JPS61239595A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く技術分野〉 本発明は、超可聴周波数の交流電圧を発生させて、変圧
器で昇圧しマグネトロンを発振させる高周波加熱装置に
関するものである。

〈従来技術〉 従来、高周波加熱装置のマグネトロン駆動電源において
は大電力の周波数変換のために半導体スイッチング素子
を用い、そのオン・オフ動作にて変圧器に直列もしくは
並列接続された共振コンデンサで共振回路を励振して変
圧器で昇圧しマグネ　　　　　　　　　１トロンを発振
させていた。

しかしマグネトロン発振に必要なマグネトロン駆動電力
を得るためには駆動変圧器の電流値も大　　　　　　　
　　１゜外く、必然的にそれをスイッチングする半導体
に！ＪＮｉ！＋７）″！　７　＋　＞　’ｊ”１″“ｒ
Ｗ＊３“、Ｌ、　＋ｉ　　　　　ｉため、半導体スイッ
チング素子の駆動回路には大きな電源容量が必要とされ
、大型電源トランスや大容量平滑コンデンサが必要であ
るため製品の小型、軽量化や低価格化の大きな阻害要因
であった。

３゜わ、　　　　　　　　　１ 本発明は、かかる問題を解決するため別巻線を　　　　
　　　　　？駆動変圧器に設けて、その高周波駆動電力
の一部を検出すると共にその巻線出力をインバータ装置
の半導体駆動信号及び駆動電源とし、駆動回路の　　　
　　　　　　１□電源容量を大巾に軽減してマグネトロ
ンを効率よ　　。

く発振させることにより小型、軽量化と低価格化を図り
得る高周波装置を提供しようとするものである。

く構成〉 本発明は、上記目的を達成するために、直流電源にマグ
ネトロン駆動変圧器と半導体スイッチング素子とが直列
に接続されたインバータ装置が設けられ、前記スイッチ
ング素子を駆動する駆動回路と、前記スイッチング素子
をオン・オフ制御する制御回路とが設けられ、前記駆動
変圧器にその端子電圧を検出する別巻線が取り付けられ
、該別巻線の出力が前記駆動回路の駆動電源として利用
されたものである。

〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図面に基いて説明する。

まず第１図及び第２図に示す本発明の第一実施例につい
て詳述すると、本例の高周波加熱装置は、商用電源１に
電源スィッチ２を介して全波整流器３が接続され、該全
波整流器３の直流出力端子にインバータ装置４及び該イ
ンバータ装置４を制御する制御回路Ｓが接続されている
。

インバータ装置・１は二個のコンデンサ６ａ、６ｂとチ
ョークフィル６ｃのパイ型フィルター回路が前記整流器
３の直流出力端子に接続され、出力側のコンデンサ６１
〕の端子には、マグネトロン駆動変圧器７と共振用コン
デンサ８の並列共振回路が接続され、マグネトロン駆動
変圧器７とスイッチング素子としてのトランジスタタの
直列回路が接続されている。またフライホールダイオー
ド１０が前記トランジスタ９のコレクターエミッタ間に
逆接続されている。

マグネトロン１１Ａを発振させるマグネトロン駆動回路
１１Ｂは、駆動変圧器７の二次側のマグネトロンヒータ
電源巻線１１ａと、マグネトロン入力電源巻線１１１〕
に接続された半波整流高圧ダイオード１１ｃ及び高圧コ
ンデンサ１．１ｄとから構成される。

ここで商用電源１の代わりに自動車のバッテリー等の直
流電源を用いれば、上記整流器３なども不用となる。ま
たインバータのパイ型フィルタ回路も、電源への影響上
、問題なければ廃止することも可能である。

次にインバータ装置４の制御回路Ｓ及び駆動回路Ｔにつ
いて説明する。制御回路Ｓは、マグネトロン発振検出回
路５Ａと、電源回路１２と、トリガー回路１７と、タイ
マー回路１８と、起動回路１９とから構成される。

マグネトロン発振検出回路５Ａは、全波整流器３の出力
電圧を抵抗Ｓａ、５ｂで分圧した電圧を検出器５ｃの十
入力端子へ、また電流制限抵抗５ｄを介してツェナダイ
オード５ｅでマグネトロン発振電圧に調整した電圧を検
出器５ｃの一入力端子へ夫々入力するよう接続されて非
反転増幅回路が構成されたもので、マグネトロン発振時
に検出器５Ａは＋１１１１の出力を発生する。

前記電源回路１２は、整流器３の交流入力端子間に接続
された電源トランスＩＡの二次出力端子に接続されてい
る。第１図では、この電源回路１２は、ダイオ−）’１
２ａと平滑コンデンサ１３の半波整流回路と、抵抗１４
とツェナダイオ−１′１５の定電圧回路とがら成る。し
がし全波整流方式を用いるか、あるいは電源トランスＩ
Ａを廃止して整流器３の直流出力端子から分圧するか、
用途に応じて適宜、選択することができる。

電源回路１２の出力端子１６にはトリガー回路１７と、
その出力で作動するタイマー回路１８と、起動回路１９
とが接続されている。起動回路１９は、起動スイッチ２
０と、保護回路２１と、Ｎ。

Ｒゲート１９Ａとから成り、起動スイッチ２０及び保護
回路２１の両信号が共にマグネトロン駆動条件時にＮＯ
Ｒデート１９Ａがら“１”出力を発生するよう構成され
ている。ここで保護回路２１としては内部部品の異常温
度検出回路など機器の保護や使用者の保護を行なう全て
の保護回路を含み、いずれかの保護回路が１つでも異常
を検出すると出力が“１”に変化する様構成されていれ
ば良い。

第２図（ｇ）にその出力波形を示す。

トリが一回路１７は、トランジスタ９の端子電圧（第２
図（ａ）実線）と基準電圧（第２図（、）破線）を比較
する電圧比較器２２と、該比較器２２の出力を微分する
コンデンサ２３と、該コンデンサ２３の充電電流で導通
する出力トランジスタ２４とから構成され、トランジス
タ９の電圧が基準電圧以下になった時に出力トランジス
タ２４は一時的に導通するよう構成される。（第２図（
Ｃ））。

タイマー回路１８はプログラマフルＵＪＴ（以下Ｆ）Ｌ
Ｊ　Ｔと略す。）２５及びトランジスタ２６を用いたも
ので、該ＰＵＴ２５のデート電圧（第２図（ｄ）の破線
）は起動回路１９の出力電圧（第２図（８））を分圧し
て得られており、また該タイマー回路］８の出力トラン
ジスタ２６は、そのベース電圧が生じている時に導通す
るトランジスタである。

従って、保護回路２１が異常を検知したり、起動スイッ
チ２０が働いていない時は起動回路１９の出力は零であ
るので出力トランジスタ２６は非導通である。トランジ
スタ２６の出力波形を第２図（ｈ）に示す。またＰＵＴ
２５が一定時間後に点弧した後も、そのゲート・カソー
ド間がＰＴＪＴ２５により短絡されるのでトランジスタ
２６のベース電圧は実質的に零となり、出力トランジス
タ２６は非導通となる。

ここでＰＵＴ２５の７７−ドには抵抗２７とタイマー用
コンデンサ２８が時定数回路として接続されており、抵
抗２７の抵抗値は、ＰＵＴ２５が点弧した後、導通状態
を保持し得る十分なアノード電流をＰＵＴ２５へ流すよ
う選択されている必要がある。

一方、ＰＵＴ２５の７７−ド端子にはトリガー回路１７
の出力トランジスタ２４のコレクタが゛接続されていて
、トランジスタ９の端子電圧が基準電圧（第２図（、）
の破線）以下に低下すると、一時的にトランジスタ２４
が導通するため、ＰＵＴ２５のアノ−）ζ′雷電流トラ
ンジスタ２４ヘバイパスされて零となり、ＰＵＴ２５は
非導通状態となる。

第２図（ｃ）にトランジスタ２・１のフレフタ電流を示
す。ＰＵＴ２５の非導通状態はコンデンサ２８が充電さ
れてデート電圧（第２図（ｄ）の破線）に達するまで継
続し、達した後はＰＵＴ２５は再び点弧し、トランジス
タ２４が再び導通するまで導通状態を保持する。この様
にして得られたタイマー回路１８の出力（トランジスタ
２６の出力（第２図（１１））を駆動回路Ｔを通してト
ランジスタ９のベー入電流として与えれば、タイマー回
路１８で設定された時間のみトランジスタ９が導通し、
駆動変圧器７の両端には直流電源の電圧が印加される。

そしてその後はトランジスタ９が非導通となって駆動変
圧器７の電圧が減少する。その時の駆動変圧器７の端子
電圧は第２図の（ｆ）で示した波形となる。よって駆動
変圧器７によりマグネトロンヒータ電源及びマグネトロ
ン駆動電源をそれぞれ電圧変換して供給する。トランジ
スタ９とダイオード１０に流れる電流は第２図（ｌ〕）
となる。

インバータ装置４で大出力を出すにはトランジスタ９も
大容量のものが必要であるためベース電流と云えども、
タイマー回路１８の出力信号を増巾する必要がある。

しかし電源回路１２がら大電流をスイッチングするため
には、電源回路１１の容量を増加させ、且つ大電流定格
のスイッチング素子を使用せざるを得ない。特に電源容
量に関すれば、近来、ＣＭＯ８などのＩＣの汎用化によ
って論理回路が低消費電力に移行しており、トランジス
タ９の駆動のためにのみ容量を大中に増加させる必要が
あり、電源トランスの大型化、電源部の発熱量、高価格
化など高周波加熱装置にとって天外な問題となる。　　
　　　　　　ｌ。

そこで、本実施例では、駆動変圧器７の端子電圧が第２
図（ｆ）に示す波形であることに着目し、駆動変圧器７
に別巻線３０を設け、該別巻線３０の端子から駆動変圧
器７と相１１ノ、波形を取り出すと共に、それをトラン
ジスタ９のベース駆動電源としでいる。即ち第４図の電
源周波数での波形（第　　　　　　　　　１′２図（ａ
）を縮小）を見てみると、駆動変圧器７にかかる電圧（
第４図（ａ））が低下した時、マグネトロン入力電圧も
低下し、第４図（ＩＪ）に示すように発振は停止する。

なぜならマグネトロン１１Ａの特性は第６図に示される
ように、ツェナダイオードと同じく電圧をある程度与え
なければ電流は流れ　　　　　　　　　［ない特性をも
っている。そのマグネトロン人力　　　　　　　　　　
１圧の変化（発振状態）により駆動変圧器７のイ〜ンピ
ーヶ、ア７．１よ左右、６゜ｖ７４）ｏ＞Ｑ振１１＊　
１ｍｌよ、　　　　　　　　１駆動変圧器７のインピー
ダンスは低く、トランジ　　　　　　　　　）スタ９は
第５図Ｂ（第４図（ａ）のＢ部分を拡大）に　　　　　
　　　　シ示されるように、マグネトロンを駆動させる
電力を充分供給している。しかしマグネトロン発振体正
時には、マグネトロン発振検出回路５Ａの出力は“０゛
になＩ）、トランジスタ９のスイッチングは停止する（
第５図Ａ）。マグネトロン発振検出器５Ａでは、整流器
３の出力端子電圧を分圧した電圧（第４図（ｄ））と、
電源回路１２の電圧をツェナダイオード５ｅによりマグ
ネトロン発振電圧に調整した電圧とを比較し、出力電圧
によりトランジスタ９のスイッチングを制御する。そこ
で起動電源の出力波形（＄４図（Ｃ））に示されるよう
に、負荷であるマグネトロン１１　Ａが発振停止した時
トラ【□　　　　　　　　　ンジスタ９のスイッチング
も停止して起動電源の・し　・１ 電圧は上層する。それを利用し、コンデンサ４８に充分
電荷を蓄積することができ、コンデンサ４８を有効に使
用することか゛で′き、またマグネト。

ン１１Ａを駆動する時、充分に電力を供給できるため安
定したマグネトロンの発振をさせることができる。

次に別巻線３０の出力を得で、駆動回路Ｔを動作−させ
る回路例の説明をする。駆動回路Ｔは、トランジスタ２
６の出力をスピードアップコンデンサ２７Ａと抵抗２８
　Ａを介してベースにオン・オフの信号を入力するトラ
ンジスタ２９が設けられ、そのコｌノクタ側にトランジ
スタ３５のベースが抵抗３６を介して接続される。その
出力波形第２図（ｅ）に示す。図の如くトランジスタ２
つが導通状態時には、そのコレクタ電圧は零になり、ト
ランジスタ３５を導通させてトランジスタ９のベース電
流を供給する。また別巻線３０は、コンデンサ４８、ダ
イオード４９を介してトランジスタ３５のエミッタに接
続される。

この場合、制御回路Ｓの出力電圧を起動時の第　　　　
　　　　　　°、１サイクルと、別巻線３０の出力が極
端に低下した時のみ供給する起動回路５１が設けられ、
該起動回路５１は、ダイオード５０．抵抗５２，５３、
コンデンサ５４とから成り、整流器３からの直流電源を
抵抗５２．５３で分圧し、その電圧をコンデンサ５４に
蓄えておいて、必要時にダイオード５０を介してトラン
ジスタ３５のエミッタに電源を供給し、トランジスタ９
のベースに電流を供給するよう接続されている。起動回
路５１の電源は電源トランスを整流した直流電源あるい
は、抵抗５’２．５３のそれぞれに並列にコンデンサ５
４を接続し、分圧した出力を用いてもよい。その池の場
合は′別巻線３０の出力がトランジスタ３５のエミッタ
に接続されているためトランジスタ３５の１′　　　　
　　　　電源を別巻線３０の出力から得ている。

そして、トランジスタ２９及非導通時には、コレクタ電
圧が゛侍゛になり抵抗３６を介してダーリントン接続さ
れたトランジスタ３’３．３’４を導通状態にして、ト
ランジスタ９のターンオフ時間を高速化するためにベー
スに蓄積された過剰キャリアを、トランジスタ３３．３
４で放出させると共に、別巻ｆａ３’０の不要な信号（
第２図（ｆ）で斜線部以外の正信号）を禁止することで
効率化を図っている。トランジスタ９のベース電流を第
２図（ｉ）に示す。

またトランジスタ３４のエミッタ端子を負極性電源へ接
続し、トランジスタ３４の導通時にトランジスタ９のベ
ースへ逆バイアス電圧を印加すれぽ、トランジスタ９の
高速化をさらに促進することも可能である。負極性電源
としでは、第１図の電源トランス１Ａに別の二次巻線を
設ければ簡単に得ることが可能であるが、別巻線３０の
出力電圧を整流しても得られる。

第６図は別巻線３０から負極性電源も得た第二別巻線３
０は、トランジスタ９を駆動する第一　　　　　　　　
　　１゜実施例である。

巻線３０ａと、負極性電源用の第二巻線３０１〕とで構
成されており、第一巻線３０ａについては第１図の巻線
３０と同一作用である。第二巻線３０）〕はトランジス
タ９が導通した時の出力電圧で整流ダイオード４６によ
り半波整流して充電するコンデンサ４Ｓが接続され、該
コンデンサ４５の正極端子がトランジスタ９のエミッタ
に接続される。

こうして得られた負極性線４７（コンデンサ４５の負極
性）にトランジスタ３４はエミッタ接地さ□、ト５月８
９９（１）＜−２端子１ユ負極性２８、イアスを印加し
てスイッチング速度を短縮する。またオンタイムの時間
を長くした場合、一般的にトランジスタ９に蓄積される
過剰キャリアも増加する。

この過剰キャリアを放出するためには、負極性型）原の
容量も増加させなければ゛ならない。しかし第二巻線３
０１）をトランジスタ９のコレクタ電流と同位相に接続
すれば、オンタイムか増加しても平゛滑コンデンサ４５
に蓄えられる電気量が多くなり、オフ時に効率よく過剰
キャリアを放出させることができ、トランジスタ９のス
イッチングをスムーズに動作させることがで外る。

次に第７図ないし第９図に示す本発明の第三実施例につ
いて説明すると、本実施例の高周波加熱装置は、」二部
第−実施例に示すインバータ装置４においで、トランジ
スタ９と共振回路を構成する共振用コンデンサ８を省略
したもので、池の構成は第一実施例と同様である。

上記構成においては、第８，９図に示す如く、各構成要
素の出力波形は第２，４図に示す波形と相違するか、ト
ランジスタ９に駆動する駆動回路Ｔに供給する駆動電源
については実質的に差はない。なお、第８図は＄２図に
対応する各構成要素の出力波形を示し、第９図は第・１
図に示す１ランジスタ９のコレクタ電流及びコレクタ電
圧を示すものである。

次に第１０図に示す本発明の第四実施例について説明す
ると、本実施例の高周波加熱装置は、第二実施例に示す
インバータ装置４において、トランジスタつと共振回路
を構成する共振用コンデンサ８を省略したもので・、他
の構成及び作用は第二実施例と同様である。

〈効果〉 以上の説明から明らかな通り、本発明は直流電源に７ダ
ネトロン駆動変圧器と半導体スイッチング素子とが直列
に接続されたインバータ装置が設けられ、前記スイッチ
ング素子を駆動する駆動回路と、前記スイッチング素子
をオン・オフ　＠＋Ｊ御する制御回路とが設けられ、前
記駆動変圧器にその端子電圧を検出する別巻線が取りイ
」けられ、該別巻線の出力か前記駆動回路の駆動電源と
して利用されたことを特徴とする高周波加熱装置に関す
るものである。従って本発明によると、インバータの１
ランンスタの大電流駆動に対し、駆動変圧器に取り付け
られた別巻線から必要電力を供給するので次のような効
果が期待できる。

（イ）制御回路用の電源容量を小さくできるため機器の
小型化及び低価格化が図れる。

（ロ）大電流のスイッチング素子が高速化用の一個で゛
済み、且つ電流が流れている時間中も短いのでスイッチ
ング素子の損失を少なくできる。

（ハ）瞬時停電などでインバータ装置の入力電圧が急激
に減少し、駆動変圧器の出力電圧が低下した場合でも制
御回路の電源を利用して自動的にバックアップするので
極めて安定である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例を示す高周波加熱装置の回
路図、第２図は高周波加熱装置の各構成要素の出力波形
図、第３図は同じくインバータ装置及びマグネトロンに
おける出力波形図、第４図はスイッチング素子のコレク
タ電流及びコレクタ電圧の出力波形図、第５図はマグネ
トロンの電圧−電流特性図、第６図は本発明の第二実施
例を示　　　　　　　　　ｊ：。 す高周波加熱装置の波形図、第７図は本発明の第　　　
　　　　　　！三実施例を示す高周波加熱装置の回路図
、第８図　　　　　　　　　ヨ！： は同じくその各構成要素の出力波形図面、第９図　　　
　　　　　　１・は同しくスイッチング素子のコレクタ
電流及びコレクタ電圧の示波形図、第１０図は本発明の
第四実施例を示す高周波加熱装置の回路図である。 Ｓ二制御回路、Ｔ：駆動回路、１：商用電源、２：電源
スィッチ、３：整流器、４：インバータ装置、７：駆動
変圧器、８：共振用コンデンサ、９：トランジスタ、１
０：ダイオード、１１Ａ：マグネトロン、１１Ｂ：マグ
ネトロン駆動回路、３０，３０ａ。 ３（’ｊｂ：別巻線。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電源にマグネトロン駆動変圧器と半導体スイッチン
   グ素子とが直列に接続されたインバータ装置が設けられ
   、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記ス
   イッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とが設け
   られ、前記駆動変圧器にその端子電圧を検出する別巻線
   が取り付けられ、該別巻線の出力が前記駆動回路の駆動
   電源として利用されたことを特徴とする高周波加熱装置
   。