JP2001298949A

JP2001298949A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001298949A
Application number: JP2000107064A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Shinobu; 洋信夫
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-04-07
Filing date: 2000-04-07
Publication date: 2001-10-26

Abstract

(57)【要約】【課題】軽負荷時のスイッチングロス、サージ電流、ノ
イズを軽減する。【解決手段】フライバックトランス１２と、励磁コイル
１２ａに接続されたスイッチング素子２２と、スイッチ
ング素子とドライブコイル１２ｃとの間に接続されたス
イッチング制御手段５０を有する。スイッチング制御手
段は、出力電圧が一定となるようにスイッチング素子の
オフ期間をコントロールする電圧安定化手段６０と、軽
負荷時にスイッチング素子のオフ期間を一定となるよう
に制御する周波数制御手段７０とで構成される。周波数
制御手段にはスイッチング素子のオフ期間を一定にする
オフ期間制御部８０と、このターンオフ期間に発生する
リンギング信号ＳＬのボトム付近を検出するボトム検出
部９０が設けられる。軽負荷時にはリンギング信号のボ
トム付近でスイッチング素子をターンオンさせて、軽負
荷時のスイッチングロス、サージ電流、ノイズを軽減す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、テレビ受像機や
オーディオ製品の電源回路に適用できる省電力型のスイ
ッチング電源回路に関する。詳しくは、自励型のスイッ
チング電源回路を基礎として、これに軽負荷時における
スイッチング周波数を一定に制御すると共に、スイッチ
ング素子のオフ期間に発生するリンギング波形のボトム
付近で、このスイッチング素子をオン状態に制御するこ
とで、スイッチングロスを少なくすると共に、サージ電
流を低減してサージノイズを軽減できるようにしたもの
である。

【０００２】

【従来の技術】テレビ受像機や各種オーディオ製品で
は、省電力型の電源回路としてスイッチング電源回路が
使用されるようになってきた。スイッチング電源回路と
しては周知のように自励式と他励式のものが知られてい
る。図８はこのうち自励式のスイッチング電源回路１０
の従来例である。

【０００３】この電源回路１０はＲＣＣ（リンギング・
チョーク・コンバータ）とも称呼される電源回路であっ
て、フライバックトランス１２を有する。フライバック
トランス１２には励磁コイル１２ａ、出力コイル１２
ｂ、ドライブコイル１２ｃが設けられ、励磁コイル１２
ａには端子１４に供給された直流電源がコンデンサ１６
で充電され、充電された電圧が印加される。出力コイル
１２ｂには整流回路１８を介して負荷２０が接続され
る。

【０００４】励磁コイル１２ａにはスイッチング素子と
して機能するトランジスタ（この例ではＭＯＳ型電界効
果トランジスタ）２２が接続され、そのゲート・ドレイ
ン間には起動抵抗２４が接続される。トランジスタ２２
のゲートにはドライブコイル１２ｃで発生するドライブ
電圧Ｖｄが供給される。

【０００５】また、整流回路１８の出力電圧は、電圧検
出部として機能する抵抗２６とツェナーダイオード２８
を介してホトカプラー３０に供給され、その出力でトラ
ンジスタ２２のターンオンが制御される。

【０００６】このように構成された電源回路１０は、ト
ランジスタ２２のオン期間、換言すればスイッチング周
波数を可変することで出力電圧の安定化を図るものであ
って、図９は定常状態での動作モードを示す。

【０００７】図９Ａ，Ｂにおいて、直流電源が端子１４
に印加されると起動抵抗２４を介してトランジスタ２２
のゲートに僅かな電流が漏れ出す。この電流によって励
磁コイル１２ａを介してトランジスタ２２にドレイン電
流Ｉｄ１が流れ、このドレイン電流Ｉｄ１によってドラ
イブコイル１２ｃには正方向のドライブ電圧が誘起され
る。この誘起電圧によってトランジスタ２２は急速にタ
ーンオン状態となる。

【０００８】ドレイン電流Ｉｄ１がピーク値まで流れる
と、今度はこのドレイン電流Ｉｄ１が僅かに減少する
が、このドレイン電流Ｉｄ１の減少に対してそれを妨げ
る方向に逆起電力が発生する。この逆起電力によってド
ライブコイル１２ｃにはドライブ方向とは逆方向のドラ
イブ電圧が誘起され、これでトランジスタ２２は急激に
ターンオフ状態となる。

【０００９】トランジスタ２２がターンオフすると、整
流回路１８のダイオードが導通して出力コイル１２ｂに
蓄積された励磁エネルギーが負荷２０側に放出される。
そのため、出力電流Ｉｄ２は図９Ｃのようになる。

【００１０】出力電流Ｉｄ２がゼロになると、トランス
１２のリーケージインダクタンスに蓄積された一次側エ
ネルギーは、共振回路を構成するこのリーケージインダ
クタンスと一次側の浮遊容量との間でエネルギーの蓄積
と放出がなされるから、図９Ａのようなリンギング信号
ＳＬが発生することになる。

【００１１】しかし、一次側エネルギーが発生すると、
ドライブコイル１２ｃにもこの一次側エネルギーに伴う
電圧が発生する。この電圧Ｖｄは図９Ｄに示すように、
正方向のドライブ電圧であることから、リンギング信号
ＳＬの最初のサイクルのうち、ドライブ電圧Ｖｄが最も
大きくなる波形のタイミングで、同時に抵抗２４よりバ
イアス電圧がかかっているので（図９Ａではボトム付
近）、トランジスタ２２は急峻にターンオンする。この
ようにエネルギーを利用してトランジスタ２２はオンオ
フ動作を繰り返す。このように自励の発振動作を継続す
ることで、出力電圧が得られる。

【００１２】一方、スイッチング電源回路１０として他
励式のものの代表的な構成を図１０に示す。この他励式
の電源回路１０においてもトランス１２には複数のコイ
ル（トランス巻線）１２ａ，１２ｂ，１２ｃが巻き付け
られており、励磁コイル１２ａには直流電源が供給さ
れ、出力コイル１２ｂには負荷２０が接続される。そし
て、スイッチング素子としての電界効果トランジスタ２
２とドライブコイル１２ｃとの間にはＰＷＭコントロー
ラ４０が接続される。

【００１３】つまりこの他励式のスイッチング電源回路
１０は、スイッチング信号Ｐａのパルス幅を可変して出
力電圧の安定化を図るもので、図１１に示すようにこの
例ではスイッチング信号Ｐａのオン期間ＴａをＰＷＭ変
調するように構成されている。負荷２０が重くなるとオ
ン期間Ｔａを通常の場合よりも広げ（同図Ａ，Ｂ）、負
荷２０が軽くなるにしたがってオン期間Ｔａを狭めるよ
うなパルス幅制御（ＰＷＭ制御）が行われる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８に示す
自励式のスイッチング電源回路では、安価で、スイッチ
ングノイズが少ないなどの特徴を有するが、その反面軽
負荷時のスイッチングロスが増える欠点がある。これは
次のような理由に基づく。

【００１５】このスイッチング電源回路１０では、トラ
ンス１２の励磁コイル１２ａの巻数Ｎｐと、出力コイル
１２ｂの巻数Ｎｓとの比で、図１２Ａに示すようにスイ
ッチング信号のオン期間Ｔａと、オフ期間Ｔｂとの比が
決まる。この比は常に一定である。したがって軽負荷の
ときには、励磁エネルギーを抑えるため、トランジスタ
２２のオン期間を短くするような制御（図１２ＢのＴａ
→Ｔａ'）となる。オン期間Ｔａを短くするとそれに伴
ってオフ期間Ｔｂも、Ｎｐ：Ｎｓに応じて狭くなる（Ｔ
ｂ→Ｔｂ'）。その結果、繰り返し周期が短くなってス
イッチング周波数が高くなる（図１３直線Ｌａ）。

【００１６】スイッチング周波数が高くなると、それだ
け単位時間当たりのスイッチング回数が増えるため、ス
タンバイモードのような軽負荷時ではスイッチングロス
が増大するという問題がある。

【００１７】これに対して図１０に示す他励式のスイッ
チング電源回路１０では、部品点数が少ないために、回
路の信頼性が高いというメリットがある。しかし、場合
によってはスイッチング素子のターンオン時に大きなサ
ージ電流が流れるというデメリットがある。これは他励
式では電流不連続モードでの安定化動作となるためであ
る。

【００１８】図１４を参照して説明すると、トランジス
タ２２のターンオフ期間が長くなると、上述したように
一次側のリーケージインダクタンスに残ったエネルギー
によってリンギング信号（リンギング波形）ＳＬが発生
する。このリンギング信号ＳＬは正弦波状の減衰波形で
あって、図１４Ｃに示すように二次側への励磁エネルギ
ーの放出が終了した時点から発生する。そして、ＰＷＭ
制御の場合は、固定周波数で、オン期間を可変する。し
たがってオフ期間も可変し、リンギング波形のうちのど
のタイミングでトランジスタ２２がターンオンするかは
不定である。

【００１９】そのため、図１４Ａ〜Ｃに示すように、リ
ンギング波形ＳＬのトップ付近でトランジスタ２２がタ
ーンオンしたり、あるいは図１４Ｄ〜Ｆに示すようにリ
ンギング波形ＳＬのボトム付近でトランジスタ２２がタ
ーンオンしたり、そのターンオンのタイミングは一定し
ない。

【００２０】したがって、図１４Ａ〜Ｃに示すように一
次側エネルギーが大きいトップ付近のタイミングでトラ
ンジスタ２２がターンオンすると、大きな短絡電流、つ
まりサージ電流ｉｓが流れてしまう。このサージ電流ｉ
ｓは、リンギング波形ＳＬのボトム付近でターンオンさ
せたときに流れるサージ電流ｉｓよりも遙かに大きな電
流である。サージ電流ｉｓによるスイッチングロスが発
生すると共に、サージ電流ｉｓによるノイズの発生も問
題である。

【００２１】さて、上述したように自励式のスイッチン
グ電源回路１０では、スイッチング周波数の上昇が問題
となった。この問題は軽負荷時にスイッチング周波数を
低周波数側にロックさせることによってスイッチングロ
スの上昇を抑えることができる。しかし、そうするため
には、例えばトランジスタ２２のターンオフ期間を強制
的にある一定の長さにロックさせる必要がある。

【００２２】例えば図１５Ａのような軽負荷時のスイッ
チング信号のオンオフ周期を、例えば同図Ｄのようなパ
ルス幅をもった周期に制御されることになる。こうする
と、トランジスタ２２のターンオフ期間が長くなって、
図１５Ｅ，Ｆに示すように、電流の不連続状態が発生す
る。

【００２３】電流不連続モードになると、上述したリン
ギング信号ＳＬが発生するため、リンギング信号ＳＬの
うち端子１４に印加された入力電圧Ｖｉｎを越えたリン
ギング波形のトップ付近でトランジスタ２２がターンオ
ンすると、トランス１２の結合容量、２次側の整流回路
１８に設けられたダイオード１９の接合容量およびトラ
ンス１２のリーケージインダクタンスを介して図１５
Ｇ，Ｈのように大きなサージ電流（短絡電流）ｉｓが流
れることになる。

【００２４】この問題を解決するには、自励式で、しか
も軽負荷時スイッチング信号をロックすると共に、サー
ジ電流が発生しないように工夫すればよい。

【００２５】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特に自励式で出力電圧の安定
化を図ると共に、軽負荷になったときにはスイッチング
周波数をある周波数付近にロックすることに加え、その
ときのトランジスタのターンオンタイミングを制御する
ことで、スイッチングロス、サージ電流、サージノイズ
の何れも軽減できるスイッチング電源回路を提案するも
のである。

【００２６】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に記載したこの発明に係るスイッチング電
源回路では、直流電源が接続された励磁コイルと、負荷
が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続され
たドライブコイルとで構成されたフライバックトランス
と、上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、
このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段とを有し、このスイッチ
ング制御手段は、出力電圧が一定となるように上記スイ
ッチング素子のオン期間をコントロールする電圧安定化
手段と、軽負荷時に上記スイッチング素子のオフ期間を
一定となるように制御する周波数制御手段とで構成さ
れ、この周波数制御手段には、上記スイッチング素子の
オフ期間を一定にするオフ期間制御部と、上記スイッチ
ング素子のオフ期間に発生するリンギング信号のうちそ
のボトム付近を検出するボトム検出部が設けられ、上記
軽負荷時には上記リンギング信号のボトム付近で上記ス
イッチング素子がターンオンするような制御信号が出力
されるようになされたことを特徴とする。

【００２７】この発明では、通常の動作モードではスイ
ッチング周波数を制御しながら出力電圧の安定化を図
る。軽負荷になると周波数制御手段が作動してスイッチ
ング周波数を所定の周波数付近にロックする。これと同
時にリンギング波形のボトム付近を検出するボトム検出
部が作動してリンギング波形のボトム付近が検出され
る。このボトム検出信号によってスイッチング素子であ
るトランジスタを強制的にターンオンさせる。

【００２８】この制御で、スタンバイモードのような軽
負荷時におけるスイッチングロス、サージ電流、サージ
ノイズの何れも軽減できる。

【００２９】

【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ング電源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図１に示すこの発明に係るスイッチング電源回路
１０は、自励式のスイッチング電源回路と、他励式のス
イッチング電源回路の双方のメリットを兼ね備えた構成
となっている。

【００３０】この実施の形態においても、電源トランス
としてフライバックトランス１２を有する。フライバッ
クトランス１２には励磁コイル１２ａ、出力コイル１２
ｂ、ドライブコイル１２ｃが設けられ、この実施の形態
ではこのドライブコイル１２ｃにさらに電圧検出コイル
１２ｄが設けられている。それぞれのコイルの極性を
「・」で示す。励磁コイル１２ａには直流電源が供給さ
れる。そのため端子１４に供給された直流電源がコンデ
ンサ１６で充電され、その充電電圧が励磁コイル１２ａ
に印加される。出力コイル１２ｂには整流回路１８を介
して負荷２０が接続される。

【００３１】励磁コイル１２ａにはスイッチング素子と
して機能するトランジスタ、この例ではＭＯＳ型電界効
果トランジスタ２２が接続され、このトランジスタ２２
にはこのトランジスタを制御するスイッチング制御手段
５０が設けられる。スイッチング制御手段５０はＩＣ回
路として構成されている。

【００３２】スイッチング制御手段５０は後述するよう
に、出力電圧の安定化を図る電圧安定化手段６０の他
に、軽負荷時に動作する周波数制御手段７０と、その終
段部に設けられた制御トランジスタ部とで構成される。
終段部に設けられた制御トランジスタ部は、直列接続さ
れた第１および第２の制御素子Ｑ１，Ｑ２で構成され、
第１の制御素子Ｑ１としてこの例ではバイポーラ・トラ
ンジスタが使用され、第２の制御素子Ｑ２として電界効
果トランジスタが使用された場合を示す。

【００３３】第１の制御素子Ｑ１としてバイポーラ・ト
ランジスタを使用する理由は、ここに電界効果トランジ
スタを使用すると、ドライブコイル１２ｃが逆バイアス
になったときに電界効果トランジスタの寄生ダイオード
を介して接地側からドライブコイル１２ｃ方向に短絡電
流が流れてしまう。この電流による損失が発生するの
で、第１の制御素子Ｑ１としてバイポーラ・トランジス
タを使用して流れる電流を阻止し、損失の発生を抑える
ためである。

【００３４】主としてトランジスタ２２のオンオフ期間
を制御する第２のトランジスタＱ２のドレイン側には端
子５０ａを介して起動抵抗２４が接続される。この起動
抵抗２４は励磁コイル１２ａとスイッチングトランジス
タ２２のドレインの双方に接続される。また第２のトラ
ンジスタＱ２のゲートと端子５０ａとの間にはドライブ
抵抗１０２が接続され、第１と第２のトランジスタＱ
１，Ｑ２の接続中点ｐには抵抗１０４を介してスイッチ
ングトランジスタ２２のゲートに接続される。

【００３５】ドライブコイル１２ｃに誘起されたドライ
ブ電圧は抵抗１０６とコンデンサ１０８の直列回路およ
び端子５０ａを介して第２のトランジスタＱ２のゲート
とドレインに接続される。

【００３６】検出コイル１２ｄには整流回路１１０が接
続され、検出コイル１２ｄに発生する電圧（出力電圧に
関連した電圧）がスイッチング制御手段５０の電源端子
５０ｄに供給される。この電源端子５０ｄには動作電圧
Ｖｒｅｆを得るレギュレータ１１４が接続されている。
端子５０ｄの電圧はさらに一対の直列抵抗１１２ａ，１
１２ｂによって分圧され、その接続中点ｑに得られる分
圧電圧が端子５０ｃを介して電圧安定化手段６０に供給
される。

【００３７】電圧安定化手段６０は第１の電圧比較器６
２と、その出力ＯＰ１が供給される上述した第１のトラ
ンジスタＱ１とで構成される。第１の電圧比較器６２は
逆相（反転）入力端子（−）に印加された基準電圧Ｖ１
と、その正相（同相）入力端子（＋）に供給された検出
電圧Ｖｄとが比較されるオペアンプ動作であり、基準電
圧Ｖ１以上に上昇したときには、その入力電圧値そのも
のが出力される。つまりアナログ出力ＯＰ１が得られ
る。第１の電圧比較器６２の出力ＯＰ１はゲインが
「１」のバッファアンプ６４および電流制御用の抵抗６
６を介して第１のトランジスタＱ１のベースに供給され
る。

【００３８】周波数制御手段７０は、スイッチングトラ
ンジスタ２２のオフ期間を制御するオフ期間制御部８０
と、リンギング波形のボトム付近を検出するためのボト
ム検出部９０とで構成され、それぞれの出力が多入力構
成の電圧比較器（第２の電圧比較器）７２に供給され
る。

【００３９】オフ期間制御部８０から説明すると、これ
は図示するようにオープンコレクタ構成の第３の電圧比
較器８２と、タイマー回路８６とで構成され、第３の電
圧比較器８２の正相入力端子にアナログ出力ＯＰ１が供
給されて、その逆相入力端子に印加された第３の基準電
圧Ｖ３と比較される。第３の電圧比較器８２の出力ＯＰ
３は抵抗８４によってプルアップされる。第１の電圧比
較器６２のゲインが「１」であるときには、第１と第３
の基準電圧Ｖ１，Ｖ３の関係は、Ｖ３＞Ｖ１に選定され
る。

【００４０】第３の電圧比較器８２はヒステリシス特性
となるように構成されており、アナログ出力ＯＰ１が第
３の基準電圧Ｖ３を越えたとき、負荷２０は軽負荷モー
ドに遷移したと判断する。軽負荷時には検出電圧Ｖｄが
通常よりも上昇しようとするからである。軽負荷検出時
には第３の電圧比較器８２はオープンコレクタであるの
で、その出力ＯＰ３がローレベル「Ｌ」に反転する。

【００４１】軽負荷検出出力ＯＰ３が「Ｌ」であると
き、タイマー回路８６が動作して一定期間Ｔｏの制御パ
ルスＳＴが出力される。第２の電圧比較器７２は３入力
構成となされ、その第１の正相入力端子（＋１）に上述
した制御パルス（タイマー出力パルス）ＳＴが供給され
る。

【００４２】一方、ボトム検出部９０は、第４の電圧比
較器９２で構成され、その正相入力端子にはドライブコ
イル１２ｃで誘起されたドライブ電圧（Ｖｄ）が端子５
０ｅを介して供給され、またその逆相入力端子に第４の
基準電圧Ｖ４が印加される。スイッチングトランジスタ
２２がターンオフとなっている期間にはトランス１２の
一次側にリンギング信号ＳＬが発生するので、それと同
じ波形のリンギング波形ＳＬがドライブ電圧に現れる。
このリンギング波形ＳＬからそのボトムが検出される。
正相入力端子側に接続されたツエナーダイオード９４は
入力電圧制限用である。

【００４３】この第４の電圧比較器９２もヒステリシス
特性となされ、そのスレショールドレベルの具体例につ
いては後述するが、このスレショールドレベルを設ける
ことによって、リンギング波形ＳＬのボトムを検出する
ことができる。第４の電圧比較器９２ではリンギング波
形ＳＬのボトムが検出されたとき「Ｈ」レベルの出力
（ボトム検出出力）ＯＰ４が得られる。

【００４４】このボトム検出出力ＯＰ４は第２の電圧比
較器７２に設けられた第２の正相入力端子（＋２）に供
給され、その逆相入力端子に印加された第２の基準電圧
Ｖ２と比較される。第２の電圧比較器７２では、２つの
正相入力端子の何れか、若しくは双方が「Ｌ」レベルで
あるとき、「Ｌ」レベルの出力が得られ、何れも「Ｈ」
レベルであるとき「Ｈ」レベルの制御出力が得られるよ
うになっている。

【００４５】さて、このように構成されたスイッチング
電源回路１０の動作を図２以下を参照して詳細に説明す
る。

【００４６】図２はスイッチング電源回路として安定し
て動作している定常動作モード時の波形例である。トラ
ンス１２としてフライバックトランスが使用され、励磁
コイル１２ａに流れる電流によって、正方向のドライブ
電圧が発生するようになされているから、自励式のスイ
ッチング電源回路の動作と全く同じである。したがっ
て、起動抵抗２４を介して電流が第２のトランジスタＱ
２のゲートに流れ、これがターンオン状態になると、そ
のときのドレイン電流がスイッチングトランジスタ２２
に流れる。これによって励磁コイル１２ａに電流が流れ
るため、ドライブコイル１２ｃに電圧が誘起され、この
ドライブ電圧によって第２のトランジスタＱ２およびス
イッチングトランジスタ２２が急速にターンオンする。

【００４７】スイッチングトランジスタ２２のターンオ
ンによってドレイン電流Ｉｄ１（図２Ｂ）が流れる。こ
のときの電流の傾きは、Ｖｉｎ／Ｌ（Ｖｉｎは入力電
圧、Ｌは励磁コイル１２ａのインダクタンス）で決ま
る。

【００４８】電流の値が一定値まで上昇すると、電流が
制限されるので、そのときの電流が流れ続けようとする
方向に逆起電力が発生し、この逆起電力と同じ電圧方向
にドライブ電圧が誘起される。このとき抵抗１０６およ
びコンデンサ１０８を介して第２のトランジスタＱ２の
ゲートに供給されるドライブ電圧は第２のトランジスタ
Ｑ２を逆バイアスする方向の電圧であるので、この第２
のトランジスタＱ２の寄生ダイオードを介してスイッチ
ングトランジスタ２２のゲート電荷が放電されるため、
このスイッチングトランジスタ２２が急速にターンオフ
する。

【００４９】スイッチングトランジスタ２２がターンオ
フすると、二次側出力電流Ｉｄ２が流れて（図２Ｃ）、
励磁エネルギーの放出が行われる。そして二次側出力電
流Ｉｄ２がゼロになると、トランス１２のリーケージイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーによるリンギング
が始まろうとする。

【００５０】しかし、このときのリンギング波形ＳＬに
よるドライブコイル１２ｃに誘起される電圧は、第２の
トランジスタＱ２を正バイアスする方向の電圧であるた
め、これによって第２のトランジスタＱ２が急速にター
ンオンする。したがってリンギングが連続して発生する
ことがなく、スイッチングトランジスタ２２のオンオフ
動作が繰り返される。

【００５１】このように、一次側のドレイン電流Ｉｄ１
と、二次側の出力電流Ｉｄ２とが殆ど連続的に流れる臨
界電流モードでの動作であるために、スイッチングトラ
ンジスタ２２のドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓは図２
Ａとなり、またそれに伴った電流Ｉｄ１，Ｉｄ２は図２
Ｂ，Ｃのようになるから、サージ電流ｉｓは大幅に軽減
される。

【００５２】次に、上述した制御状態で負荷２０が軽く
なる方向に遷移したときには、図３のように端子５０ｃ
に印加された検出電圧が上昇するので、この検出電圧が
第１の基準電圧Ｖ１を越えると、それに伴った出力電圧
ＯＰ１が得られる。このアナログ出力電圧ＯＰ１は第１
のトランジスタＱ１のインピーダンスを下げる方向に作
用するので、これによってスイッチングトランジスタ２
２へのゲート電圧が減少する。

【００５３】このゲート電圧の減少によってスイッチン
グトランジスタ２２は直ぐにターンオフするから、結果
としてこの出力電圧ＯＰ１によってスイッチングトラン
ジスタ２２のターンオン期間ＴａがＴａ'（図２Ｄ参
照）のように制御されたことになり、出力電圧の上昇が
抑えられ、出力電圧の安定化が図られる（図２Ｅ，
Ｆ）。ただし、そのときのスイッチング周波数は、オン
周期とオフ周期のデューティーが一定なので、周期Ｔ'
が通常よりも短くなるので、結果として定常動作モード
のときよりも高くなる。

【００５４】続いて、スタンバイモードのような軽負荷
モードに遷移したときの動作を説明する。この場合に
は、図２Ｄ以下のような制御モードのときよりもさらに
第１の電圧比較器（オペアンプ）６２の出力電圧が上昇
して検出電圧が上昇する。その値が第３の基準電圧Ｖ３
以上になると（図３参照）、軽負荷検出出力ＯＰ３が得
られる。この軽負荷検出出力ＯＰ３は「Ｌ」レベルであ
るため、このとき始めてタイマー回路８６が動作する。
タイマー回路８６が動作するとそのときの出力ＳＴはタ
イマー回路８６で決められた時間Ｔｆだけローレベルと
なる。このローレベルのタイマー出力ＳＴが出力される
と第２の電圧比較器７２はローレベルに反転する。これ
によって第２のトランジスタＱ２は強制的にターンオフ
され、これに伴ってスイッチングトランジスタ２２がタ
ーンオフする。

【００５５】ターンオフしている期間Ｔｆは、これにタ
ーンオン期間Ｔａを加えたときの周期の長さで決まるス
イッチング周波数が、少なくとも可聴帯域よりも高い周
波数帯域にあるように設定する。例えばＴｆ＝３０μｓ
ｅｃであり、Ｔａ＝２０μｓｅｃであったときには、そ
のときの周波数は２０ｋＨｚとなる（図４参照）。

【００５６】この軽負荷モード時に負荷が多少減少した
場合は、電圧安定化手段６０によって、スイッチングト
ランジスタ２２に対するターンオン期間Ｔａを制御する
ことで安定化することができる。したがってそのときに
はターンオン期間Ｔａの短縮に伴って、繰り返し周期
（＝Ｔｆ＋Ｔａ）がさらに短くなるから、その分だけス
イッチング周波数が２０ｋＨｚよりも上昇することにな
る（図４および図１３参照）。

【００５７】なお、図４では可聴帯域に入らないよう
に、最初の検出負荷が２０ｋＨｚよりも幾分高い周波数
となるように、Ｔｆ，Ｔａの関係が第３の基準電圧Ｖ３
のレベルやトランス１２の巻数比により選定されてい
る。

【００５８】タイマー出力ＳＴがハイレベルに反転する
と、第２のトランジスタＱ２がターンオンし、スイッチ
ングトランジスタ２２もターンオンするから、そのとき
の動作は図５のようになる。

【００５９】ここで、スタンバイモードのような軽負荷
時にはタイマー回路８６によってスイッチングトランジ
スタ２２のターンオフ期間が強制的に長くされ、結果と
してスイッチング周波数が低くなるように制御される。
つまりスイッチング周波数のロックモードとなる。

【００６０】そのため、スイッチングトランジスタ２２
のオン期間Ｔａとオフ期間Ｔｂの比が、トランス巻線比
Ｎｐ：Ｎｓに比例した値にはならなくなるので、電流不
連続モードとなる。これによって、スイッチングトラン
ジスタ２２のターンオフ期間にリンギング信号ＳＬが発
生する。

【００６１】一方、このリンギング信号ＳＬはドライブ
コイル１２ｃにも誘起されるから、そのときの電圧波形
は図５Ｃのようになる。このドライブ電圧が図１の端子
５０ｅを介してボトム検出用第４の電圧比較器９２に供
給される。この第４の電圧比較器９２では図６Ａのよう
に第４の基準電圧Ｖ４を第１のスレショールドレベルＶ
ｔｈ１とし、これよりも高いレベルを第２のスレショー
ルドレベルＶｔｈ２として設定してある。

【００６２】この２つのスレショールドレベルを設定す
ることによって、リンギング波形ＳＬのボトムを検出す
る。すなわち、リンギング波形ＳＬのうちボトム側から
トップ側に電圧が変化するときハイレベルが出力され、
トップ側からボトム側に電圧が変化するときローレベル
が出力されるようなヒステリシス特性となるように、第
４の電圧比較器９２が構成される。その結果、第４の電
圧比較器９２からは図６Ｂに示すような矩形波となされ
たボトム検出出力ＯＰ３が得られ、ボトム検出出力ＯＰ
４がハイレベルからローレベルに反転するときがリンギ
ング波形ＳＬのボトム付近であると言える。

【００６３】ところで、図５Ａ，Ｂのようにターンオフ
の後半部、つまり二次側出力電流Ｉｄ２がゼロになった
瞬間から、上述したようにリンギング信号ＳＬが発生す
る。このリンギング信号ＳＬの発生タイミングはタイマ
ー回路８６より出力されたタイマー出力ＳＴがローレベ
ルとなっている期間内である。

【００６４】そのため、図５Ｂ，Ｃ，Ｄからも明らかな
ように第２の電圧比較器７２に供給されるタイマー出力
ＳＴがハイレベルで、ボトム検出出力ＯＰ４もハイレベ
ルとなるのは、スイッチングトランジスタ２２を強制的
にターンオフさせた直後の、リンギング波形ＳＬがボト
ムとなる最初の時点ｔｘである。この時点ｔｘで第２の
トランジスタＱ２がターンオンし、同時にスイッチング
トランジスタ２２もターンオンする。つまり、リンギン
グ波形ＳＬのボトム付近でスイッチングトランジスタ２
２をターンオンさせることができる。

【００６５】このような制御によって軽負荷時スイッチ
ング周波数を低めに誘導することができ、スイッチング
ロスを少なくできる。スイッチング周波数を低く設定し
ても必ずリンギング波形ＳＬのボトム付近でスイッチン
グトランジスタ２２をターンオンさせることができるか
ら、最もサージ電流の少ないタイミングでスイッチング
トランジスタ２２をターンオンできる。その結果、サー
ジ電流が少なく、そのときのスイッチングロスも、サー
ジノイズも共に軽減できる。

【００６６】上述した実施形態で、ボトム検出部９０と
してピークホールド検出を行い、そのときの出力をボト
ム検出出力ＯＰ４として利用すれば、リンギング波形Ｓ
Ｌのボトムを確実に検出できることになるから、サージ
電流を一層小さくでき、ノイズも大幅に軽減できる。

【００６７】また、リンギング波形ＳＬをドライブコイ
ル１２ｃから得るようにした場合を例示したが、例えば
検出コイル１２ｄの整流回路１１０側から検出すること
もできる。ただし、この場合にはリンギング波形ＳＬの
極性が逆転するので、リンギング波形ＳＬのうちトップ
側からボトム側に変化するときハイレベルとなるように
第４の電圧比較器９２を構成すればよい。

【００６８】図７はこの発明の他の実施形態を示すもの
で、この実施の形態では２次側の出力コイル１２ｂ側に
得られる出力電圧から電圧安定化のための電圧を得るよ
うにした場合で、電圧検出部として機能する抵抗２６と
ツエナーダイオード２８およびホトカプラー３０を接続
し、ホトカプラー３０を構成するホトトランジスタ３２
が端子５０ｃと５０ｄとの間に接続される。これによっ
て２次側の出力電圧が上昇しようとするとき端子５０ｃ
の電圧が上昇するので、スイッチングトランジスタ２２
がターンオフする方向に働く。その他の構成は図１と同
様であるので、その説明は割愛する。この構成では一対
の分圧抵抗１１２ａ，１１２ｂを省略できる。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、自励
式で出力電圧の安定化を図ると共に、軽負荷になったと
きにはスイッチング周波数をある周波数付近にロックす
ることに加え、そのときのトランジスタのターンオンタ
イミングを制御するようにしたものである。

【００７０】このように通常の動作モードではスイッチ
ング周波数を制御しながら出力電圧の安定化を図り、軽
負荷になると周波数制御手段が作動してスイッチング周
波数を所定の周波数付近にオフ期間をロックさせると同
時に、リンギング波形のボトム付近を検出することでス
イッチングトランジスタを強制的にターンオンさせるこ
とができる。

【００７１】この制御で、スタンバイモードのような軽
負荷時におけるスイッチングロス、サージ電流、サージ
ノイズの何れも軽減できる。したがってこの発明に係る
スイッチング電源回路は、省電力指向のテレビ受像機や
オーディオ機器などの電子機器の電源回路に適用して極
めて好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るスイッチング電源回路の一実施
の形態を示す要部の接続図である。

【図２】その動作説明に使用する波形図である。

【図３】軽負荷検出の説明に使用する波形図である。

【図４】周波数ロックを説明する周波数遷移図である。

【図５】軽負荷モードでの動作説明に使用する波形図で
ある。

【図６】その一部を拡大して示す波形図である。

【図７】この発明に係るスイッチング電源回路の他の実
施の形態を示す要部の接続図である。

【図８】従来の自励式スイッチング電源回路の接続図で
ある。

【図９】その動作説明図である。

【図１０】従来のＰＷＭ方式（他励式）スイッチング電
源回路の接続図である。

【図１１】その動作を説明する波形図である（その
１）。

【図１２】その動作を説明する波形図である（その
２）。

【図１３】負荷とスイッチング周波数との関係を示す図
である。

【図１４】サージ電流を説明するための波形図である
（その１）。

【図１５】サージ電流を説明するための波形図である
（その２）。

【符号の説明】

１２・・・トランス、１２ａ・・・励磁コイル、１２ｂ
・・・出力コイル、１２ｃ・・・ドライブコイル、１２
ｄ・・・検出コイル、１４・・・直流電源、２２・・・
スイッチングトランジスタ、２４・・・起動抵抗、５０
・・・スイッチング制御手段、６０・・・電圧安定化手
段、６２，７２，８２，９２・・・電圧比較器、７０・
・・周波数制御手段、８０・・・オフ期間制御部、９０
・・・ボトム検出部、Ｑ１，Ｑ２・・・制御素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源が接続された励磁コイルと、負
荷が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続さ
れたドライブコイルとで構成されたフライバックトラン
スと、上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段とを有し、このスイッチング制御手段は、出力電圧が一定となるよ
うに上記スイッチング素子のオン期間をコントロールす
る電圧安定化手段と、軽負荷時に上記スイッチング素子
のオフ期間を一定となるように制御する周波数制御手段
とで構成され、この周波数制御手段には、上記スイッチング素子のオフ
期間を一定にするオフ期間制御部と、上記スイッチング
素子のオフ期間に発生するリンギング信号のうちそのボ
トム付近を検出するボトム検出部が設けられ、上記軽負荷時には上記リンギング信号のボトム付近で上
記スイッチング素子がオンするような制御信号が出力さ
れるようになされたことを特徴とするスイッチング電源
回路。
【請求項２】上記ドライブコイルに接続された検出コ
イルで、出力電圧が検出され、この検出電圧が上記電圧
安定化手段に供給されるようになされたことを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記電圧安定化手段は、第１の電圧比較
器と上記スイッチング素子に接続された第１の制御素子
とで構成され、上記第１の電圧比較器からは、上記検出電圧が基準電圧
以上になったとき、そのレベルに応じたアナログ出力と
なって得られるように構成され、このアナログ出力に応じて上記第１の制御素子のインピ
ーダンスを制御することで上記スイッチング素子をオフ
状態に制御するようにしたことを特徴とする請求項１記
載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記周波数制御手段には、複数の入力端
子を有する第２の電圧比較器と、その出力によって制御
される第２の制御素子が設けられ、この第２の制御素子によって上記スイッチング素子のオ
ンオフ状態が制御されると共に、上記第２の電圧比較器に上記オフ期間制御部からの出力
と、上記ボトム検出部からの検出信号が供給されること
によって、上記スイッチング素子のオフ期間経過後に得
られる上記検出信号の出力タイミングで、上記スイッチ
ング素子が強制的にオン状態に復帰するようにしたこと
を特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記オフ期間制御部は、上記第１の電圧
比較器のアナログ出力電圧が供給される第３の電圧比較
器と、その出力が供給されるタイマー回路とで構成さ
れ、軽負荷時に上記検出電圧が基準電圧以上に上昇したと
き、上記タイマー回路が作動して、上記第２の制御素子
がオフ状態に制御されるようになされたことを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記ボトム検出部は、第４の電圧比較器
を有し、この第４の電圧比較器には上記ドライブコイル
に発生するリンギング信号が供給されるようになされる
と共に、上記リンギング信号の変化時点に応じたボトム検出信号
が上記第２の電圧比較器に供給されるようになされたこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記出力コイルに得られる出力電圧を検
出する出力電圧の検出手段が設けられ、その出力が上記
第１の電圧比較器に供給されるようになされたことを特
徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】上記スイッチング素子は、電界効果トラ
ンジスタであることを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項９】上記第１の制御素子は、トランジスタで
あることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源
回路。
【請求項１０】上記第２の制御素子は、電界効果トラ
ンジスタであることを特徴とする請求項４記載のスイッ
チング電源回路。