JPH0345880B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜技術分野＞ 本発明は、超可聴周波数の交流電圧を発生させ
て、変圧器で昇圧しマグネトロンを発振させる高
周波加熱装置に関するものである。

＜従来技術＞ 従来、高周波加熱装置のマグネトロン駆動電源
においては大電力の周波数変換のために半導体ス
イツチング素子を用い、そのオン・オフ動作にて
変圧器に直列もしくは並列接続された共振コンデ
ンサで共振回路を励振して変圧器で昇圧しマグネ
トロンを発振させていた。

しかしマグネトロン発振に必要なマグネトロン
駆動電力を得るためには駆動変圧器の電流値も大
きく、必然的にそれをスイツチングする半導体に
も大電流のスイツチング能力が要求される。その
ため、半導体スイツチング素子の駆動回路には大
きな電源容量が必要とされ、大型電源トランスや
大容量平滑コンデンサが必要であるため製品の小
型、軽量化や低価格化の大きな阻害要因であつ
た。

＜目的＞ 本発明は、かかる問題を解決するため別巻線を
駆動変圧器に設けて、その高周波駆動電力の一部
を検出すると共にその巻線出力をインバータ装置
の半導体駆動信号及び駆動電源とし、駆動回路の
電源容量を大巾に軽減してマグネトロンを効率よ
く発振させることにより小型、軽量化と低価格化
を図り得る高周波装置を提供しようとするもので
ある。

＜構成＞ 本発明は、上記目的を達成するために、直流電
源にマグネトロン駆動変圧器と半導体スイツチン
グ素子とが直列に接続されたインバータ装置が設
けられ、前記スイツチング素子を駆動する駆動回
路と、前記スイツチング素子をオン・オフ制御す
る制御回路とが設けられ、前記駆動変圧器にその
端子電圧を検出する別巻線が取り付けられ、該別
巻線の出力が前記駆動回路の駆動電源として利用
されたものである。

＜実施例＞ 以下、本発明の実施例を図面に基いて説明す
る。

まず第１図及び第２図に示す本発明の第一実施
例について詳述すると、本例の高周波加熱装置
は、商用電源１に電源スイツチ２を介して全波整
流器３が接続され、該全波整流器３の直流出力端
子にインバータ装置４及び該インバータ装置４を
制御する制御回路Ｓが接続されている。

インバータ装置４は二個のコンデンサ６ａ，６
ｂとチヨークコイル６ｃのパイ型フイルター回路
が前記整流器３の直流出力端子に接続され、出力
側のコンデンサ６ｂの端子には、マグネトロン駆
動変圧器７と共振用コンデンサ８の並列共振回路
が接続され、マグネトロン駆動変圧器７とスイツ
チング素子としてのトランジスタ９の直列回路が
接続されている。またフライホールダイオード１
０が前記トランジスタ９のコレクターエミツタ間
に逆接続されている。

マグネトロン１１Ａを発振させるマグネトロン
駆動回路１１Ｂは、駆動変圧器７の二次側のマグ
ネトロンヒータ電源巻線１１ａと、マグネトロン
入力電源巻線１１ｂに接続された半波整流高圧ダ
イオード１１ｃ及び高圧コンデンサ１１ｄとから
構成される。

ここで商用電源１の代わりに自動車のバツテリ
ー等の直流電源を用いれば、上記整流器３なども
不用となる。またインバータのパイ型フイルタ回
路も、電源への影響上、問題なければ廃止するこ
とも可能である。

次にインバータ装置４の制御回路Ｓ及び駆動回
路Ｔについて説明する。制御回路Ｓは、マグネト
ロン発振検出回路５Ａと、電源回路１２と、トリ
ガー回路１７と、タイマー回路１８と、起動回路
１９とから構成される。

マグネトロン発振検出回路５Ａは、全波整流器
３の出力電圧を抵抗５ａ，５ｂで分圧した電圧を
検出器５ｃの＋入力端子へ、また電流制限抵抗５
ｄを介してツエナダイオード５ｅでマグネトロン
発振電圧に調整した電圧を検出器５ｃの−入力端
子へ夫々入力するよう接続されて非反転増幅回路
が構成されたもので、マグネトロン発振時に検出
器５Ａは“１”の出力を発生する。

前記電源回路１２は、整流器３の交流入力端子
間に接続された電源トランス１Ａの二次出力端子
に接続されている。第１図では、この電源回路１
２は、ダイオード１２ａと平滑コンデンサ１３の
半波整流回路と、抵抗１４とツエナダイオード１
５の定電圧回路とから成る。しかし全波整流方式
を用いるか、あるいは電源トランス１Ａを廃止し
て整流器３の直流出力端子から分圧するか、用途
に応じて適宜、選択することができる。

電源回路１２の出力端子１６にはトリガー回路
１７と、その出力で作動するタイマー回路１８
と、起動回路１９とが接続されている。起動回路
１９は、起動スイツチ２０と、保護回路２１と、
NORゲート１９Ａとから成り、起動スイツチ２
０及び保護回路２１の両信号が共にマグネトロン
駆動条件時にNORゲート１９Ａから“１”出力
を発生するよう構成されている。ここで保護回路
２１としては内部部品の異常温度検出回路など機
器の保護や使用者の保護を行なう全ての保護回路
を含み、いずれかの保護回路が１つでも異常を検
出すると出力が“０”に変化する様構成されてい
れば良い。第２図ｇにその出力波形を示す。

トリガー回路１７は、トランジスタ９の端子電
圧（第２図ａ実線）と基準電圧（第２図ａ破線）
を比較する電圧比較器２２と、該比較器２２の出
力を微分するコンデンサ２３と、該コンデンサ２
３の充電電流で導通する出力トランジスタ２４と
から構成され、トランジスタ９の電圧が基準電圧
以下になつた時に出力トランジスタ２４は一時的
に導通するよう構成される。（第２図ｃ）。

タイマー回路１８はプログラマブルUJT（以下
PUTと略す。）２５及びトランジスタ２６を用い
たもので、該PUT２５のゲート電圧（第２図ｄ
の破線）は起動回路１９の出力電圧（第２図ｇ）
を分圧して得られており、また該タイマー回路１
８の出力トランジスタ２６は、そのベース電圧が
生じている時に導通するトランジスタである。

従つて、保護回路２１が異常を検知したり、起
動スイツチ２０が働いていない時は起動回路１９
の出力は零であるので出力トランジスタ２６は非
導通である。トランジスタ２６の出力波形を第２
図ｈに示す。またPUT２５が一定時間後に点弧
した後も、そのゲート・カソード間がPUT２５
により短絡されるのでトランジスタ２６のベース
電圧は実質的に零となり、出力トランジスタ２６
は非導通となる。

ここでPUT２５のアノードには抵抗２７とタ
イマー用コンデンサ２８が時定数回路として接続
されており、抵抗２７の抵抗値は、PUT２５が
点弧した後、導通状態を保持し得る十分なアノー
ド電流をPUT２５へ流すよう選択されている必
要がある。

一方、PUT２５のアノード端子にはトリガー
回路１７の出力トランジスタ２４のエミツタが接
続されていて、トランジスタ９の端子電圧が基準
電圧（第２図ａの破線）以下に低下すると、一時
的にトランジスタ２４が導通するため、PUT２
５のアノード電流はトランジスタ２４へバイパス
されて零となり、PUT２５は非導通状態となる。
第２図ｃにトランジスタ２４のベース電圧を示
す。PUT２５の非導通状態はコンデンサ２８が
充電されてゲート電圧（第２図ｄの破線）に達す
るまで継続し、達した後はPUT２５は再び点弧
し、トランジスタ２４が再び導通するまで導通状
態を保持する。この様にして得られたタイマー回
路１８の出力（トランジスタ２６の出力（第２図
ｈ）を駆動回路Ｔを通してトランジスタ９のベー
ス電流として与えれば、タイマー回路１８で設定
された時間のみトランジスタ９が導通し、駆動変
圧器７の両端には直流電源の電圧が印加される。

そしてその後はトランジスタ９が非導通となつ
て駆動変圧器７の電圧が減少する。その時の駆動
変圧器７の端子電圧は第２図のｆで示した波形と
なる。よつて駆動変圧器７によりマグネトロンヒ
ータ電源及びマグネトロン駆動電源をそれぞれ電
圧変換して供給する。トランジスタ９とダイオー
ド１０に流れる電流は第２図ｂとなる。

インバータ装置４で大出力を出すにはトランジ
スタ９も大容量のものが必要であるためベース電
流と云えども、タイマー回路１８の出力信号を増
巾する必要がある。

しかし電源回路１２から大電流をスイツチング
するためには、電源回路１２の容量を増加させ、
且つ大電流定格のスイツチング素子を使用せざる
を得ない。特に電源容量に関すれば、近来、
CMOSなどのICの汎用化によつて論理回路が低
消費電力に移行しており、トランジスタ９の駆動
のためにのみ容量を大巾に増加させる必要があ
り、電源トランスの大型化、電源部の発熱量、高
価格化など高周波加熱装置にとつて大きな問題と
なる。

そこで、本実施例では、駆動変圧器７の端子電
圧が第２図ｆに示す波形であることに着目し、駆
動変圧器７に別巻線３０を設け、該別巻線３０の
端子から駆動変圧器７と相似波形を取り出すと共
に、それをトランジスタ９のベース駆動電源とし
ている。即ち第３図の電源周波数での波形（第２
図ａを縮小）を見てみると、駆動変圧器７にかか
る電圧（第３図ａ）が低下した時、マグネトロン
入力電圧も低下し、第３図ｂに示すように発振は
停止する。なぜならマグネトロン１１Ａの特性は
第５図に示されるように、ツエナダイオードと同
じく電圧をある程度与えなければ電流は流れない
特性をもつている。そのマグネトロン入力電圧の
変化（発振状態）により駆動変圧器７のインピー
ダンスは左右される。マグネトロン発振時には、
駆動変圧器７のインピーダンスは低く、トランジ
スタ９は第４図Ｂ（第３図ａのＢ部分を拡大）に
示されるように、マグネトロンを駆動させる電力
を充分供給している。しかしマグネトロン発振停
止時には、マグネトロン発振検出回路５Ａの出力
は“０”になり、トランジスタ９のスイツチング
は停止する（第４図Ａ）。マグネトロン発振検出
器５Ａでは、整流器３の出力端子電圧を分圧した
電圧（第３図ｄ）と、電源回路１２の電圧をツエ
ナダイオード５ｅによりマグネトロン発振電圧に
調整した電圧とを比較し、出力電圧によりトラン
ジスタ９のスイツチングを制御する。そこで起動
電源の出力波形（第３図ｃ）に示されるように、
負荷であるマグネトロン１１Ａが発振停止した時
トランジスタ９のスイツチングも停止して起動電
源の電圧は上昇する。それを利用し、コンデンサ
４８に充分電荷を蓄積することができ、コンデン
サ４８を有効に使用することができ、またマグネ
トロン１１Ａを駆動する時、充分に電力を供給で
きるため安定したマグネトロンの発振をさせるこ
とができる。

次に別巻線３０の出力を得て、駆動回路Ｔを動
作させる回路例の説明をする。駆動回路Ｔは、ト
ランジスタ２６の出力をスピードアツプコンデン
サ２７Ａと抵抗２８Ａを介してベースにオン・オ
フの信号を入力するトランジスタ２９が設けら
れ、そのコレクタ側にトランジスタ３５のベース
が抵抗３６を介して接続される。そのトランジス
タ３５の出力波形を第２図ｅに示す。図の如くト
ランジスタ２９が導通状態時には、そのコレクタ
電圧は零になり、トランジスタ３５を導通させて
トランジスタ９のベース電流を供給する。また別
巻線３０は、コンデンサ４８、ダイオード４９を
介してトランジスタ３５のエミツタに接続され
る。

この場合、制御回路Ｓの出力電圧を起動時と、
別巻線３０の出力が極端に低下した時のみ供給す
る起動回路５１が設けられ、該起動回路５１は、
ダイオード５０、抵抗５２，５３、コンデンサ５
４とから成り、整流器３からの直流電源を抵抗５
２，５３で分圧し、その電圧をコンデンサ５４に
蓄えておいて、必要時にダイオード５０を介して
トランジスタ３５のエミツタに電源を供給し、ト
ランジスタ９のベースに電流を供給するよう接続
されている。起動回路５１の電源は電源トランス
を整流した直流電源あるいは、抵抗５２，５３の
それぞれに並列にコンデンサ５４を接続し、分圧
した出力を用いてもよい。その他の場合は別巻線
３０の出力がトランジスタ３５のエミツタに接続
されているためトランジスタ３５の電源を別巻線
３０の出力から得ている。

そして、トランジスタ２９が非導通時には、コ
レクタ電圧が“１”になり抵抗３６を介してダー
リントン接続されたトランジスタ３３，３４を導
通状態にして、トランジスタ９のターンオフ時間
を高速化するためにベースに蓄積された過剰キヤ
リアを、トランジスタ３３，３４で放出させると
共に、別巻線３０の不要な信号（第２図ｆで斜線
部以外の正信号）を禁止することで効率化を図つ
ている。トランジスタ９のベース電流を第２図ｉ
に示す。

またトランジスタ３４のエミツタ端子を負極性
電源へ接続し、トランジスタ３４の導通時にトラ
ンジスタ９のベースへ逆バイアス電圧を印加すれ
ば、トランジスタ９の高速化をさらに促進するこ
とも可能である。負極性電源としては、第１図の
電源トランス１Ａに別の二次巻線を設ければ簡単
に得ることが可能であるが、別巻線３０の出力電
圧を整流しても得られる。

第６図は別巻線３０から負極性電源も得た第二
実施例である。

別巻線３０は、トランジスタ９を駆動する第一
巻線３０ａと、負極性電源用の第二巻線３０ｂと
で構成されており、第一巻線３０ａについては第
１図の巻線３０と同一作用である。第二巻線３０
ｂはトランジスタ９が導通した時の出力電圧で整
流ダイオード４６により半波整流して充電するコ
ンデンサ４５が接続され、該コンデンサ４５の正
極端子がトランジスタ３４のエミツタに接続され
る。こうして得られた負極性線４７（コンデンサ
４５の負極性）にトランジスタ３４はエミツタ接
地され、トランジスタ９のベース端子に負極性バ
イアスを印加してスイツチング速度を短縮する。
またオンタイムの時間を長くした場合、一般的に
トランジスタ９に蓄積される過剰キヤリアも増加
する。この過剰キヤリアを放出するためには、負
極性電源の容量も増加させなければならない。し
かし第二巻線３０ｂをトランジスタ９のコレクタ
電流と同位相に接続すれば、オンタイムが増加し
ても平滑コンデンサ４５に蓄えられる電気量が多
くなり、オフ時に効率よく過剰キヤリアを放出さ
せることができ、トランジスタ９のスイツチング
をスムーズに動作させることができる。

次に第７図ないし第９図に示す本発明の第三実
施例について説明すると、本実施例の高周波加熱
装置は、上記第一実施例に示すインバータ装置４
において、トランジスタ９と共振回路を構成する
共振用コンデンサ８を省略したもので、他の構成
は第一実施例と同様である。

上記構成においては、第８，９図に示す如く、
各構成要素の出力波形は第２，４図に示す波形と
相違するが、トランジスタ９に駆動する駆動回路
Ｔに供給する駆動電源については実質的に差はな
い。なお、第８図は第２図に対応する各構成要素
の出力波形を示し、第９図は第４図に示すトラン
ジスタ９のコレクタ電流及びコレクタ電圧を示す
ものである。

次に第１０図に示す本発明の第四実施例につい
て説明すると、本実施例の高周波加熱装置は、第
二実施例に示すインバータ装置４において、トラ
ンジスタ９と共振回路を構成する共振用コンデン
サ８を省略したもので、他の構成及び作用は第二
実施例と同様である。

＜効果＞ 以上の説明から明らかな通り、本発明は直流電
源にマグネトロン駆動変圧器と半導体スイツチン
グ素子とが直列に接続されたインバータ装置が設
けられ、前記スイツチング素子を駆動する駆動回
路と、前記スイツチング素子をオン・オフ制御す
る制御回路とが設けられ、前記駆動変圧器にその
端子電圧を検出する別巻線が取り付けられ、該別
巻線の出力が前記駆動回路の駆動電源として利用
されたことを特徴とする高周波加熱装置に関する
ものである。従つて本発明によると、インバータ
のトランジスタの大電流駆動に対し、駆動変圧器
に取り付けられた別巻線から必要電力を供給する
ので次のような効果が期待できる。

(イ) 制御回路用の電源容量を小さくできるため機
器の小型化及び低価格化が図れる。

(ロ) 大電流のスイツチング素子が高速化用の一個
で済み、且つ電流が流れている時間巾も短いの
でスイツチング素子の損失を少なくできる。

(ハ) 瞬時停電などでインバータ装置の入力電圧が
急激に減少し、駆動変圧器の出力電圧が低下し
た場合でも制御回路の電源を利用して自動的に
バツクアツプするので極めて安定である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例を示す高周波加熱
装置の回路図、第２図は高周波加熱装置の各構成
要素の出力波形図、第３図は同じくインバータ装
置及びマグネトロンにおける出力波形図、第４図
はスイツチング素子のコレクタ電流及びコレクタ
電圧の出力波形図、第５図はマグネトロンの電圧
−電流特性図、第６図は本発明の第二実施例を示
す高周波加熱装置の波形図、第７図は本発明の第
三実施例を示す高周波加熱装置の回路図、第８図
は同じくその各構成要素の出力波形図面、第９図
は同じくスイツチング素子のコレクタ電流及びコ
レクタ電圧の示波形図、第１０図は本発明の第四
実施例を示す高周波加熱装置の回路図である。 Ｓ：制御回路、Ｔ：駆動回路、１：商用電源、
２：電源スイツチ、３：整流器、４：インバータ
装置、７：駆動変圧器、８：共振用コンデンサ、
９：トランジスタ、１０：ダイオード、１１Ａ：
マグネトロン、１１Ｂ：マグネトロン駆動回路、
３０，３０ａ，３０ｂ：別巻線。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源にマグネトロン駆動変圧器と半導体
   スイツチング素子とが直列に接続されたインバー
   タ装置が設けられ、前記スイツチング素子を駆動
   する駆動回路と、前記スイツチング素子をオン・
   オフ制御する制御回路とが設けられ、前記駆動変
   圧器にその端子電圧を検出する別巻線が取り付け
   られ、該別巻線の出力が前記駆動回路の駆動電源
   として利用されたことを特徴とする高周波加熱装
   置。