JP2001298949A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JP2001298949A JP2001298949A JP2000107064A JP2000107064A JP2001298949A JP 2001298949 A JP2001298949 A JP 2001298949A JP 2000107064 A JP2000107064 A JP 2000107064A JP 2000107064 A JP2000107064 A JP 2000107064A JP 2001298949 A JP2001298949 A JP 2001298949A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】軽負荷時のスイッチングロス、サージ電流、ノ
イズを軽減する。 【解決手段】フライバックトランス12と、励磁コイル
12aに接続されたスイッチング素子22と、スイッチ
ング素子とドライブコイル12cとの間に接続されたス
イッチング制御手段50を有する。スイッチング制御手
段は、出力電圧が一定となるようにスイッチング素子の
オフ期間をコントロールする電圧安定化手段60と、軽
負荷時にスイッチング素子のオフ期間を一定となるよう
に制御する周波数制御手段70とで構成される。周波数
制御手段にはスイッチング素子のオフ期間を一定にする
オフ期間制御部80と、このターンオフ期間に発生する
リンギング信号SLのボトム付近を検出するボトム検出
部90が設けられる。軽負荷時にはリンギング信号のボ
トム付近でスイッチング素子をターンオンさせて、軽負
荷時のスイッチングロス、サージ電流、ノイズを軽減す
る。
イズを軽減する。 【解決手段】フライバックトランス12と、励磁コイル
12aに接続されたスイッチング素子22と、スイッチ
ング素子とドライブコイル12cとの間に接続されたス
イッチング制御手段50を有する。スイッチング制御手
段は、出力電圧が一定となるようにスイッチング素子の
オフ期間をコントロールする電圧安定化手段60と、軽
負荷時にスイッチング素子のオフ期間を一定となるよう
に制御する周波数制御手段70とで構成される。周波数
制御手段にはスイッチング素子のオフ期間を一定にする
オフ期間制御部80と、このターンオフ期間に発生する
リンギング信号SLのボトム付近を検出するボトム検出
部90が設けられる。軽負荷時にはリンギング信号のボ
トム付近でスイッチング素子をターンオンさせて、軽負
荷時のスイッチングロス、サージ電流、ノイズを軽減す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、テレビ受像機や
オーディオ製品の電源回路に適用できる省電力型のスイ
ッチング電源回路に関する。詳しくは、自励型のスイッ
チング電源回路を基礎として、これに軽負荷時における
スイッチング周波数を一定に制御すると共に、スイッチ
ング素子のオフ期間に発生するリンギング波形のボトム
付近で、このスイッチング素子をオン状態に制御するこ
とで、スイッチングロスを少なくすると共に、サージ電
流を低減してサージノイズを軽減できるようにしたもの
である。
オーディオ製品の電源回路に適用できる省電力型のスイ
ッチング電源回路に関する。詳しくは、自励型のスイッ
チング電源回路を基礎として、これに軽負荷時における
スイッチング周波数を一定に制御すると共に、スイッチ
ング素子のオフ期間に発生するリンギング波形のボトム
付近で、このスイッチング素子をオン状態に制御するこ
とで、スイッチングロスを少なくすると共に、サージ電
流を低減してサージノイズを軽減できるようにしたもの
である。
【0002】
【従来の技術】テレビ受像機や各種オーディオ製品で
は、省電力型の電源回路としてスイッチング電源回路が
使用されるようになってきた。スイッチング電源回路と
しては周知のように自励式と他励式のものが知られてい
る。図8はこのうち自励式のスイッチング電源回路10
の従来例である。
は、省電力型の電源回路としてスイッチング電源回路が
使用されるようになってきた。スイッチング電源回路と
しては周知のように自励式と他励式のものが知られてい
る。図8はこのうち自励式のスイッチング電源回路10
の従来例である。
【0003】この電源回路10はRCC(リンギング・
チョーク・コンバータ)とも称呼される電源回路であっ
て、フライバックトランス12を有する。フライバック
トランス12には励磁コイル12a、出力コイル12
b、ドライブコイル12cが設けられ、励磁コイル12
aには端子14に供給された直流電源がコンデンサ16
で充電され、充電された電圧が印加される。出力コイル
12bには整流回路18を介して負荷20が接続され
る。
チョーク・コンバータ)とも称呼される電源回路であっ
て、フライバックトランス12を有する。フライバック
トランス12には励磁コイル12a、出力コイル12
b、ドライブコイル12cが設けられ、励磁コイル12
aには端子14に供給された直流電源がコンデンサ16
で充電され、充電された電圧が印加される。出力コイル
12bには整流回路18を介して負荷20が接続され
る。
【0004】励磁コイル12aにはスイッチング素子と
して機能するトランジスタ(この例ではMOS型電界効
果トランジスタ)22が接続され、そのゲート・ドレイ
ン間には起動抵抗24が接続される。トランジスタ22
のゲートにはドライブコイル12cで発生するドライブ
電圧Vdが供給される。
して機能するトランジスタ(この例ではMOS型電界効
果トランジスタ)22が接続され、そのゲート・ドレイ
ン間には起動抵抗24が接続される。トランジスタ22
のゲートにはドライブコイル12cで発生するドライブ
電圧Vdが供給される。
【0005】また、整流回路18の出力電圧は、電圧検
出部として機能する抵抗26とツェナーダイオード28
を介してホトカプラー30に供給され、その出力でトラ
ンジスタ22のターンオンが制御される。
出部として機能する抵抗26とツェナーダイオード28
を介してホトカプラー30に供給され、その出力でトラ
ンジスタ22のターンオンが制御される。
【0006】このように構成された電源回路10は、ト
ランジスタ22のオン期間、換言すればスイッチング周
波数を可変することで出力電圧の安定化を図るものであ
って、図9は定常状態での動作モードを示す。
ランジスタ22のオン期間、換言すればスイッチング周
波数を可変することで出力電圧の安定化を図るものであ
って、図9は定常状態での動作モードを示す。
【0007】図9A,Bにおいて、直流電源が端子14
に印加されると起動抵抗24を介してトランジスタ22
のゲートに僅かな電流が漏れ出す。この電流によって励
磁コイル12aを介してトランジスタ22にドレイン電
流Id1が流れ、このドレイン電流Id1によってドラ
イブコイル12cには正方向のドライブ電圧が誘起され
る。この誘起電圧によってトランジスタ22は急速にタ
ーンオン状態となる。
に印加されると起動抵抗24を介してトランジスタ22
のゲートに僅かな電流が漏れ出す。この電流によって励
磁コイル12aを介してトランジスタ22にドレイン電
流Id1が流れ、このドレイン電流Id1によってドラ
イブコイル12cには正方向のドライブ電圧が誘起され
る。この誘起電圧によってトランジスタ22は急速にタ
ーンオン状態となる。
【0008】ドレイン電流Id1がピーク値まで流れる
と、今度はこのドレイン電流Id1が僅かに減少する
が、このドレイン電流Id1の減少に対してそれを妨げ
る方向に逆起電力が発生する。この逆起電力によってド
ライブコイル12cにはドライブ方向とは逆方向のドラ
イブ電圧が誘起され、これでトランジスタ22は急激に
ターンオフ状態となる。
と、今度はこのドレイン電流Id1が僅かに減少する
が、このドレイン電流Id1の減少に対してそれを妨げ
る方向に逆起電力が発生する。この逆起電力によってド
ライブコイル12cにはドライブ方向とは逆方向のドラ
イブ電圧が誘起され、これでトランジスタ22は急激に
ターンオフ状態となる。
【0009】トランジスタ22がターンオフすると、整
流回路18のダイオードが導通して出力コイル12bに
蓄積された励磁エネルギーが負荷20側に放出される。
そのため、出力電流Id2は図9Cのようになる。
流回路18のダイオードが導通して出力コイル12bに
蓄積された励磁エネルギーが負荷20側に放出される。
そのため、出力電流Id2は図9Cのようになる。
【0010】出力電流Id2がゼロになると、トランス
12のリーケージインダクタンスに蓄積された一次側エ
ネルギーは、共振回路を構成するこのリーケージインダ
クタンスと一次側の浮遊容量との間でエネルギーの蓄積
と放出がなされるから、図9Aのようなリンギング信号
SLが発生することになる。
12のリーケージインダクタンスに蓄積された一次側エ
ネルギーは、共振回路を構成するこのリーケージインダ
クタンスと一次側の浮遊容量との間でエネルギーの蓄積
と放出がなされるから、図9Aのようなリンギング信号
SLが発生することになる。
【0011】しかし、一次側エネルギーが発生すると、
ドライブコイル12cにもこの一次側エネルギーに伴う
電圧が発生する。この電圧Vdは図9Dに示すように、
正方向のドライブ電圧であることから、リンギング信号
SLの最初のサイクルのうち、ドライブ電圧Vdが最も
大きくなる波形のタイミングで、同時に抵抗24よりバ
イアス電圧がかかっているので(図9Aではボトム付
近)、トランジスタ22は急峻にターンオンする。この
ようにエネルギーを利用してトランジスタ22はオンオ
フ動作を繰り返す。このように自励の発振動作を継続す
ることで、出力電圧が得られる。
ドライブコイル12cにもこの一次側エネルギーに伴う
電圧が発生する。この電圧Vdは図9Dに示すように、
正方向のドライブ電圧であることから、リンギング信号
SLの最初のサイクルのうち、ドライブ電圧Vdが最も
大きくなる波形のタイミングで、同時に抵抗24よりバ
イアス電圧がかかっているので(図9Aではボトム付
近)、トランジスタ22は急峻にターンオンする。この
ようにエネルギーを利用してトランジスタ22はオンオ
フ動作を繰り返す。このように自励の発振動作を継続す
ることで、出力電圧が得られる。
【0012】一方、スイッチング電源回路10として他
励式のものの代表的な構成を図10に示す。この他励式
の電源回路10においてもトランス12には複数のコイ
ル(トランス巻線)12a,12b,12cが巻き付け
られており、励磁コイル12aには直流電源が供給さ
れ、出力コイル12bには負荷20が接続される。そし
て、スイッチング素子としての電界効果トランジスタ2
2とドライブコイル12cとの間にはPWMコントロー
ラ40が接続される。
励式のものの代表的な構成を図10に示す。この他励式
の電源回路10においてもトランス12には複数のコイ
ル(トランス巻線)12a,12b,12cが巻き付け
られており、励磁コイル12aには直流電源が供給さ
れ、出力コイル12bには負荷20が接続される。そし
て、スイッチング素子としての電界効果トランジスタ2
2とドライブコイル12cとの間にはPWMコントロー
ラ40が接続される。
【0013】つまりこの他励式のスイッチング電源回路
10は、スイッチング信号Paのパルス幅を可変して出
力電圧の安定化を図るもので、図11に示すようにこの
例ではスイッチング信号Paのオン期間TaをPWM変
調するように構成されている。負荷20が重くなるとオ
ン期間Taを通常の場合よりも広げ(同図A,B)、負
荷20が軽くなるにしたがってオン期間Taを狭めるよ
うなパルス幅制御(PWM制御)が行われる。
10は、スイッチング信号Paのパルス幅を可変して出
力電圧の安定化を図るもので、図11に示すようにこの
例ではスイッチング信号Paのオン期間TaをPWM変
調するように構成されている。負荷20が重くなるとオ
ン期間Taを通常の場合よりも広げ(同図A,B)、負
荷20が軽くなるにしたがってオン期間Taを狭めるよ
うなパルス幅制御(PWM制御)が行われる。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図8に示す
自励式のスイッチング電源回路では、安価で、スイッチ
ングノイズが少ないなどの特徴を有するが、その反面軽
負荷時のスイッチングロスが増える欠点がある。これは
次のような理由に基づく。
自励式のスイッチング電源回路では、安価で、スイッチ
ングノイズが少ないなどの特徴を有するが、その反面軽
負荷時のスイッチングロスが増える欠点がある。これは
次のような理由に基づく。
【0015】このスイッチング電源回路10では、トラ
ンス12の励磁コイル12aの巻数Npと、出力コイル
12bの巻数Nsとの比で、図12Aに示すようにスイ
ッチング信号のオン期間Taと、オフ期間Tbとの比が
決まる。この比は常に一定である。したがって軽負荷の
ときには、励磁エネルギーを抑えるため、トランジスタ
22のオン期間を短くするような制御(図12BのTa
→Ta')となる。オン期間Taを短くするとそれに伴
ってオフ期間Tbも、Np:Nsに応じて狭くなる(T
b→Tb')。その結果、繰り返し周期が短くなってス
イッチング周波数が高くなる(図13直線La)。
ンス12の励磁コイル12aの巻数Npと、出力コイル
12bの巻数Nsとの比で、図12Aに示すようにスイ
ッチング信号のオン期間Taと、オフ期間Tbとの比が
決まる。この比は常に一定である。したがって軽負荷の
ときには、励磁エネルギーを抑えるため、トランジスタ
22のオン期間を短くするような制御(図12BのTa
→Ta')となる。オン期間Taを短くするとそれに伴
ってオフ期間Tbも、Np:Nsに応じて狭くなる(T
b→Tb')。その結果、繰り返し周期が短くなってス
イッチング周波数が高くなる(図13直線La)。
【0016】スイッチング周波数が高くなると、それだ
け単位時間当たりのスイッチング回数が増えるため、ス
タンバイモードのような軽負荷時ではスイッチングロス
が増大するという問題がある。
け単位時間当たりのスイッチング回数が増えるため、ス
タンバイモードのような軽負荷時ではスイッチングロス
が増大するという問題がある。
【0017】これに対して図10に示す他励式のスイッ
チング電源回路10では、部品点数が少ないために、回
路の信頼性が高いというメリットがある。しかし、場合
によってはスイッチング素子のターンオン時に大きなサ
ージ電流が流れるというデメリットがある。これは他励
式では電流不連続モードでの安定化動作となるためであ
る。
チング電源回路10では、部品点数が少ないために、回
路の信頼性が高いというメリットがある。しかし、場合
によってはスイッチング素子のターンオン時に大きなサ
ージ電流が流れるというデメリットがある。これは他励
式では電流不連続モードでの安定化動作となるためであ
る。
【0018】図14を参照して説明すると、トランジス
タ22のターンオフ期間が長くなると、上述したように
一次側のリーケージインダクタンスに残ったエネルギー
によってリンギング信号(リンギング波形)SLが発生
する。このリンギング信号SLは正弦波状の減衰波形で
あって、図14Cに示すように二次側への励磁エネルギ
ーの放出が終了した時点から発生する。そして、PWM
制御の場合は、固定周波数で、オン期間を可変する。し
たがってオフ期間も可変し、リンギング波形のうちのど
のタイミングでトランジスタ22がターンオンするかは
不定である。
タ22のターンオフ期間が長くなると、上述したように
一次側のリーケージインダクタンスに残ったエネルギー
によってリンギング信号(リンギング波形)SLが発生
する。このリンギング信号SLは正弦波状の減衰波形で
あって、図14Cに示すように二次側への励磁エネルギ
ーの放出が終了した時点から発生する。そして、PWM
制御の場合は、固定周波数で、オン期間を可変する。し
たがってオフ期間も可変し、リンギング波形のうちのど
のタイミングでトランジスタ22がターンオンするかは
不定である。
【0019】そのため、図14A〜Cに示すように、リ
ンギング波形SLのトップ付近でトランジスタ22がタ
ーンオンしたり、あるいは図14D〜Fに示すようにリ
ンギング波形SLのボトム付近でトランジスタ22がタ
ーンオンしたり、そのターンオンのタイミングは一定し
ない。
ンギング波形SLのトップ付近でトランジスタ22がタ
ーンオンしたり、あるいは図14D〜Fに示すようにリ
ンギング波形SLのボトム付近でトランジスタ22がタ
ーンオンしたり、そのターンオンのタイミングは一定し
ない。
【0020】したがって、図14A〜Cに示すように一
次側エネルギーが大きいトップ付近のタイミングでトラ
ンジスタ22がターンオンすると、大きな短絡電流、つ
まりサージ電流isが流れてしまう。このサージ電流i
sは、リンギング波形SLのボトム付近でターンオンさ
せたときに流れるサージ電流isよりも遙かに大きな電
流である。サージ電流isによるスイッチングロスが発
生すると共に、サージ電流isによるノイズの発生も問
題である。
次側エネルギーが大きいトップ付近のタイミングでトラ
ンジスタ22がターンオンすると、大きな短絡電流、つ
まりサージ電流isが流れてしまう。このサージ電流i
sは、リンギング波形SLのボトム付近でターンオンさ
せたときに流れるサージ電流isよりも遙かに大きな電
流である。サージ電流isによるスイッチングロスが発
生すると共に、サージ電流isによるノイズの発生も問
題である。
【0021】さて、上述したように自励式のスイッチン
グ電源回路10では、スイッチング周波数の上昇が問題
となった。この問題は軽負荷時にスイッチング周波数を
低周波数側にロックさせることによってスイッチングロ
スの上昇を抑えることができる。しかし、そうするため
には、例えばトランジスタ22のターンオフ期間を強制
的にある一定の長さにロックさせる必要がある。
グ電源回路10では、スイッチング周波数の上昇が問題
となった。この問題は軽負荷時にスイッチング周波数を
低周波数側にロックさせることによってスイッチングロ
スの上昇を抑えることができる。しかし、そうするため
には、例えばトランジスタ22のターンオフ期間を強制
的にある一定の長さにロックさせる必要がある。
【0022】例えば図15Aのような軽負荷時のスイッ
チング信号のオンオフ周期を、例えば同図Dのようなパ
ルス幅をもった周期に制御されることになる。こうする
と、トランジスタ22のターンオフ期間が長くなって、
図15E,Fに示すように、電流の不連続状態が発生す
る。
チング信号のオンオフ周期を、例えば同図Dのようなパ
ルス幅をもった周期に制御されることになる。こうする
と、トランジスタ22のターンオフ期間が長くなって、
図15E,Fに示すように、電流の不連続状態が発生す
る。
【0023】電流不連続モードになると、上述したリン
ギング信号SLが発生するため、リンギング信号SLの
うち端子14に印加された入力電圧Vinを越えたリン
ギング波形のトップ付近でトランジスタ22がターンオ
ンすると、トランス12の結合容量、2次側の整流回路
18に設けられたダイオード19の接合容量およびトラ
ンス12のリーケージインダクタンスを介して図15
G,Hのように大きなサージ電流(短絡電流)isが流
れることになる。
ギング信号SLが発生するため、リンギング信号SLの
うち端子14に印加された入力電圧Vinを越えたリン
ギング波形のトップ付近でトランジスタ22がターンオ
ンすると、トランス12の結合容量、2次側の整流回路
18に設けられたダイオード19の接合容量およびトラ
ンス12のリーケージインダクタンスを介して図15
G,Hのように大きなサージ電流(短絡電流)isが流
れることになる。
【0024】この問題を解決するには、自励式で、しか
も軽負荷時スイッチング信号をロックすると共に、サー
ジ電流が発生しないように工夫すればよい。
も軽負荷時スイッチング信号をロックすると共に、サー
ジ電流が発生しないように工夫すればよい。
【0025】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特に自励式で出力電圧の安定
化を図ると共に、軽負荷になったときにはスイッチング
周波数をある周波数付近にロックすることに加え、その
ときのトランジスタのターンオンタイミングを制御する
ことで、スイッチングロス、サージ電流、サージノイズ
の何れも軽減できるスイッチング電源回路を提案するも
のである。
を解決したものであって、特に自励式で出力電圧の安定
化を図ると共に、軽負荷になったときにはスイッチング
周波数をある周波数付近にロックすることに加え、その
ときのトランジスタのターンオンタイミングを制御する
ことで、スイッチングロス、サージ電流、サージノイズ
の何れも軽減できるスイッチング電源回路を提案するも
のである。
【0026】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項1に記載したこの発明に係るスイッチング電
源回路では、直流電源が接続された励磁コイルと、負荷
が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続され
たドライブコイルとで構成されたフライバックトランス
と、上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、
このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段とを有し、このスイッチ
ング制御手段は、出力電圧が一定となるように上記スイ
ッチング素子のオン期間をコントロールする電圧安定化
手段と、軽負荷時に上記スイッチング素子のオフ期間を
一定となるように制御する周波数制御手段とで構成さ
れ、この周波数制御手段には、上記スイッチング素子の
オフ期間を一定にするオフ期間制御部と、上記スイッチ
ング素子のオフ期間に発生するリンギング信号のうちそ
のボトム付近を検出するボトム検出部が設けられ、上記
軽負荷時には上記リンギング信号のボトム付近で上記ス
イッチング素子がターンオンするような制御信号が出力
されるようになされたことを特徴とする。
め、請求項1に記載したこの発明に係るスイッチング電
源回路では、直流電源が接続された励磁コイルと、負荷
が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続され
たドライブコイルとで構成されたフライバックトランス
と、上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、
このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段とを有し、このスイッチ
ング制御手段は、出力電圧が一定となるように上記スイ
ッチング素子のオン期間をコントロールする電圧安定化
手段と、軽負荷時に上記スイッチング素子のオフ期間を
一定となるように制御する周波数制御手段とで構成さ
れ、この周波数制御手段には、上記スイッチング素子の
オフ期間を一定にするオフ期間制御部と、上記スイッチ
ング素子のオフ期間に発生するリンギング信号のうちそ
のボトム付近を検出するボトム検出部が設けられ、上記
軽負荷時には上記リンギング信号のボトム付近で上記ス
イッチング素子がターンオンするような制御信号が出力
されるようになされたことを特徴とする。
【0027】この発明では、通常の動作モードではスイ
ッチング周波数を制御しながら出力電圧の安定化を図
る。軽負荷になると周波数制御手段が作動してスイッチ
ング周波数を所定の周波数付近にロックする。これと同
時にリンギング波形のボトム付近を検出するボトム検出
部が作動してリンギング波形のボトム付近が検出され
る。このボトム検出信号によってスイッチング素子であ
るトランジスタを強制的にターンオンさせる。
ッチング周波数を制御しながら出力電圧の安定化を図
る。軽負荷になると周波数制御手段が作動してスイッチ
ング周波数を所定の周波数付近にロックする。これと同
時にリンギング波形のボトム付近を検出するボトム検出
部が作動してリンギング波形のボトム付近が検出され
る。このボトム検出信号によってスイッチング素子であ
るトランジスタを強制的にターンオンさせる。
【0028】この制御で、スタンバイモードのような軽
負荷時におけるスイッチングロス、サージ電流、サージ
ノイズの何れも軽減できる。
負荷時におけるスイッチングロス、サージ電流、サージ
ノイズの何れも軽減できる。
【0029】
【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ング電源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図1に示すこの発明に係るスイッチング電源回路
10は、自励式のスイッチング電源回路と、他励式のス
イッチング電源回路の双方のメリットを兼ね備えた構成
となっている。
ング電源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図1に示すこの発明に係るスイッチング電源回路
10は、自励式のスイッチング電源回路と、他励式のス
イッチング電源回路の双方のメリットを兼ね備えた構成
となっている。
【0030】この実施の形態においても、電源トランス
としてフライバックトランス12を有する。フライバッ
クトランス12には励磁コイル12a、出力コイル12
b、ドライブコイル12cが設けられ、この実施の形態
ではこのドライブコイル12cにさらに電圧検出コイル
12dが設けられている。それぞれのコイルの極性を
「・」で示す。励磁コイル12aには直流電源が供給さ
れる。そのため端子14に供給された直流電源がコンデ
ンサ16で充電され、その充電電圧が励磁コイル12a
に印加される。出力コイル12bには整流回路18を介
して負荷20が接続される。
としてフライバックトランス12を有する。フライバッ
クトランス12には励磁コイル12a、出力コイル12
b、ドライブコイル12cが設けられ、この実施の形態
ではこのドライブコイル12cにさらに電圧検出コイル
12dが設けられている。それぞれのコイルの極性を
「・」で示す。励磁コイル12aには直流電源が供給さ
れる。そのため端子14に供給された直流電源がコンデ
ンサ16で充電され、その充電電圧が励磁コイル12a
に印加される。出力コイル12bには整流回路18を介
して負荷20が接続される。
【0031】励磁コイル12aにはスイッチング素子と
して機能するトランジスタ、この例ではMOS型電界効
果トランジスタ22が接続され、このトランジスタ22
にはこのトランジスタを制御するスイッチング制御手段
50が設けられる。スイッチング制御手段50はIC回
路として構成されている。
して機能するトランジスタ、この例ではMOS型電界効
果トランジスタ22が接続され、このトランジスタ22
にはこのトランジスタを制御するスイッチング制御手段
50が設けられる。スイッチング制御手段50はIC回
路として構成されている。
【0032】スイッチング制御手段50は後述するよう
に、出力電圧の安定化を図る電圧安定化手段60の他
に、軽負荷時に動作する周波数制御手段70と、その終
段部に設けられた制御トランジスタ部とで構成される。
終段部に設けられた制御トランジスタ部は、直列接続さ
れた第1および第2の制御素子Q1,Q2で構成され、
第1の制御素子Q1としてこの例ではバイポーラ・トラ
ンジスタが使用され、第2の制御素子Q2として電界効
果トランジスタが使用された場合を示す。
に、出力電圧の安定化を図る電圧安定化手段60の他
に、軽負荷時に動作する周波数制御手段70と、その終
段部に設けられた制御トランジスタ部とで構成される。
終段部に設けられた制御トランジスタ部は、直列接続さ
れた第1および第2の制御素子Q1,Q2で構成され、
第1の制御素子Q1としてこの例ではバイポーラ・トラ
ンジスタが使用され、第2の制御素子Q2として電界効
果トランジスタが使用された場合を示す。
【0033】第1の制御素子Q1としてバイポーラ・ト
ランジスタを使用する理由は、ここに電界効果トランジ
スタを使用すると、ドライブコイル12cが逆バイアス
になったときに電界効果トランジスタの寄生ダイオード
を介して接地側からドライブコイル12c方向に短絡電
流が流れてしまう。この電流による損失が発生するの
で、第1の制御素子Q1としてバイポーラ・トランジス
タを使用して流れる電流を阻止し、損失の発生を抑える
ためである。
ランジスタを使用する理由は、ここに電界効果トランジ
スタを使用すると、ドライブコイル12cが逆バイアス
になったときに電界効果トランジスタの寄生ダイオード
を介して接地側からドライブコイル12c方向に短絡電
流が流れてしまう。この電流による損失が発生するの
で、第1の制御素子Q1としてバイポーラ・トランジス
タを使用して流れる電流を阻止し、損失の発生を抑える
ためである。
【0034】主としてトランジスタ22のオンオフ期間
を制御する第2のトランジスタQ2のドレイン側には端
子50aを介して起動抵抗24が接続される。この起動
抵抗24は励磁コイル12aとスイッチングトランジス
タ22のドレインの双方に接続される。また第2のトラ
ンジスタQ2のゲートと端子50aとの間にはドライブ
抵抗102が接続され、第1と第2のトランジスタQ
1,Q2の接続中点pには抵抗104を介してスイッチ
ングトランジスタ22のゲートに接続される。
を制御する第2のトランジスタQ2のドレイン側には端
子50aを介して起動抵抗24が接続される。この起動
抵抗24は励磁コイル12aとスイッチングトランジス
タ22のドレインの双方に接続される。また第2のトラ
ンジスタQ2のゲートと端子50aとの間にはドライブ
抵抗102が接続され、第1と第2のトランジスタQ
1,Q2の接続中点pには抵抗104を介してスイッチ
ングトランジスタ22のゲートに接続される。
【0035】ドライブコイル12cに誘起されたドライ
ブ電圧は抵抗106とコンデンサ108の直列回路およ
び端子50aを介して第2のトランジスタQ2のゲート
とドレインに接続される。
ブ電圧は抵抗106とコンデンサ108の直列回路およ
び端子50aを介して第2のトランジスタQ2のゲート
とドレインに接続される。
【0036】検出コイル12dには整流回路110が接
続され、検出コイル12dに発生する電圧(出力電圧に
関連した電圧)がスイッチング制御手段50の電源端子
50dに供給される。この電源端子50dには動作電圧
Vrefを得るレギュレータ114が接続されている。
端子50dの電圧はさらに一対の直列抵抗112a,1
12bによって分圧され、その接続中点qに得られる分
圧電圧が端子50cを介して電圧安定化手段60に供給
される。
続され、検出コイル12dに発生する電圧(出力電圧に
関連した電圧)がスイッチング制御手段50の電源端子
50dに供給される。この電源端子50dには動作電圧
Vrefを得るレギュレータ114が接続されている。
端子50dの電圧はさらに一対の直列抵抗112a,1
12bによって分圧され、その接続中点qに得られる分
圧電圧が端子50cを介して電圧安定化手段60に供給
される。
【0037】電圧安定化手段60は第1の電圧比較器6
2と、その出力OP1が供給される上述した第1のトラ
ンジスタQ1とで構成される。第1の電圧比較器62は
逆相(反転)入力端子(−)に印加された基準電圧V1
と、その正相(同相)入力端子(+)に供給された検出
電圧Vdとが比較されるオペアンプ動作であり、基準電
圧V1以上に上昇したときには、その入力電圧値そのも
のが出力される。つまりアナログ出力OP1が得られ
る。第1の電圧比較器62の出力OP1はゲインが
「1」のバッファアンプ64および電流制御用の抵抗6
6を介して第1のトランジスタQ1のベースに供給され
る。
2と、その出力OP1が供給される上述した第1のトラ
ンジスタQ1とで構成される。第1の電圧比較器62は
逆相(反転)入力端子(−)に印加された基準電圧V1
と、その正相(同相)入力端子(+)に供給された検出
電圧Vdとが比較されるオペアンプ動作であり、基準電
圧V1以上に上昇したときには、その入力電圧値そのも
のが出力される。つまりアナログ出力OP1が得られ
る。第1の電圧比較器62の出力OP1はゲインが
「1」のバッファアンプ64および電流制御用の抵抗6
6を介して第1のトランジスタQ1のベースに供給され
る。
【0038】周波数制御手段70は、スイッチングトラ
ンジスタ22のオフ期間を制御するオフ期間制御部80
と、リンギング波形のボトム付近を検出するためのボト
ム検出部90とで構成され、それぞれの出力が多入力構
成の電圧比較器(第2の電圧比較器)72に供給され
る。
ンジスタ22のオフ期間を制御するオフ期間制御部80
と、リンギング波形のボトム付近を検出するためのボト
ム検出部90とで構成され、それぞれの出力が多入力構
成の電圧比較器(第2の電圧比較器)72に供給され
る。
【0039】オフ期間制御部80から説明すると、これ
は図示するようにオープンコレクタ構成の第3の電圧比
較器82と、タイマー回路86とで構成され、第3の電
圧比較器82の正相入力端子にアナログ出力OP1が供
給されて、その逆相入力端子に印加された第3の基準電
圧V3と比較される。第3の電圧比較器82の出力OP
3は抵抗84によってプルアップされる。第1の電圧比
較器62のゲインが「1」であるときには、第1と第3
の基準電圧V1,V3の関係は、V3>V1に選定され
る。
は図示するようにオープンコレクタ構成の第3の電圧比
較器82と、タイマー回路86とで構成され、第3の電
圧比較器82の正相入力端子にアナログ出力OP1が供
給されて、その逆相入力端子に印加された第3の基準電
圧V3と比較される。第3の電圧比較器82の出力OP
3は抵抗84によってプルアップされる。第1の電圧比
較器62のゲインが「1」であるときには、第1と第3
の基準電圧V1,V3の関係は、V3>V1に選定され
る。
【0040】第3の電圧比較器82はヒステリシス特性
となるように構成されており、アナログ出力OP1が第
3の基準電圧V3を越えたとき、負荷20は軽負荷モー
ドに遷移したと判断する。軽負荷時には検出電圧Vdが
通常よりも上昇しようとするからである。軽負荷検出時
には第3の電圧比較器82はオープンコレクタであるの
で、その出力OP3がローレベル「L」に反転する。
となるように構成されており、アナログ出力OP1が第
3の基準電圧V3を越えたとき、負荷20は軽負荷モー
ドに遷移したと判断する。軽負荷時には検出電圧Vdが
通常よりも上昇しようとするからである。軽負荷検出時
には第3の電圧比較器82はオープンコレクタであるの
で、その出力OP3がローレベル「L」に反転する。
【0041】軽負荷検出出力OP3が「L」であると
き、タイマー回路86が動作して一定期間Toの制御パ
ルスSTが出力される。第2の電圧比較器72は3入力
構成となされ、その第1の正相入力端子(+1)に上述
した制御パルス(タイマー出力パルス)STが供給され
る。
き、タイマー回路86が動作して一定期間Toの制御パ
ルスSTが出力される。第2の電圧比較器72は3入力
構成となされ、その第1の正相入力端子(+1)に上述
した制御パルス(タイマー出力パルス)STが供給され
る。
【0042】一方、ボトム検出部90は、第4の電圧比
較器92で構成され、その正相入力端子にはドライブコ
イル12cで誘起されたドライブ電圧(Vd)が端子5
0eを介して供給され、またその逆相入力端子に第4の
基準電圧V4が印加される。スイッチングトランジスタ
22がターンオフとなっている期間にはトランス12の
一次側にリンギング信号SLが発生するので、それと同
じ波形のリンギング波形SLがドライブ電圧に現れる。
このリンギング波形SLからそのボトムが検出される。
正相入力端子側に接続されたツエナーダイオード94は
入力電圧制限用である。
較器92で構成され、その正相入力端子にはドライブコ
イル12cで誘起されたドライブ電圧(Vd)が端子5
0eを介して供給され、またその逆相入力端子に第4の
基準電圧V4が印加される。スイッチングトランジスタ
22がターンオフとなっている期間にはトランス12の
一次側にリンギング信号SLが発生するので、それと同
じ波形のリンギング波形SLがドライブ電圧に現れる。
このリンギング波形SLからそのボトムが検出される。
正相入力端子側に接続されたツエナーダイオード94は
入力電圧制限用である。
【0043】この第4の電圧比較器92もヒステリシス
特性となされ、そのスレショールドレベルの具体例につ
いては後述するが、このスレショールドレベルを設ける
ことによって、リンギング波形SLのボトムを検出する
ことができる。第4の電圧比較器92ではリンギング波
形SLのボトムが検出されたとき「H」レベルの出力
(ボトム検出出力)OP4が得られる。
特性となされ、そのスレショールドレベルの具体例につ
いては後述するが、このスレショールドレベルを設ける
ことによって、リンギング波形SLのボトムを検出する
ことができる。第4の電圧比較器92ではリンギング波
形SLのボトムが検出されたとき「H」レベルの出力
(ボトム検出出力)OP4が得られる。
【0044】このボトム検出出力OP4は第2の電圧比
較器72に設けられた第2の正相入力端子(+2)に供
給され、その逆相入力端子に印加された第2の基準電圧
V2と比較される。第2の電圧比較器72では、2つの
正相入力端子の何れか、若しくは双方が「L」レベルで
あるとき、「L」レベルの出力が得られ、何れも「H」
レベルであるとき「H」レベルの制御出力が得られるよ
うになっている。
較器72に設けられた第2の正相入力端子(+2)に供
給され、その逆相入力端子に印加された第2の基準電圧
V2と比較される。第2の電圧比較器72では、2つの
正相入力端子の何れか、若しくは双方が「L」レベルで
あるとき、「L」レベルの出力が得られ、何れも「H」
レベルであるとき「H」レベルの制御出力が得られるよ
うになっている。
【0045】さて、このように構成されたスイッチング
電源回路10の動作を図2以下を参照して詳細に説明す
る。
電源回路10の動作を図2以下を参照して詳細に説明す
る。
【0046】図2はスイッチング電源回路として安定し
て動作している定常動作モード時の波形例である。トラ
ンス12としてフライバックトランスが使用され、励磁
コイル12aに流れる電流によって、正方向のドライブ
電圧が発生するようになされているから、自励式のスイ
ッチング電源回路の動作と全く同じである。したがっ
て、起動抵抗24を介して電流が第2のトランジスタQ
2のゲートに流れ、これがターンオン状態になると、そ
のときのドレイン電流がスイッチングトランジスタ22
に流れる。これによって励磁コイル12aに電流が流れ
るため、ドライブコイル12cに電圧が誘起され、この
ドライブ電圧によって第2のトランジスタQ2およびス
イッチングトランジスタ22が急速にターンオンする。
て動作している定常動作モード時の波形例である。トラ
ンス12としてフライバックトランスが使用され、励磁
コイル12aに流れる電流によって、正方向のドライブ
電圧が発生するようになされているから、自励式のスイ
ッチング電源回路の動作と全く同じである。したがっ
て、起動抵抗24を介して電流が第2のトランジスタQ
2のゲートに流れ、これがターンオン状態になると、そ
のときのドレイン電流がスイッチングトランジスタ22
に流れる。これによって励磁コイル12aに電流が流れ
るため、ドライブコイル12cに電圧が誘起され、この
ドライブ電圧によって第2のトランジスタQ2およびス
イッチングトランジスタ22が急速にターンオンする。
【0047】スイッチングトランジスタ22のターンオ
ンによってドレイン電流Id1(図2B)が流れる。こ
のときの電流の傾きは、Vin/L(Vinは入力電
圧、Lは励磁コイル12aのインダクタンス)で決ま
る。
ンによってドレイン電流Id1(図2B)が流れる。こ
のときの電流の傾きは、Vin/L(Vinは入力電
圧、Lは励磁コイル12aのインダクタンス)で決ま
る。
【0048】電流の値が一定値まで上昇すると、電流が
制限されるので、そのときの電流が流れ続けようとする
方向に逆起電力が発生し、この逆起電力と同じ電圧方向
にドライブ電圧が誘起される。このとき抵抗106およ
びコンデンサ108を介して第2のトランジスタQ2の
ゲートに供給されるドライブ電圧は第2のトランジスタ
Q2を逆バイアスする方向の電圧であるので、この第2
のトランジスタQ2の寄生ダイオードを介してスイッチ
ングトランジスタ22のゲート電荷が放電されるため、
このスイッチングトランジスタ22が急速にターンオフ
する。
制限されるので、そのときの電流が流れ続けようとする
方向に逆起電力が発生し、この逆起電力と同じ電圧方向
にドライブ電圧が誘起される。このとき抵抗106およ
びコンデンサ108を介して第2のトランジスタQ2の
ゲートに供給されるドライブ電圧は第2のトランジスタ
Q2を逆バイアスする方向の電圧であるので、この第2
のトランジスタQ2の寄生ダイオードを介してスイッチ
ングトランジスタ22のゲート電荷が放電されるため、
このスイッチングトランジスタ22が急速にターンオフ
する。
【0049】スイッチングトランジスタ22がターンオ
フすると、二次側出力電流Id2が流れて(図2C)、
励磁エネルギーの放出が行われる。そして二次側出力電
流Id2がゼロになると、トランス12のリーケージイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーによるリンギング
が始まろうとする。
フすると、二次側出力電流Id2が流れて(図2C)、
励磁エネルギーの放出が行われる。そして二次側出力電
流Id2がゼロになると、トランス12のリーケージイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーによるリンギング
が始まろうとする。
【0050】しかし、このときのリンギング波形SLに
よるドライブコイル12cに誘起される電圧は、第2の
トランジスタQ2を正バイアスする方向の電圧であるた
め、これによって第2のトランジスタQ2が急速にター
ンオンする。したがってリンギングが連続して発生する
ことがなく、スイッチングトランジスタ22のオンオフ
動作が繰り返される。
よるドライブコイル12cに誘起される電圧は、第2の
トランジスタQ2を正バイアスする方向の電圧であるた
め、これによって第2のトランジスタQ2が急速にター
ンオンする。したがってリンギングが連続して発生する
ことがなく、スイッチングトランジスタ22のオンオフ
動作が繰り返される。
【0051】このように、一次側のドレイン電流Id1
と、二次側の出力電流Id2とが殆ど連続的に流れる臨
界電流モードでの動作であるために、スイッチングトラ
ンジスタ22のドレイン・ソース間の電圧Vdsは図2
Aとなり、またそれに伴った電流Id1,Id2は図2
B,Cのようになるから、サージ電流isは大幅に軽減
される。
と、二次側の出力電流Id2とが殆ど連続的に流れる臨
界電流モードでの動作であるために、スイッチングトラ
ンジスタ22のドレイン・ソース間の電圧Vdsは図2
Aとなり、またそれに伴った電流Id1,Id2は図2
B,Cのようになるから、サージ電流isは大幅に軽減
される。
【0052】次に、上述した制御状態で負荷20が軽く
なる方向に遷移したときには、図3のように端子50c
に印加された検出電圧が上昇するので、この検出電圧が
第1の基準電圧V1を越えると、それに伴った出力電圧
OP1が得られる。このアナログ出力電圧OP1は第1
のトランジスタQ1のインピーダンスを下げる方向に作
用するので、これによってスイッチングトランジスタ2
2へのゲート電圧が減少する。
なる方向に遷移したときには、図3のように端子50c
に印加された検出電圧が上昇するので、この検出電圧が
第1の基準電圧V1を越えると、それに伴った出力電圧
OP1が得られる。このアナログ出力電圧OP1は第1
のトランジスタQ1のインピーダンスを下げる方向に作
用するので、これによってスイッチングトランジスタ2
2へのゲート電圧が減少する。
【0053】このゲート電圧の減少によってスイッチン
グトランジスタ22は直ぐにターンオフするから、結果
としてこの出力電圧OP1によってスイッチングトラン
ジスタ22のターンオン期間TaがTa'(図2D参
照)のように制御されたことになり、出力電圧の上昇が
抑えられ、出力電圧の安定化が図られる(図2E,
F)。ただし、そのときのスイッチング周波数は、オン
周期とオフ周期のデューティーが一定なので、周期T'
が通常よりも短くなるので、結果として定常動作モード
のときよりも高くなる。
グトランジスタ22は直ぐにターンオフするから、結果
としてこの出力電圧OP1によってスイッチングトラン
ジスタ22のターンオン期間TaがTa'(図2D参
照)のように制御されたことになり、出力電圧の上昇が
抑えられ、出力電圧の安定化が図られる(図2E,
F)。ただし、そのときのスイッチング周波数は、オン
周期とオフ周期のデューティーが一定なので、周期T'
が通常よりも短くなるので、結果として定常動作モード
のときよりも高くなる。
【0054】続いて、スタンバイモードのような軽負荷
モードに遷移したときの動作を説明する。この場合に
は、図2D以下のような制御モードのときよりもさらに
第1の電圧比較器(オペアンプ)62の出力電圧が上昇
して検出電圧が上昇する。その値が第3の基準電圧V3
以上になると(図3参照)、軽負荷検出出力OP3が得
られる。この軽負荷検出出力OP3は「L」レベルであ
るため、このとき始めてタイマー回路86が動作する。
タイマー回路86が動作するとそのときの出力STはタ
イマー回路86で決められた時間Tfだけローレベルと
なる。このローレベルのタイマー出力STが出力される
と第2の電圧比較器72はローレベルに反転する。これ
によって第2のトランジスタQ2は強制的にターンオフ
され、これに伴ってスイッチングトランジスタ22がタ
ーンオフする。
モードに遷移したときの動作を説明する。この場合に
は、図2D以下のような制御モードのときよりもさらに
第1の電圧比較器(オペアンプ)62の出力電圧が上昇
して検出電圧が上昇する。その値が第3の基準電圧V3
以上になると(図3参照)、軽負荷検出出力OP3が得
られる。この軽負荷検出出力OP3は「L」レベルであ
るため、このとき始めてタイマー回路86が動作する。
タイマー回路86が動作するとそのときの出力STはタ
イマー回路86で決められた時間Tfだけローレベルと
なる。このローレベルのタイマー出力STが出力される
と第2の電圧比較器72はローレベルに反転する。これ
によって第2のトランジスタQ2は強制的にターンオフ
され、これに伴ってスイッチングトランジスタ22がタ
ーンオフする。
【0055】ターンオフしている期間Tfは、これにタ
ーンオン期間Taを加えたときの周期の長さで決まるス
イッチング周波数が、少なくとも可聴帯域よりも高い周
波数帯域にあるように設定する。例えばTf=30μs
ecであり、Ta=20μsecであったときには、そ
のときの周波数は20kHzとなる(図4参照)。
ーンオン期間Taを加えたときの周期の長さで決まるス
イッチング周波数が、少なくとも可聴帯域よりも高い周
波数帯域にあるように設定する。例えばTf=30μs
ecであり、Ta=20μsecであったときには、そ
のときの周波数は20kHzとなる(図4参照)。
【0056】この軽負荷モード時に負荷が多少減少した
場合は、電圧安定化手段60によって、スイッチングト
ランジスタ22に対するターンオン期間Taを制御する
ことで安定化することができる。したがってそのときに
はターンオン期間Taの短縮に伴って、繰り返し周期
(=Tf+Ta)がさらに短くなるから、その分だけス
イッチング周波数が20kHzよりも上昇することにな
る(図4および図13参照)。
場合は、電圧安定化手段60によって、スイッチングト
ランジスタ22に対するターンオン期間Taを制御する
ことで安定化することができる。したがってそのときに
はターンオン期間Taの短縮に伴って、繰り返し周期
(=Tf+Ta)がさらに短くなるから、その分だけス
イッチング周波数が20kHzよりも上昇することにな
る(図4および図13参照)。
【0057】なお、図4では可聴帯域に入らないよう
に、最初の検出負荷が20kHzよりも幾分高い周波数
となるように、Tf,Taの関係が第3の基準電圧V3
のレベルやトランス12の巻数比により選定されてい
る。
に、最初の検出負荷が20kHzよりも幾分高い周波数
となるように、Tf,Taの関係が第3の基準電圧V3
のレベルやトランス12の巻数比により選定されてい
る。
【0058】タイマー出力STがハイレベルに反転する
と、第2のトランジスタQ2がターンオンし、スイッチ
ングトランジスタ22もターンオンするから、そのとき
の動作は図5のようになる。
と、第2のトランジスタQ2がターンオンし、スイッチ
ングトランジスタ22もターンオンするから、そのとき
の動作は図5のようになる。
【0059】ここで、スタンバイモードのような軽負荷
時にはタイマー回路86によってスイッチングトランジ
スタ22のターンオフ期間が強制的に長くされ、結果と
してスイッチング周波数が低くなるように制御される。
つまりスイッチング周波数のロックモードとなる。
時にはタイマー回路86によってスイッチングトランジ
スタ22のターンオフ期間が強制的に長くされ、結果と
してスイッチング周波数が低くなるように制御される。
つまりスイッチング周波数のロックモードとなる。
【0060】そのため、スイッチングトランジスタ22
のオン期間Taとオフ期間Tbの比が、トランス巻線比
Np:Nsに比例した値にはならなくなるので、電流不
連続モードとなる。これによって、スイッチングトラン
ジスタ22のターンオフ期間にリンギング信号SLが発
生する。
のオン期間Taとオフ期間Tbの比が、トランス巻線比
Np:Nsに比例した値にはならなくなるので、電流不
連続モードとなる。これによって、スイッチングトラン
ジスタ22のターンオフ期間にリンギング信号SLが発
生する。
【0061】一方、このリンギング信号SLはドライブ
コイル12cにも誘起されるから、そのときの電圧波形
は図5Cのようになる。このドライブ電圧が図1の端子
50eを介してボトム検出用第4の電圧比較器92に供
給される。この第4の電圧比較器92では図6Aのよう
に第4の基準電圧V4を第1のスレショールドレベルV
th1とし、これよりも高いレベルを第2のスレショー
ルドレベルVth2として設定してある。
コイル12cにも誘起されるから、そのときの電圧波形
は図5Cのようになる。このドライブ電圧が図1の端子
50eを介してボトム検出用第4の電圧比較器92に供
給される。この第4の電圧比較器92では図6Aのよう
に第4の基準電圧V4を第1のスレショールドレベルV
th1とし、これよりも高いレベルを第2のスレショー
ルドレベルVth2として設定してある。
【0062】この2つのスレショールドレベルを設定す
ることによって、リンギング波形SLのボトムを検出す
る。すなわち、リンギング波形SLのうちボトム側から
トップ側に電圧が変化するときハイレベルが出力され、
トップ側からボトム側に電圧が変化するときローレベル
が出力されるようなヒステリシス特性となるように、第
4の電圧比較器92が構成される。その結果、第4の電
圧比較器92からは図6Bに示すような矩形波となされ
たボトム検出出力OP3が得られ、ボトム検出出力OP
4がハイレベルからローレベルに反転するときがリンギ
ング波形SLのボトム付近であると言える。
ることによって、リンギング波形SLのボトムを検出す
る。すなわち、リンギング波形SLのうちボトム側から
トップ側に電圧が変化するときハイレベルが出力され、
トップ側からボトム側に電圧が変化するときローレベル
が出力されるようなヒステリシス特性となるように、第
4の電圧比較器92が構成される。その結果、第4の電
圧比較器92からは図6Bに示すような矩形波となされ
たボトム検出出力OP3が得られ、ボトム検出出力OP
4がハイレベルからローレベルに反転するときがリンギ
ング波形SLのボトム付近であると言える。
【0063】ところで、図5A,Bのようにターンオフ
の後半部、つまり二次側出力電流Id2がゼロになった
瞬間から、上述したようにリンギング信号SLが発生す
る。このリンギング信号SLの発生タイミングはタイマ
ー回路86より出力されたタイマー出力STがローレベ
ルとなっている期間内である。
の後半部、つまり二次側出力電流Id2がゼロになった
瞬間から、上述したようにリンギング信号SLが発生す
る。このリンギング信号SLの発生タイミングはタイマ
ー回路86より出力されたタイマー出力STがローレベ
ルとなっている期間内である。
【0064】そのため、図5B,C,Dからも明らかな
ように第2の電圧比較器72に供給されるタイマー出力
STがハイレベルで、ボトム検出出力OP4もハイレベ
ルとなるのは、スイッチングトランジスタ22を強制的
にターンオフさせた直後の、リンギング波形SLがボト
ムとなる最初の時点txである。この時点txで第2の
トランジスタQ2がターンオンし、同時にスイッチング
トランジスタ22もターンオンする。つまり、リンギン
グ波形SLのボトム付近でスイッチングトランジスタ2
2をターンオンさせることができる。
ように第2の電圧比較器72に供給されるタイマー出力
STがハイレベルで、ボトム検出出力OP4もハイレベ
ルとなるのは、スイッチングトランジスタ22を強制的
にターンオフさせた直後の、リンギング波形SLがボト
ムとなる最初の時点txである。この時点txで第2の
トランジスタQ2がターンオンし、同時にスイッチング
トランジスタ22もターンオンする。つまり、リンギン
グ波形SLのボトム付近でスイッチングトランジスタ2
2をターンオンさせることができる。
【0065】このような制御によって軽負荷時スイッチ
ング周波数を低めに誘導することができ、スイッチング
ロスを少なくできる。スイッチング周波数を低く設定し
ても必ずリンギング波形SLのボトム付近でスイッチン
グトランジスタ22をターンオンさせることができるか
ら、最もサージ電流の少ないタイミングでスイッチング
トランジスタ22をターンオンできる。その結果、サー
ジ電流が少なく、そのときのスイッチングロスも、サー
ジノイズも共に軽減できる。
ング周波数を低めに誘導することができ、スイッチング
ロスを少なくできる。スイッチング周波数を低く設定し
ても必ずリンギング波形SLのボトム付近でスイッチン
グトランジスタ22をターンオンさせることができるか
ら、最もサージ電流の少ないタイミングでスイッチング
トランジスタ22をターンオンできる。その結果、サー
ジ電流が少なく、そのときのスイッチングロスも、サー
ジノイズも共に軽減できる。
【0066】上述した実施形態で、ボトム検出部90と
してピークホールド検出を行い、そのときの出力をボト
ム検出出力OP4として利用すれば、リンギング波形S
Lのボトムを確実に検出できることになるから、サージ
電流を一層小さくでき、ノイズも大幅に軽減できる。
してピークホールド検出を行い、そのときの出力をボト
ム検出出力OP4として利用すれば、リンギング波形S
Lのボトムを確実に検出できることになるから、サージ
電流を一層小さくでき、ノイズも大幅に軽減できる。
【0067】また、リンギング波形SLをドライブコイ
ル12cから得るようにした場合を例示したが、例えば
検出コイル12dの整流回路110側から検出すること
もできる。ただし、この場合にはリンギング波形SLの
極性が逆転するので、リンギング波形SLのうちトップ
側からボトム側に変化するときハイレベルとなるように
第4の電圧比較器92を構成すればよい。
ル12cから得るようにした場合を例示したが、例えば
検出コイル12dの整流回路110側から検出すること
もできる。ただし、この場合にはリンギング波形SLの
極性が逆転するので、リンギング波形SLのうちトップ
側からボトム側に変化するときハイレベルとなるように
第4の電圧比較器92を構成すればよい。
【0068】図7はこの発明の他の実施形態を示すもの
で、この実施の形態では2次側の出力コイル12b側に
得られる出力電圧から電圧安定化のための電圧を得るよ
うにした場合で、電圧検出部として機能する抵抗26と
ツエナーダイオード28およびホトカプラー30を接続
し、ホトカプラー30を構成するホトトランジスタ32
が端子50cと50dとの間に接続される。これによっ
て2次側の出力電圧が上昇しようとするとき端子50c
の電圧が上昇するので、スイッチングトランジスタ22
がターンオフする方向に働く。その他の構成は図1と同
様であるので、その説明は割愛する。この構成では一対
の分圧抵抗112a,112bを省略できる。
で、この実施の形態では2次側の出力コイル12b側に
得られる出力電圧から電圧安定化のための電圧を得るよ
うにした場合で、電圧検出部として機能する抵抗26と
ツエナーダイオード28およびホトカプラー30を接続
し、ホトカプラー30を構成するホトトランジスタ32
が端子50cと50dとの間に接続される。これによっ
て2次側の出力電圧が上昇しようとするとき端子50c
の電圧が上昇するので、スイッチングトランジスタ22
がターンオフする方向に働く。その他の構成は図1と同
様であるので、その説明は割愛する。この構成では一対
の分圧抵抗112a,112bを省略できる。
【0069】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、自励
式で出力電圧の安定化を図ると共に、軽負荷になったと
きにはスイッチング周波数をある周波数付近にロックす
ることに加え、そのときのトランジスタのターンオンタ
イミングを制御するようにしたものである。
式で出力電圧の安定化を図ると共に、軽負荷になったと
きにはスイッチング周波数をある周波数付近にロックす
ることに加え、そのときのトランジスタのターンオンタ
イミングを制御するようにしたものである。
【0070】このように通常の動作モードではスイッチ
ング周波数を制御しながら出力電圧の安定化を図り、軽
負荷になると周波数制御手段が作動してスイッチング周
波数を所定の周波数付近にオフ期間をロックさせると同
時に、リンギング波形のボトム付近を検出することでス
イッチングトランジスタを強制的にターンオンさせるこ
とができる。
ング周波数を制御しながら出力電圧の安定化を図り、軽
負荷になると周波数制御手段が作動してスイッチング周
波数を所定の周波数付近にオフ期間をロックさせると同
時に、リンギング波形のボトム付近を検出することでス
イッチングトランジスタを強制的にターンオンさせるこ
とができる。
【0071】この制御で、スタンバイモードのような軽
負荷時におけるスイッチングロス、サージ電流、サージ
ノイズの何れも軽減できる。したがってこの発明に係る
スイッチング電源回路は、省電力指向のテレビ受像機や
オーディオ機器などの電子機器の電源回路に適用して極
めて好適である。
負荷時におけるスイッチングロス、サージ電流、サージ
ノイズの何れも軽減できる。したがってこの発明に係る
スイッチング電源回路は、省電力指向のテレビ受像機や
オーディオ機器などの電子機器の電源回路に適用して極
めて好適である。
【図1】この発明に係るスイッチング電源回路の一実施
の形態を示す要部の接続図である。
の形態を示す要部の接続図である。
【図2】その動作説明に使用する波形図である。
【図3】軽負荷検出の説明に使用する波形図である。
【図4】周波数ロックを説明する周波数遷移図である。
【図5】軽負荷モードでの動作説明に使用する波形図で
ある。
ある。
【図6】その一部を拡大して示す波形図である。
【図7】この発明に係るスイッチング電源回路の他の実
施の形態を示す要部の接続図である。
施の形態を示す要部の接続図である。
【図8】従来の自励式スイッチング電源回路の接続図で
ある。
ある。
【図9】その動作説明図である。
【図10】従来のPWM方式(他励式)スイッチング電
源回路の接続図である。
源回路の接続図である。
【図11】その動作を説明する波形図である(その
1)。
1)。
【図12】その動作を説明する波形図である(その
2)。
2)。
【図13】負荷とスイッチング周波数との関係を示す図
である。
である。
【図14】サージ電流を説明するための波形図である
(その1)。
(その1)。
【図15】サージ電流を説明するための波形図である
(その2)。
(その2)。
12・・・トランス、12a・・・励磁コイル、12b
・・・出力コイル、12c・・・ドライブコイル、12
d・・・検出コイル、14・・・直流電源、22・・・
スイッチングトランジスタ、24・・・起動抵抗、50
・・・スイッチング制御手段、60・・・電圧安定化手
段、62,72,82,92・・・電圧比較器、70・
・・周波数制御手段、80・・・オフ期間制御部、90
・・・ボトム検出部、Q1,Q2・・・制御素子
・・・出力コイル、12c・・・ドライブコイル、12
d・・・検出コイル、14・・・直流電源、22・・・
スイッチングトランジスタ、24・・・起動抵抗、50
・・・スイッチング制御手段、60・・・電圧安定化手
段、62,72,82,92・・・電圧比較器、70・
・・周波数制御手段、80・・・オフ期間制御部、90
・・・ボトム検出部、Q1,Q2・・・制御素子
Claims (10)
- 【請求項1】 直流電源が接続された励磁コイルと、負
荷が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続さ
れたドライブコイルとで構成されたフライバックトラン
スと、 上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、 このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段とを有し、 このスイッチング制御手段は、出力電圧が一定となるよ
うに上記スイッチング素子のオン期間をコントロールす
る電圧安定化手段と、軽負荷時に上記スイッチング素子
のオフ期間を一定となるように制御する周波数制御手段
とで構成され、 この周波数制御手段には、上記スイッチング素子のオフ
期間を一定にするオフ期間制御部と、上記スイッチング
素子のオフ期間に発生するリンギング信号のうちそのボ
トム付近を検出するボトム検出部が設けられ、 上記軽負荷時には上記リンギング信号のボトム付近で上
記スイッチング素子がオンするような制御信号が出力さ
れるようになされたことを特徴とするスイッチング電源
回路。 - 【請求項2】 上記ドライブコイルに接続された検出コ
イルで、出力電圧が検出され、この検出電圧が上記電圧
安定化手段に供給されるようになされたことを特徴とす
る請求項1記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項3】 上記電圧安定化手段は、第1の電圧比較
器と上記スイッチング素子に接続された第1の制御素子
とで構成され、 上記第1の電圧比較器からは、上記検出電圧が基準電圧
以上になったとき、そのレベルに応じたアナログ出力と
なって得られるように構成され、 このアナログ出力に応じて上記第1の制御素子のインピ
ーダンスを制御することで上記スイッチング素子をオフ
状態に制御するようにしたことを特徴とする請求項1記
載のスイッチング電源回路。 - 【請求項4】 上記周波数制御手段には、複数の入力端
子を有する第2の電圧比較器と、その出力によって制御
される第2の制御素子が設けられ、 この第2の制御素子によって上記スイッチング素子のオ
ンオフ状態が制御されると共に、 上記第2の電圧比較器に上記オフ期間制御部からの出力
と、上記ボトム検出部からの検出信号が供給されること
によって、上記スイッチング素子のオフ期間経過後に得
られる上記検出信号の出力タイミングで、上記スイッチ
ング素子が強制的にオン状態に復帰するようにしたこと
を特徴とする請求項1記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項5】 上記オフ期間制御部は、上記第1の電圧
比較器のアナログ出力電圧が供給される第3の電圧比較
器と、その出力が供給されるタイマー回路とで構成さ
れ、 軽負荷時に上記検出電圧が基準電圧以上に上昇したと
き、上記タイマー回路が作動して、上記第2の制御素子
がオフ状態に制御されるようになされたことを特徴とす
る請求項1記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項6】 上記ボトム検出部は、第4の電圧比較器
を有し、この第4の電圧比較器には上記ドライブコイル
に発生するリンギング信号が供給されるようになされる
と共に、 上記リンギング信号の変化時点に応じたボトム検出信号
が上記第2の電圧比較器に供給されるようになされたこ
とを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項7】 上記出力コイルに得られる出力電圧を検
出する出力電圧の検出手段が設けられ、その出力が上記
第1の電圧比較器に供給されるようになされたことを特
徴とする請求項1記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項8】 上記スイッチング素子は、電界効果トラ
ンジスタであることを特徴とする請求項1記載のスイッ
チング電源回路。 - 【請求項9】 上記第1の制御素子は、トランジスタで
あることを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源
回路。 - 【請求項10】 上記第2の制御素子は、電界効果トラ
ンジスタであることを特徴とする請求項4記載のスイッ
チング電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000107064A JP2001298949A (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000107064A JP2001298949A (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001298949A true JP2001298949A (ja) | 2001-10-26 |
Family
ID=18620115
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000107064A Pending JP2001298949A (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2001298949A (ja) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007174890A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-07-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置とそれに使用される半導体装置 |
US7358711B2 (en) | 2002-07-10 | 2008-04-15 | Marvell World Trade Ltd. | Adaptive control loop |
JP2013084380A (ja) * | 2011-10-06 | 2013-05-09 | Eye Lighting Syst Corp | Led電源回路 |
US8638574B2 (en) | 2010-11-02 | 2014-01-28 | Fuji Electric Co., Ltd. | Semiconductor control device for a switching regulator and a switching regulator using the semiconductor control device |
CN107078645A (zh) * | 2014-10-21 | 2017-08-18 | 电力集成公司 | 在松弛震荡极值处具有切换请求的输出侧控制器 |
WO2020109914A1 (en) * | 2018-11-28 | 2020-06-04 | Silanna Asia Pte Ltd | Digitally compensated current sensing protection |
US11283343B2 (en) | 2019-12-12 | 2022-03-22 | Power Integrations, Inc. | Extremum locator with measurement enable circuit |
CN115940626A (zh) * | 2023-02-08 | 2023-04-07 | 合肥联宝信息技术有限公司 | 一种电源控制电路、方法、电子设备及存储介质 |
-
2000
- 2000-04-07 JP JP2000107064A patent/JP2001298949A/ja active Pending
Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US7368898B2 (en) | 2002-07-10 | 2008-05-06 | Marvell World Trade, Ltd. | Power array system and method |
US7411377B2 (en) | 2002-07-10 | 2008-08-12 | Marvell World Trade Ltd. | Adaptive control loop |
US7573249B2 (en) | 2002-07-10 | 2009-08-11 | Marvell World Trade Ltd. | Power array system and method |
US7609043B2 (en) | 2002-07-10 | 2009-10-27 | Marvell World Trade Ltd. | Power array system and method |
US7622904B2 (en) | 2002-07-10 | 2009-11-24 | Marvell World Trade Ltd. | Power array system and method |
US7863880B1 (en) | 2002-07-10 | 2011-01-04 | Marvell World Trade Ltd. | Adaptive control loop |
US7906949B1 (en) | 2002-07-10 | 2011-03-15 | Marvell World Trade Ltd. | Adaptive control loop |
JP2007174890A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-07-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置とそれに使用される半導体装置 |
US8638574B2 (en) | 2010-11-02 | 2014-01-28 | Fuji Electric Co., Ltd. | Semiconductor control device for a switching regulator and a switching regulator using the semiconductor control device |
JP2013084380A (ja) * | 2011-10-06 | 2013-05-09 | Eye Lighting Syst Corp | Led電源回路 |
CN107078645A (zh) * | 2014-10-21 | 2017-08-18 | 电力集成公司 | 在松弛震荡极值处具有切换请求的输出侧控制器 |
US11081964B2 (en) | 2014-10-21 | 2021-08-03 | Power Integrations, Inc. | Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum |
US11695343B2 (en) | 2014-10-21 | 2023-07-04 | Power Integrations. Inc. | Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum |
WO2020109914A1 (en) * | 2018-11-28 | 2020-06-04 | Silanna Asia Pte Ltd | Digitally compensated current sensing protection |
US10778103B2 (en) | 2018-11-28 | 2020-09-15 | Silanna Asia Pte Ltd | Digitally compensated current sensing protection |
US11183937B2 (en) | 2018-11-28 | 2021-11-23 | Silanna Asia Pte Ltd | Digitally compensated current sensing protection |
US11283343B2 (en) | 2019-12-12 | 2022-03-22 | Power Integrations, Inc. | Extremum locator with measurement enable circuit |
CN115940626A (zh) * | 2023-02-08 | 2023-04-07 | 合肥联宝信息技术有限公司 | 一种电源控制电路、方法、电子设备及存储介质 |
CN115940626B (zh) * | 2023-02-08 | 2023-05-23 | 合肥联宝信息技术有限公司 | 一种电源控制电路、方法、电子设备及存储介质 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060515 |