるブリッジ回路を各々含み、並列接続される複数のコンバータ回路と、
   前記複数のコンバータ回路に流れる電流を各々検出する複数の電流検出手段と、
   前記複数の電流検出手段で各々検出した電流の和に基づく値に基づいて前記スイッチング素子をスイッチング制御するための駆動信号を生成し、前記複数のコンバータ回路をピーク電流制御する制御手段と
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記制御手段は、前記複数のコンバータ回路における対応するスイッチング素子に対して１つの駆動信号を生成することを特徴とする請求項１に記載するスイッチング電源装置。
3. 前記複数の電流検出手段で各々検出した電流を平均化する平均化手段を備え、
   前記制御手段は、前記平均化手段で平均化した平均電流により駆動信号を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載するスイッチング電源装置。
4. 前記複数の電流検出手段で各々検出した電流を積算する積算手段を備え、
   前記制御手段は、前記積算手段で積算した積算電流により駆動信号を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載するスイッチング電源装置。
5. スイッチング素子を各々含み、並列接続される複数のコンバータ回路と、
   前記複数のコンバータ回路に流れる電流を各々検出する複数の電流検出手段と、
   前記複数の電流検出手段で各々検出した電流の和に基づく値に基づいて前記スイッチング素子をスイッチング制御するための駆動信号を生成し、前記複数のコンバータ回路をピーク電流制御する制御手段と
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。

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