JPS6349875B2

JPS6349875B2 -

Info

Publication number: JPS6349875B2
Application number: JP17010482A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Ogino; Takumi Mizukawa; Juichi Yoshida; Hideki Oomori
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1982-09-28
Filing date: 1982-09-28
Publication date: 1988-10-06
Also published as: JPS5958775A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は超可聴周波数の交番磁界を発生させ
て、金属性鍋を誘導加熱する誘導加熱調理器に関
するものである。

従来例の構成とその問題点従来、かかる高周波動作式の誘導加熱調理器に
おいては大電力の周波数変換のために半導体スイ
ツチング素子を用い、そのオンオフ動作にて共振
回路を励振して誘導加熱を行つていた。しかし、
調理に必要な加熱電力を得るためには加熱コイル
の電流値も大きく、必然的にそれをスイツチング
する半導体にも大電流のスイツチング能力が要求
される。そのため、半導体の駆動回路には大きな
電源容量が必要とされ、大型電源トランスや大容
量平滑コンデンサが必要であるため製品の小型・
軽量化や低価格化の大きな阻害要因であつた。

発明の目的本発明は、かかる問題を解決するため検出コイ
ルを加熱コイルに電磁結合して、その高周波電力
の一部を検出すると共にそのパルス出力をインバ
ータの半導体の駆動信号とし、駆動回路の電源容
量を大巾に軽減することにより誘導加熱調理器の
小型・軽量化と低価格化を目的としたものであ
る。

発明の構成本発明は上記目的を達成するために、直流電源
に加熱コイルと半導体スイツチング素子を直列に
接続すると共に、加熱コイルと共振回路を構成す
る共振コンデンサを有したインバータ装置と、こ
のインバータ装置の発振を制御する制御回路と、
加熱コイルの端子電圧を検出すべく電磁結合して
附設された検出コイルの出力を前記半導体スイツ
チング素子に供給する第１の駆動回路と、前記制
御回路に接続され、前記半導体スイツチング素子
に出力を供給する第２の駆動回路を備え、前記制
御回路はインバータ装置の起動時に前記第２の駆
動回路の出力を前記半導体スイツチング素子に供
給させるように構成したものである。

実施例の説明以下、本発明の一実施例を第１図及び第２図に
従つて詳細に説明する。

商用電源１に電源スイツチ２を介して接続され
た全波整流器３の直流出力端子にインバータ装置
４が接続されている。インバータ装置４は２つの
コンデンサ５，６とチヨークコイル７のπ型フイ
ルター回路が前記整流器３の直流出力端子に接続
され、出力側のコンデンサ６の端子には、加熱コ
イル７と共振用コンデンサ８の並列共振回路と、
トランジスタ９の直列回路が接続されていて、フ
ライホイールダイオード１０がトランジスタ９の
コレクターエミツタ間に逆並列接続されている。
ここで商用電源の代わりに自動車のバツテリー等
の直流電源を用いれば、上記整流器なども不用と
なる。又、インバータのπ型フイルタも、電源へ
の影響上、問題なければ廃止することも可能であ
る。次にインバータ４の駆動回路について説明す
る。整流器３の交流入力端子間に接続された電源
トランス１０の２次出力端子に電源回路１１が接
続されている。第１図では、ダイオード１２と平
滑コンデンサ１３の半波整流回路と、抵抗１４と
ゼナダイオード１５の定電圧回路を用いているが
全波整流方式を用いるか、あるいは電源トランス
１０を廃止して整流器３の直流出力端子から分圧
するか、用途に応じて適宜、選択することができ
る。

電源回路１１の出力端子１６にはトリガ回路１
７と、その出力で作動するタイマー回路１８と、
起動回路１９が接続されていて、起動回路１９は
起動スイツチ２０の信号と、保護回路２１の信号
の両信号が共に加熱条件時に“１”出力を発生す
るNORゲ一トで構成されている。ここで保護回
路２１としては鍋や内部部品の異常温度検出回路
や、小物検知回路など機器の保護及び使用者の保
護を行なう全ての保護回路を含み、いずれかの保
護回路が１つでも異常を検出すると出力が“１”
に変化する様構成されていれば良い。第２図ｇに
出力波形を示す。トリガ回路１７はトランジスタ
９の端子電圧第２図ａ実線と基準電圧第２図ａ破
線を比較する電圧比較器２２の出力を微分するコ
ンデンサ２３とその充電電流で導通する出力トラ
ンジスタ２４で構成されていて、トランジスタ９
の電圧が基準電圧以下になつた時に出力トランジ
スタ２４一は時的に導通する。（第２図ｃ）一方、
タイマー回路１８はプログラマブルUJT（以下
PUTと略す）２５を用いたタイマー回路で、そ
のゲート電圧（第２図ｄの破線）は起動回路１９
の出力電圧（第２図ｇ）を分圧して得られてお
り、タイマー回路１８の出力トランジスタ２６
は、そのゲート電圧が生じている時に導通する
NPNトランジスタである。従つて、保護回路２
１が異常を検知したり起動スイツチ２０が働らい
ていない時は起動回路１９の出力は零であるので
出力トランジスタ２６は非導通である。トランジ
スタ２６の出力波形を第２図ｅに示す。又、
PUT２５が一時間後に点孤した後も、そのゲー
ト・カソード間がPUT２５により短絡されるの
でゲート電圧は実質的に零となり出力トランジス
タ２６は非導通となる。ここでPUT２５のアノ
ードには抵抗２７とタイマー用コンデンサ２８が
時定数回路として接続されており、抵抗２７の抵
抗値は、PUT２５が点孤した後、導通状態を保
持し得る十分なアノード電流をPUT２５へ流す
様、選択されている必要がある。一方、この
PUT２５のアノード端子にはトリガ回路１７の
出力トランジスタ２４のコレクタが接続されてい
て、トランジスタ９の端子電圧が基準電圧（第２
図ａの破線）以下に低下すると、一時的にトラン
ジスタ２４が導通するためPUT２５のアノード
電流はトランジスタ２４へバイパスされて零とな
りPUT２５は非導通状態となる。（第２図ｃにト
ランジスタ２４のコレクタ電流を示す。）そして、
その非導通状態はコンデンサ２８が充電されてゲ
ート電圧（第２図ｄの破線）に達するまで継続
し、達した後はPUT２５は再び点孤し、トラン
ジスタ２４が再度、導通するまで導通状態を保持
する。以上、第１図のトリガ回路１７、タイマ回
路１８、起動回路１９で制御回路を構成してい
る。

この様にして得られたタイマー回路１８の出力
（トランジスタ２６の出力（第２図ｅ））を反転し
てトランジスタ９のベース電流として与えれば、
タイマー回路１８で設定された時間のみトランジ
スタ９が導通し、加熱コイル両端には直流電源の
電圧が印加される。そしてその後はトランジスタ
９が非導通となつて加熱コイル７と共振コンデン
サ８で自由振動電流が流れる。その時の加熱コイ
ルの端子電圧は第２図のｆで示した波形となり、
トランジスタ９とダイオード１０に流れる電流は
第２図ｂとなる。しかし、インバータで大出力を
出す為にはトランジスタ９も大容量のものが必要
であるため、ベース電流と云えども、タイマー回
路の出力信号を増巾する必要があるが、電源回路
１１から大電流をスイツチングするには、電源回
路１１の容量を増加させ、且つ大電流定格のスイ
ツチング素子を使用せざるを得ない。特に電源容
量に関すれば、近来、CMOSなどのICの汎用化
によつて論理回路が低消費電力に移行しており、
トランジスタ９の駆動のためにのみ、容量を大巾
に増加させる必要があり、電源トランスの大型
化、電源部の発熱量、高価格化など調理器にとつ
て大きな問題となる。

そこで、加熱コイル７の端子電圧が第２図ｆに
示す波形であることに着目し、加熱コイルに電磁
結合した検出コイル３０の端子から加熱コイル７
と相似波形を取り出すと共に、それをトランジス
タ９のベース駆動電源とする事により、前述の問
題点を一挙に解決することが出来る。そのため、
本発明では検出コイル３０とダイオード３２とト
ランジスタ３７と２段の反転ゲート素子３５，３
６で構成された第１の駆動回路を設けるととも
に、ゲート素子３１とダイオード３３で構成され
た第２の駆動回路を設けている。

即ち、検出コイル３０の出力と、トランジスタ
２６を反転したゲート素子３１の出力（第２図
ｅ）をダイオード３２，３３の論理和回路の入力
にそれぞれ接続し、論理和出力から抵抗３４を介
してトランジスタ９のベース端子へ接続する。こ
の場合、ゲート素子の出力電圧は、通常、検出コ
イル３０の出力電圧より小さくなる様選ばれ、起
動時の第１サイクルにダイオード３３、抵抗３４
を介してトランジスタ９のベースへ供給される。
また第１サイクルにゲート素子３１よりトランジ
スタ９のベースに供給されるベース電流が微弱で
あつても、トランジスタ９のコレクタ電流がわず
かにでも流れはじめれば、加熱コイル７に電流が
流れ、検出コイル７の電流が増加し、さらにコレ
クタ電流が増加する第２サイクル以降では検出コ
イル７の電流のみでトランジスタ９のベース電流
が供給される。

一方、トランジスタ２６の出力は２段の反転ゲ
ート素子３５，３６で同相の出力のまま、トラン
ジスタ３７へ印加され第２図ｈの如くオン−オフ
出力を得る。トランジスタ３７のコレクタはトラ
ンジスタ９のベース端子へ接続されており、タイ
マー回路１８がタイマー動作を行つている間以外
はトランジスタ９のベース信号を禁止している。
すなわち、トランジスタ９のターンオフ時間を高
速化するためにベースに蓄積された過剰キヤリア
をトランジスタ３７で放出させると共に、検出コ
イル３０の不要な信号（第２図ｂで斜線部以外の
正信号）を禁止することで効率化を図つている。
トランジスタ９のベース電流を第２図ｉに示す。
又、トランジスタ３７のエミツタ端子をを負極性
電源へ接続し、その導通時にトランジスタ９のベ
ースへ逆バイアス電圧を印加すれば、トランジス
タ９の高速化をさらに促進することも可能であ
る。負極性電源としては、第１図の電源トランス
１０に別の２次巻線を設ければ簡単に得ることが
可能であるが、検出コイル３０の出力電圧を整流
しても得られる。

第３図は検出コイル３０から負極性電源も得た
第２の実施例である。

検出コイル３０はトランジスタ９を駆動する巻
線３０ａと負極性電源用の巻線３０ｂとで構成さ
れており巻線３０ａについては第１図の巻線３０
と同一作用である。巻線３０ｂはトランジスタ９
が導通した時の出力電圧で平滑コンデンサ４０を
整流ダイオード４１で半波整流して充電し、コン
デンサ４０の正極端子をトランジスタ９のエミツ
タに接続する。こうして得られた負極性母線４２
（コンデンサ４０の負極性端子）にトランジスタ
３７はエミツタ接地され、トランジスタ９のベー
ス端子に負極性バイアスを印加してスイツチング
速度を短縮する。正極電源とトランジスタ３７の
ベース間に挿入された抵抗４３はトランジスタ３
７のベース電流を流すが、トランジスタ３７のベ
ースエミツタ間にコレクタ・エミツタを接続した
トランジスタ４４のオン・オフによりバイパスさ
れる。トランジスタ４４のベースとゲート素子３
１の出力端子間にはゼナダイオード４５と抵抗４
６の直列回路が接続されている。ここで正極電源
電圧をV_A′、負極電源電圧を−V_B′ゼナダイオー
ド４５のゼナ電圧をV_Zとして表わすと、常に V_B＜V_Z＜V_A＋V_B となる様、選ばれているのでゲート素子３１の出
力端子が“１”になつてトランジスタ９を駆動す
る時にはトランジスタ４４が導通し、トランジス
タ３７のベース電流をバイパスするのでトランジ
スタ３７は非導通状態になりトランジスタ９は駆
動される。そしてゲート素子３１が“０”になつ
てゲート素子からのトランジスタ９への駆動信号
の供給を停止するとトランジスタ４４は非導通状
態となりトランジスタ３７は導通してトランジス
タ９にベース逆バイアスを印加する。

発明の効果以上述べた如く、本発明はインバータのトラン
ジスタの大電流駆動に対し、加熱コイルに結合し
た検出コイルから必要電力を供給するので次のよ
うな効果が期待できる。

１駆動回路用の電源容量を小さくできるため機
器の小型化、低価格化が図れる。

２大電流のスイツチング素子が高速化用の１ケ
で済み、且つ、電流が流れている時間巾も短か
いのでスイツチング素子の損失が少ない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図
は第１図の動作を説明する波形図、第３図は本発
明の他の実施例を示す回路図である。４……インバータ回路、７……加熱コイル、８
……共振コンデンサ、９……トランジスタ、３０
……検出コイル。

Claims

【特許請求の範囲】

１直流電源に加熱コイルと半導体スイツチング
素子を直列に接続すると共に、加熱コイルと共振
回路を構成する共振コンデンサを有したインバー
タ装置と、このインバータ装置の発振を制御する
制御回路と、加熱コイルの端子電圧を検出すべく
電磁結合して附設された検出コイルの出力を前記
半導体スイツチング素子に供給する第１の駆動回
路と、前記制御回路に接続され、前記半導体スイ
ツチング素子に出力を供給する第２の駆動回路を
備え、前記制御回路はインバータ装置の起動時に
前記第２の駆動回路の出力を前記半導体スイツチ
ング素子に供給させる誘導加熱調理器。